KR20100031776A

KR20100031776A - 공간 분할 다중 접속 및 다중 입력/다중 출력 무선 통신 시스템에서 반송파 전력 및 간섭-잡음 추정을 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20100031776A
Application number: KR1020107003234A
Authority: KR
Inventors: 시아오용 유; 지안 제이. 우
Original assignee: 모토로라 인코포레이티드
Priority date: 2007-08-16
Filing date: 2008-08-12
Publication date: 2010-03-24
Also published as: KR101076483B1; CN101855833B; CN101855833A; US7792226B2; US20090046772A1; WO2009026050A1

Abstract

무선 통신 시스템에서 등화기의 출력에서 반송파 신호 전력 S 및 간섭-잡음의 추정치 NI는, (ⅰ) 등화 매트릭스 W^H 및 수신 안테나들에서 잡음의 분산 σ²의 추정치에 의존하는 등화기의 출력에서의 잡음의 분산,

을 결정(406)하고, (ⅱ) 등화 매트릭스 W^H, 송신 안테나들 및 수신 안테나들 사이의 송신 경로들의 전달 함수 매트릭스 H, 및 송신된 신호들의 분산의 추정치

에 의존하는 등화기의 출력에서의 간섭

을 결정(412)하고, (ⅲ) W^H, H, 및

에 의존하는 등화기의 출력에서의 반송파 신호의 전력 S을 결정(410)함으로써 얻어진다. 간섭-잡음의 추정치 NI는 NI =

+

로서 계산된다. 이 값들이 사용되어 무선 통신 시스템의 적응을 용이하게 한다.

Description

공간 분할 다중 접속 및 다중 입력/다중 출력 무선 통신 시스템에서 반송파 전력 및 간섭-잡음 추정을 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR CARRIER POWER AND INTERFERENCE-NOISE ESTIMATION IN SPACE DIVISION MULTIPLE ACCESS AND MULTIPLE-INPUT/MULTIPLE-OUTPUT WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS}

광대역 무선 액세스 네트워크에서 무선 자원들을 효율적으로 관리하기 위해, 무선 링크의 특성이 적응된다(adapted). 링크 적응(link adaptation)은 CINR(carrier to interference-noise ratio), RSSI(received signal strength indicator), 잡음 및 간섭 레벨들, 순간 용량(instantaneous capacity), 다수의 재시도 및 다수의 손실된 패킷과 같은 수신기 채널 상태 측정치들(receiver channel condition measurements)에 의존한다. 특히, CINR의 정확한 추정치가 요구된다. 이 추정치는 무선 신호 강도들이 제어되도록 한다.

통신 네트워크를 위한 IEEE(Institute of Electrical and Electronic Engineers) 802.16 광대역 무선 액세스(Broadband Wireