CN101855833B - 用于空分多址和多输入/多输出无线通信系统中的载波功率和干扰噪声估计的方法和装置 - Google Patents

Abstract

通过(i)依赖于均衡矩阵W^H和接收天线处的噪声方差的估计σ²，确定(406)均衡器的输出处的噪声方差σ_Z ²；(ii)依赖于均衡矩阵W^H、发射天线和接收天线之间的传送路径的传输函数矩阵H和发射信号的方差的估计σ_X ²，确定(412)均衡器的输出处的干扰σ₁ ²，以及(iii)依赖于W^H、H和σ_X ²，确定(410)均衡器的输出处的载波信号的功率S，来获得无线通信系统中的均衡器的输出处的载波信号功率S和干扰噪声NI的估计。干扰噪声的估计NI被计算为

这些值可用于促进无线通信系统的调节。

Description

用于空分多址和多输入/多输出无线通信系统中的载波功率和干扰噪声估计的方法和装置

背景技术

为了在宽带无线接入网络中高效地管理无线电资源而调节无线链路的特性。链路调节取决于接收机信道条件测量，诸如载波-干扰噪声比(CINR)、接收信号强度指示(RSSI)、噪声和干扰水平、瞬时容量、重试次数和分组丢失数目。特别地，需要准确估计载波-干扰噪声比(CINR)。该估计允许控制无线电信号强度。

在用于无线网络的电气电子工程师协会(IEEE)802.16宽带无线接入标准(还被称为“WiMAX”)中，载波-干扰噪声比(CINR)是用于网络的物理层的资源管理的重要空中接口条件指示，并且CINR估计被委托给网络基站。WiMAX规范推荐按如下计算CINR

${\mathrm{CINR}}_k=\frac{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|s_{k,n}\right|}^2}{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{|r_{k,n}-s_{k,n}|}^2},---\left(1\right)$

其中r_k，n是信号k中的接收样本n；s_k，n表示具有信道状态加权的检测样本或导频样本；并且N是估计中使用的样本数目。在WiMAX规范中还叙述了，估计应准确到+/-2dB以内。

该CINR估计方法适用于使用最大比合并(MRC)或者非SDMA(空分多址)系统的多个接收天线。在这些应用中，分立地计算每个天线的CINR，然后将这些CINR加总以形成总的信号质量指示。然而，在SDMA或MIMO(多输入/多输出)系统的情况中，由于天线波束形成或者MIMO均衡器导致了某种干扰消除，因此该估计不再是有效的。在这些系统中，在MIMO均衡器或波束形成器的输出中看到的有效干扰不是每个天线上的干扰的和。

已注意到，由于在解码器中看到的干扰在波束形成之后已被改变，因此用于MIMO和SDMA调度器中的MCS(调制码方案)选择的传统估计的干扰加噪声应被偏置某个值。然而，不存在已公开的用于确定该偏置值的方法。为了高效地管理无线电资源，当在基站或订户站中采用天线波束形成器或MIMO均衡器时需要更加准确的CINR估计。

附图说明

分立附图中的相同的附图标记表示相同或功能相似的元件并且附图连同下面的具体实施方式一起并入本说明书并且形成本说明书的一部分，用于进一步说明根据本发明的多种实施例和解释根据本发明的多种原理和优点。

图1是根据本发明的一些实施例的示例性通信系统的简图。

图2和图3示出了PUSC(部分使用子信道)模式中使用的区块(tile)结构。

图4是根据本发明的一些实施例的用于估计无线通信系统中的CINR的方法的流程图。

图5是根据本发明的一些实施例的用于估计CINR的系统的框图。

图6是CINR估计的图形比较。

本领域的技术人员将认识到出于简单和清楚的目的说明了图中的元件并且没有必要依比例绘制这些元件。例如，图中某些元件的尺寸可以相对于其他元件放大以帮助改进对本发明的实施例的理解。

具体实施方式

在详细描述根据本发明的实施例之前，应当观察到这些实施例主要在于与载波-干扰噪声比(CINR)估计相关的方法步骤和装置部件的组合。因此，该装置部件和方法步骤在适当的情况中已由附图中的传统码元表示，仅示出了与理解本发明的实施例有关的特定细节，以便对受益于此处描述的本领域的普通技术人员显而易见的细节不致使本公开内容变得模糊。

在本文中，诸如第一和第二、顶部和底部等关系术语可以仅用于使一个实体或动作区别于另一实体或动作，没有必要要求或意指该实体或动作之间的任何实际的这种关系或顺序。术语“包括”或其任何其他变化，应涵盖非排他性的内含物，由此包括元件列表的过程、方法、物品或装置不仅包括这些元件而且可以包括未明确列出的或者对于该过程、方法、物品和装置是固有的其他元件。前面带有“包括...一”的元件在没有更多限制的情况下，并不排除包括该元件的过程、方法、物品或装置中的额外的相同元件的存在。

将认识到，此处描述的本发明的实施例可包括一个或多个传统的处理器和控制该一个或多个处理器结合特定的非处理器电路来实现此处描述的载波-干扰噪声比(CINR)估计的一些、大部分或所有功能的唯一存储的程序指令。该非处理器电路可以包括，但不限于，无线电接收机、无线电发射机、信号驱动器、时钟电路、电源电路和用户输入设备。因此，这些功能可被解释为用于执行CINR估计的方法。一些或所有功能可通过不具有存储的程序指令的状态机实现，或者在一个或多个专用集成电路(ASIC)中实现，其中每个功能或者一些特定功能组合被实现为定制逻辑。当然，可以使用这两种方法的组合。因此，此处描述了用于这些功能的方法和构件。而且，预见到，本领域的普通技术人员尽管可能付出极大的努力并且具有在由例如，可用时间、当前技术和经济考虑所激发的许多设计选择，但是在此处公开的概念和原理的引导下，将容易地能够通过最少的实验生成该软件指令和程序以及IC。

在下文中，具有最小均方误差(MMSE)均衡器的上行链路(UL)空分多址(SDMA)系统的示例将被描述为本发明的示例性实施例。然而，对于本领域的普通技术人员将显而易见的是，本发明具有无线通信系统中的其他应用。

图1是示例性通信系统100的简图。来自第一订户的码元102在编码器104中被编码并且编码码元被传递通过傅里叶反变换单元106。单元106可以执行快速傅里叶反变换(IFFT)。来自单元106的输出包括许多个音调信号(tonal signal)，该音调信号被调制并且被传递到天线108用于发射。相似地，来自第二订户的数据110在编码器112中被编码并且编码码元被传递通过傅里叶反变换单元114。来自单元114的输出包括许多个音调信号，该音调信号被调制并且被传递到天线116用于发射。

来自天线108的信号在具有特性h₁₁的信号路径上被传播到接收站的第一天线118。该接收站可以是基站或网络接入点。然而，在本发明的其他实施例中，该接收站可以是从多个源接收信号的移动订户站。接收信号被传递通过傅里叶变换单元120(其可以是快速傅里叶变换(FFT)单元)以获得信号的频率分量。该信号还在具有特性h₂₁的信号路径上被传播到接收站的第二天线122。第二天线122接收的信号被传递通过傅里叶变换单元124以获得信号的频率分量。

来自天线116的信号在具有特性h₁₂的信号路径上被传播到接收站的第一天线118。接收信号被传递通过傅里叶变换单元124以获得信号的频率分量。该信号还在具有特性h₂₂的信号路径上被传播到接收站的第二天线122。第二天线122接收的信号被传递通过傅里叶变换单元124以获得信号的频率分量。

均衡器126被应用于天线118和122接收的信号的频率分量以获得对于两个用户发射的信号的估计128和130。这些估计随后被进一步处理以恢复原始码元。由于使用SDMA，因此来自用户的信号共享相同的频带并且相互干扰。均衡器126的一个职责是消除该干扰。然而，天线118和122也受噪声影响，该噪声在图1中由信号n1和n2表示，这阻碍了完美均衡。

从均衡器输出的信号128和130的CINR取决于均衡器的特性。然而，在现有的CINR估计方法中未使用均衡器特性。

在本发明的一个实施例中，使用正交频分复用(OFDM)来发射信号。在该方法中，每个用户信道包括被称为子信道的频带簇。每个OFDM码元被编码到子信道中。

图2和图3示出了PUSC(部分使用子信道)模式中使用的区块(tile)结构。在图2和图3中，使用四个子载波。区块的每个列对应于码元或时间间隔，而区块的每个行对应于子载波或频率。图2示出了用于用户1的区块200。区块200被布置为第一图案，该第一图案包括由标为“D”的圆形表示的许多个数据码元202、两个空码元204和由标为“P”的圆形表示的两个导频码元206。相似地，图3示出了用于用户2的区块300。区块300被布置为第二图案，该第二图案包括由标为“D”的圆形表示的许多个数据码元302、两个空码元304和由标为“P”的圆形表示的两个导频码元306。对于第一和第二图案，导频码元是正交的。具有这些区块图案的两个用户被配对在一起以共享由频率带宽和时间间隔组成的相同的上行链路(UL)资源。

在下面的描述中，为了简化假设两个接收天线。在移除循环前缀(CP)和傅里叶变换之后，在天线118和122上接收的信号可被表达为：

$\left\{\begin{array}{c}{Y}_1=H_{\mathrm{1,1}}{X}_1+H_{\mathrm{1,2}}{X}_2+N_1\\ Y_2=H_{\mathrm{2,1}}{X}_1+H_{\mathrm{2,2}}{X}_2+N_2\end{array}\right.,---\left(2\right)$

其中Y₁和Y₂分别是天线1(图1中的118)和天线2(图1中的122)上的接收信号；X₁和X₂分别表示用户1和用户2的发射信号；N₁和N₂是天线1和2的加性白高斯噪声；并且H_1，1、H_2，1、H_1，2和H_2，2表示信道特性h₁₁、h₂₁、h₁₂和h₂₁的傅里叶变换。

通过将均衡器应用于接收信号Y₁和Y₂可以估计发射信号X₁和X₂。接收信号向量由Y＝HX+N给出。产生最小均方误差的均衡器矩阵是

W^H＝(H^HH+σ²I)^-1H^H，                      (3)

其中上置的“H”表示共轭转置，I是单位矩阵，信道传输函数H由下式给出

$H=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{1,1}}& H_{\mathrm{1,2}}\\ H_{\mathrm{2,1}}& H_{\mathrm{2,2}}\end{array}\right],---\left(4\right)$

并且σ²是噪声方差，即σ²＝var(N₁)＝var(N₂)。用于用户1和用户2的均衡信号向量被给出为

$U=W^{H}Y=\left[\begin{array}{cc}{w}_{\mathrm{1,1}}^{*}& w_{\mathrm{2,1}}^{*}\\ w_{\mathrm{1,2}}^{*}& w_{\mathrm{2,2}}^{*}\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{1,1}}{X}_1+H_{\mathrm{1,2}}{X}_2+N_1\\ H_{2,1}{X}_1+H_{\mathrm{2,2}}{X}_2+N_2\end{array}\right].---\left(5\right)$

馈送到对应的信道解码器中的用户1的信号可被表达为

来自均衡器的输出中的加性噪声的方差是

并且干扰方差可被确定为

${\mathrm{\σ}}_{I_1}^2=|{\left[W^{H}H\right]}_{\mathrm{1,2}}{|}^2{\mathrm{\σ}}_X^2={\left|(w_{\mathrm{1,1}}^{*}{H}_{\mathrm{1,2}}+w_{\mathrm{2,1}}^{*}{H}_{\mathrm{2,2}})\right|}^2{\mathrm{\σ}}_X^2.---\left(7\right)$

这里，σ_X ²是发射信号的方差。例如，对于归一化QAM(正交幅度调制)星座图(constellation)，

在区块中的用于用户1的信道解码器处看到的有效干扰加噪声是

${\mathrm{NI}}_{t,1}={\left|(w_{\mathrm{1,1}}^{*}{H}_{\mathrm{1,2}}+w_{\mathrm{2,1}}^{*}{H}_{\mathrm{2,2}})\right|}^2{\mathrm{\σ}}_X^2+({\left|w_{\mathrm{1,1}}\right|}^2+{\left|w_{\mathrm{2,1}}\right|}^2){\mathrm{\σ}}^2.$

区块中的用户1的均衡载波信号功率是

$S_{t,1}={\left|{\left[W^{H}H\right]}_{\mathrm{1,1}}\right|}^2{\mathrm{\σ}}_X^2={\left|(w_{\mathrm{1,1}}^{*}{H}_{\mathrm{1,1}}+w_{\mathrm{2,1}}^{*}{H}_{\mathrm{2,1}})\right|}^2{\mathrm{\σ}}_X^2---\left(8\right)$

因此，区块中的用户1的有效CINR是

${\mathrm{CINR}}_{t,1}=\frac{S_{t,1}}{{\mathrm{NI}}_{t,1}}=\frac{{\left|(w_{\mathrm{1,1}}^{*}{H}_{\mathrm{1,1}}+w_{\mathrm{2,1}}^{*}{H}_{\mathrm{2,1}})\right|}^2{\mathrm{\σ}}_X^2}{{\left|(w_{\mathrm{1,1}}^{*}{H}_{\mathrm{1,2}}+w_{\mathrm{2,1}}^{*}{H}_{\mathrm{2,2}})\right|}^2{\mathrm{\σ}}_X^2+({\left|w_{\mathrm{1,1}}\right|}^2+{\left|w_{\mathrm{2,1}}\right|}^2){\mathrm{\σ}}^2}.---\left(9\right)$

从实际来讲，可以使用导频码元来计算信道估计。例如，可以如下估计H_1，1、H_2，1、H_1，2和H_2，2

${\hat{H}}_{\mathrm{1,1}}=\frac{1}{2}(\frac{{Y_1}^{A,1}}{P_{A,1}}+\frac{{Y_1}^{A,2}}{P_{A,2}})---\left(10\right)$

${\hat{H}}_{\mathrm{2,1}}=\frac{1}{2}(\frac{{Y_2}^{A,1}}{P_{A,1}}+\frac{{Y_2}^{A,2}}{P_{A,2}})---\left(11\right)$

${\hat{H}}_{\mathrm{1,2}}=\frac{1}{2}(\frac{{Y_1}^{B,1}}{P_{B,1}}+\frac{{Y_1}^{B,2}}{P_{B,2}})---\left(12\right)$

${\hat{H}}_{\mathrm{2,2}}=\frac{1}{2}(\frac{{Y_2}^{B,1}}{P_{B,1}}+\frac{{Y_2}^{B,2}}{P_{B,2}})---\left(13\right)$

其中Y₁和Y₂的上标指出在区块中的接收导频码元位置，例如Y₁ ^A，1意指天线1上的区块图案A中的接收导频1。通常，

${\hat{H}}_{a,u}=\frac{1}{2}(\frac{Y_a^{u,1}}{P_{u,1}}+\frac{Y_a^{u,2}}{P_{u,2}}),$

其中Y_a ^u，s表示关于PUSC(部分使用子信道)区块图案u中的导频s的来自天线a的接收信号，并且P_u，s表示PUSC区块图案u中的导频s。

相似地，区块中的用户2的CINR是

${\mathrm{CINR}}_{t,2}=\frac{S_{t,2}}{{\mathrm{NI}}_{t,2}}=\frac{{\left|(w_{\mathrm{1,2}}^{*}{H}_{\mathrm{1,2}}+w_{\mathrm{2,2}}^{*}{H}_{\mathrm{2,2}})\right|}^2{\mathrm{\σ}}_X^2}{{\left|(w_{\mathrm{1,2}}^{*}{H}_{1,1}+w_{\mathrm{2,2}}^{*}{H}_{\mathrm{2,1}})\right|}^2{\mathrm{\σ}}_X^2+({\left|w_{\mathrm{1,2}}\right|}^2+{\left|w_{\mathrm{2,2}}\right|}^2){\mathrm{\σ}}^2}---\left(14\right)$

最后，针对用户1和2分别在所有区块上对CINR估计取平均，即，

${\mathrm{CINR}}_1=\frac{1}{T}\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{CINR}}_{t,1}$ 和 ${\mathrm{CINR}}_2=\frac{1}{T}\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{CINR}}_{t,2},---\left(15\right)$

其中T是用于每个用户的区块数目。

CINR估计可用于无线链路的调节。在一些应用中，有效信号功率S和干扰噪声功率NI分立地用于无线电资源管理。因此期望单独地报告两个测量结果而非报告比值。它们被计算为

$S_1=\frac{1}{T}\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{t,1},$ $S_2=\frac{1}{T}\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{t,2},$ ${\mathrm{NI}}_1=\frac{1}{T}\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{NI}}_{t,1}$ 和 ${\mathrm{NI}}_2=\frac{1}{T}\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{NI}}_{t,2}---\left(16\right)$

其中S₁和NI₁是用户1的信号和干扰噪声功率，并且S₂和NI₂是用户2的信号和干扰噪声功率。例如，报告单独的S和NI估计的一个益处是除了CINR外还确定RSSI，其中RSSI＝S+NI而CINR＝S/NI。

图4是用于在无线通信系统中估计诸如用户1的用户的CINR的方法的流程图。在图4中的开始框402之后，在框404中如上述式(10)-(13)通过导频音调估计传输函数H。在框406中，通过空码元估计每个天线处的噪声方差σ²。在框408中，使用上式(3)通过H和σ²计算均衡矩阵W。在框410中，通过H、W和信号方差σ_X ²将区块中的用户1的期望信号功率计算为

在框412中，通过H、W和σ_X ²将区块中的用户1的干扰方差计算为

${\mathrm{\σ}}_{I_1}^2={\left|(w_{\mathrm{1,1}}^{*}{H}_{\mathrm{1,2}}+w_{\mathrm{2,1}}^{*}{H}_{\mathrm{2,2}})\right|}^2{\mathrm{\σ}}_X^2.$

在框414中，通过W和σ²将区块中的用户1的信道噪声方差计算为

${\mathrm{\σ}}_{z_1}^2=({\left|w_{\mathrm{1,1}}\right|}^2+{\left|w_{\mathrm{2,1}}\right|}^2){\mathrm{\σ}}^2.$

最后，在框416中，根据上式(9)，区块中的用户1的载波-干扰噪声比(CINR)被计算为

${\mathrm{CINR}}_{t,1}=\frac{S_{t,1}}{{\mathrm{NI}}_{t,1}}=\frac{S_{t,1}}{{\mathrm{\σ}}_{Z_1}^2+{\mathrm{\σ}}_{I_1}^2}.$

可选地，在框418中，可以计算用于用户的所有区块上的CINR1、S₁和/或NI₁的值。该方法终止于框420。

可以通过对应的方式执行对其他用户的CINR的计算。

因此，通过(i)依赖于均衡矩阵W^H以及接收天线处的噪声方差σ²的估计，确定均衡器的输出处的噪声方差

和(ii)依赖于均衡矩阵W^H、多个发射天线和多个接收天线之间的传送路径的传输函数矩阵H和从发射天线发射的信号的方差的已知值σ_X ²，确定均衡器的输出处的干扰功率

和

并且(iii)依赖于均衡矩阵W^H、传输函数矩阵H和发射天线处的信号方差的已知值σ_X ²，确定均衡器的输出处的信号的期望信号功率S₁和S₂，来获得无线通信系统中的均衡器的输出处的载波-干扰噪声比(CINR)的估计。载波-干扰噪声比(CINR)的估计被计算为在每个用户的所有区块上取平均的

和

该CINR或独立的S和NI值被输出以促进无线通信系统的调节。

图5是根据本发明的一些实施例的用于估计CINR的系统的框图。参考图5，天线118和112接收发射信号。循环前缀被移除并且信号被传递到处理元件502，处理元件502执行傅里叶变换以获得信号的频率分量并且还对对应的码元解码。如上文讨论的图2和图3中所示，一些频率分量对应于一些时隙中的导频音调504和其他时隙中的空码元506。其他频率分量对应于数据码元508。导频音调504(其包括频率分量Y和对应的码元P)被传递到第三处理单元510并且用于确定传输函数矩阵H。对应于空码元的频率分量506被传递到第四处理单元512并且用于生成天线噪声方差的估计σ²。第五处理单元514随后例如使用MMSE技术，使用传输函数矩阵H和噪声方差估计σ²确定均衡矩阵W。随后在第一处理单元516中使用均衡矩阵W和传输函数矩阵H以及从发射天线发射的信号的方差的已知值σ_X ²确定信号功率估计S和干扰方差σ_I ²。在第二处理单元518中使用均衡矩阵W和天线噪声方差估计σ²确定估计的信道噪声方差σ_Z ²。最后，信道噪声方差σ_Z ²和干扰方差σ_I ²在求和单元520处被求和并且在除法单元522处信号功率估计S被其所除以给出CINR估计524。

第一处理单元516在操作中用于依赖于均衡矩阵W^H、发射天线和接收天线之间的传输函数矩阵H和发射信号的已知值σ_X ²产生均衡器的输出处的信号功率的估计S，并且进一步在操作中用于依赖于均衡矩阵W^H、传输函数矩阵H和发射信号的方差σ_X ²产生均衡器的输出处的干扰方差的估计σ_I ²。

第二处理单元518在操作中用于依赖于均衡矩阵W^H和接收天线处的噪声方差的估计σ²生成均衡器的输出处的噪声方差的估计σ_Z ²。

求和单元520在操作中用于对均衡器的输出处的干扰方差的估计σ_I ²和噪声方差的估计σ_Z ²求和，并且除法单元522在操作中用于通过使均衡器的输出处的信号功率的估计S除以均衡器的输出处的干扰方差的估计σ_I ²和噪声方差的估计σ_Z ²的和来产生CINR。

第三处理单元510在操作中用于从接收天线接收导频音调码元和对应的子信道分量504并且由其生成发射天线和接收天线之间的传输函数矩阵H。

第四处理单元512在操作中用于从接收天线接收对应于空码元的子信道分量，并且在操作中用于由其生成天线噪声方差估计σ²。第五处理单元514耦合至处理单元510和512，并且在操作中用于依赖于传输函数矩阵H和天线噪声方差估计σ²生成均衡矩阵W^H。

这些处理单元可以例如，在诸如计算机微处理器或者数字信号处理器的编程处理器上实现。可替选地，可以使用定制集成电路或者可编程逻辑电路(诸如现场可编程门阵列)实现处理元件。包括前面提及的实施例的组合的其他实施例对于本领域的普通技术人员是显而易见的。

可以通过订户站、中间站或者基站估计CINR。估计的CINR可以被传递到网络中的其他节点。

与上述方法相反，如果遵循IEEE WiMAX规范的指导，则用户1的载波-干扰噪声比可被计算如下(假设基于区块执行信道估计)：

${\mathrm{CINR}}_{\mathrm{spec}}=\frac{\mathrm{\Σ}({\left|{\hat{H}}_{\mathrm{1,1}}{P}_{A,1}\right|}^2+{\left|{\hat{H}}_{\mathrm{1,1}}{P}_{A,2}\right|}^2+{\left|{\hat{H}}_{\mathrm{2,1}}{P}_{A,1}\right|}^2+{\left|{\hat{H}}_{\mathrm{2,1}}{P}_{A,2}\right|}^2)}{\mathrm{\Σ}({|{Y_1}^{A,1}-{\hat{H}}_{\mathrm{1,1}}{P}_{A,1}|}^2+{|{Y_1}^{A,2}-{\hat{H}}_{\mathrm{1,1}}{P}_{A,2}|}^2+{|{Y_2}^{A,1}-{\hat{H}}_{\mathrm{2,1}}{P}_{A,1}|}^2+{|{Y_2}^{A,2}-{\hat{H}}_{\mathrm{2,1}}{P}_{A,2}|}^2)}---\left(17\right)$

通常，这是对于MIMO和SDMA系统的差的估计。特别地，该估计不取决于均衡器的特性W^H。

如果接收天线的数目是M，则用于用户1的每个区块的CINR估计可被写为

${\mathrm{CINR}}_{t,1}=\frac{{\left|\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,1}^{*}{H}_{m,1}\right|}^2{\mathrm{\σ}}_X^2}{{\left|\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,1}^{*}{H}_{m,2}\right|}^2{\mathrm{\σ}}_X^2+{\mathrm{\σ}}^2\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|w_{m,1}^{*}\right|}^2}---\left(18\right)$

通过相似的方式可以得到用于用户2的等效等式。

对于本领域的普通技术人员显而易见的是，对于接收天线具有不同的噪声水平的应用可以修改上述方法。在这些情况中，均衡矩阵是

$W^H={(H^{H}H+\mathrm{diag}\{{\mathrm{\σ}}_m^2\left\}\right)}^{-1}{H}^H---\left(19\right)$

其中σ_m ²是接收天线m处的噪声方差，并且diag表示对角矩阵。相似地，用户u的信道噪声方差是

${\mathrm{\σ}}_{Z_u}^2=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|w_{m,u}\right|}^2{\mathrm{\σ}}_m^2.$

图6示出了关于示例性系统的真实CINR值(虚线602)以及使用本发明的方法获得的CINR的估计(线604)和使用WiMAX规范中给出的方法获得的CINR的另外的估计(线606)的曲线。在该示例中，如WiMAX规范中推荐而得到的估计是非常差的。这是因为该方法被设计用于不利用SDMA的系统。相反地，本发明的方法提供了与真实值良好吻合的CINR估计。虚线608指出了偏离真实CINR+/-2dB的误差棒。本发明的方法产生了良好地处于真实值的2dB内的估计，而如WiMAX规范中推荐而得到的估计常常在远超过2dB的误差内。

在前面的说明书中已描述了本发明的具体实施例。然而，本领域的普通技术人员应认识到，在不偏离所附权利要求中阐述的本发明的范围的前提下可以进行多种修改和改变。因此，说明书和附图应被视为说明性的而非限制性的，并且所有该修改应涵盖于本发明的范围内。益处、优点、对问题的解决方案以及可以引出任何益处、优点或解决方案或者使其变得更加显著的任何(一个或多个)要素不应被解释为任何或所有权利要求的关键的、必需的或基本的特征或要素。本发明由所附权利要求唯一限定，包括在本申请的未决期间进行的任何修改以及所发布的权利要求的所有等效物。

Claims (20)

1.一种用于在无线通信系统中生成均衡器输出处的载波信号功率S和干扰噪声NI的估计的方法，所述均衡器的特性由均衡矩阵W^H描述并且所述均衡器从多个接收天线接收信号，所述方法包括：

依赖于均衡矩阵W^H和所述接收天线处噪声方差的估计σ²，确定所述均衡器输出处的噪声方差

依赖于所述均衡矩阵W^H、多个发射天线和所述多个接收天线之间传送路径的传输函数矩阵H和从所述发射天线发射的信号的方差

确定所述均衡器输出处的干扰方差估计

依赖于所述均衡矩阵W^H、所述传输函数矩阵H和从所述发射天线发射的信号的方差

确定所述均衡器输出处的所述载波信号的载波信号功率S；

将估计的干扰噪声确定为

以及

输出从所述载波信号功率S和干扰噪声NI得到的至少一个值，以促进所述无线通信系统的调节。

2.如权利要求1所述的方法，进一步包括：将估计的载波-干扰噪声比（CINR）确定为CINR=S/NI，其中输出从所述载波信号功率S和干扰噪声NI得到的至少一个值以促进所述无线通信系统的调节的步骤包括：输出所述估计的CINR。

3.如权利要求2所述的方法，进一步包括：将用户u的估计的平均载波-干扰噪声比确定为

${\mathrm{CINR}}_u=\frac{1}{T}\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{CINR}}_{t,u},$

其中CINR_t,u是用于用户u的区块t的CINR，并且T是区块的总数目，其中输出从所述载波信号功率S和干扰噪声NI得到的至少一个值以促进所述无线通信系统的调节的步骤包括：输出所述估计的平均载波-干扰噪声比。

4.如权利要求1所述的方法，进一步包括：将接收信号强度指示（RSSI）确定为RSSI=S+NI，其中输出从所述载波信号功率S和干扰噪声NI得到的至少一个值以促进所述无线通信系统的调节的步骤包括：输出所述接收信号强度指示（RSSI）。

5.如权利要求1所述的方法，进一步包括：

依赖于导频音调值和对应的接收信号分量，确定所述传输函数矩阵H；以及

通过所述传输函数矩阵H和所述接收天线处噪声方差的估计σ²，确定所述均衡器的均衡矩阵W^H。

6.如权利要求5所述的方法，其中所述传输函数矩阵H的元素被确定为

${\hat{H}}_{a,u}=\frac{1}{2}(\frac{Y_a^{u,1}}{P_{u,1}}+\frac{Y_a^{u,2}}{P_{u,2}}),$

其中

表示关于部分使用子信道PUSC区块图案u中的导频s的来自天线a的接收信号，并且P_u,s表示PUSC区块图案u中的导频s。

7.如权利要求5所述的方法，其中所述均衡矩阵W^H被确定为W^H＝(H^HH+σ²I)^-1H^H，其中σ²是在所述接收天线处所述噪声的方差的估计，并且I是单位矩阵。

8.如权利要求1所述的方法，其中用于用户u的所述均衡器输出处的载波信号功率S被确定为

$S={\left|{\left[W^{H}H\right]}_{u,u}\right|}^2{\mathrm{\σ}}_X^2={\left|\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,u}^{*}{H}_{m,u}\right|}^2{\mathrm{\σ}}_X^2,$

其中w_m,u是矩阵W的行m和列u中的元素，H_m,u是矩阵H中的行m和列u中的元素，并且M是接收天线的数目。

9.如权利要求1所述的方法，其中用于用户u的所述均衡器输出处的干扰方差估计

被确定为

${\mathrm{\σ}}_I^2={\left|{\left[W^{H}H\right]}_{u,v}\right|}^2{\mathrm{\σ}}_X^2={\left|\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m.u}^{*}{H}_{m,v}\right|}^2{\mathrm{\σ}}_X^2,$

其中w_m,u是矩阵W的行m和列u中的元素，H_m,u是矩阵H中的行m和列u中的元素，M是接收天线的数目并且u不等于v。

10.如权利要求1所述的方法，其中用于用户u的所述均衡器输出处的噪声方差

被确定为

${\mathrm{\σ}}_Z^2=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|w_{m,u}\right|}^2{\mathrm{\σ}}_m^2,$

其中w_m,u是矩阵W的行m和列u中的元素，M是接收天线的数目并且

是第m个接收天线处的噪声方差。

11.如权利要求1所述的方法，进一步包括：对于用户u，确定估计的平均信号功率

和平均干扰加噪声功率

其中S_t,u是如上计算的区块t中的用户u的信号功率，并且NI_t,u是来自所有其他用户的干扰加上区块t中对于用户u的总噪声。

12.一种用于在无线通信系统中生成载波-干扰噪声比（CINR）的估计的装置，所述无线通信系统包括多个发射天线、多个接收天线和具有均衡矩阵W^H的均衡器，所述均衡器在操作中用于对来自所述多个接收天线的信号进行均衡，所述装置包括：

第一处理单元，所述第一处理单元在操作中用于依赖于均衡矩阵W^H、所述多个发射天线和所述多个接收天线之间的传输函数矩阵H和发射信号的方差

来产生所述均衡器输出处的载波信号功率S，并且进一步在操作中用于依赖于所述均衡矩阵W^H、所述传输函数矩阵H和所述发射信号的方差

来产生所述均衡器输出处的干扰方差估计

第二处理单元，所述第二处理单元在操作中用于依赖于所述均衡矩阵W^H和所述接收天线处的噪声方差估计σ²来生成所述均衡器输出处的噪声方差

求和单元，所述求和单元在操作中用于对所述均衡器输出处的干扰方差估计

和噪声方差估计

求和；以及

除法单元，所述除法单元在操作中用于通过将所述均衡器输出处的信号功率估计S除以所述均衡器输出处的干扰方差估计

和噪声方差估计

之和来产生所述CINR。

13.如权利要求12所述的装置，其中在编程处理器上实现所述第一处理单元、所述第二处理单元、所述求和单元和所述除法单元。

14.如权利要求12所述的装置，进一步包括：

第三处理单元，所述第三处理单元在操作中用于从所述多个接收天线接收导频音调码元和对应的子信道分量，并且在操作中用于通过所述导频音调码元和对应的子信道分量来生成所述多个发射天线和所述多个接收天线之间的所述传输函数矩阵H；

第四处理单元，所述第四处理单元在操作中用于从所述多个接收天线接收与空码元相对应的子信道分量，并且在操作中用于通过所述与空码元相对应的子信道分量来生成天线噪声方差估计σ²；以及

第五处理单元，所述第五处理单元耦合至所述第三处理单元和第四处理单元，并且在操作中用于依赖于所述传输函数矩阵H和所述天线噪声方差估计σ²来生成所述均衡矩阵W^H。

15.如权利要求14所述的装置，进一步包括傅立叶变换单元，所述傅立叶变换单元耦合至所述第三处理单元和第四处理单元的输入，并且在操作中用于确定来自所述多个接收天线的信号的子信道分量。

16.如权利要求14所述的装置，其中在编程处理器上实现所述第三处理单元、所述第四处理单元和所述第五处理单元。

17.如权利要求14所述的装置，其中所述装置被集成在所述无线通信系统的基站中。

18.如权利要求17所述的装置，其中所述多个发射天线对应于所述无线通信系统的多个用户。

19.如权利要求17所述的装置，其中所述多个发射天线对应于所述无线通信系统的单个用户。

20.如权利要求14所述的装置，其中所述装置被集成在所述无线通信系统的移动订户站中。

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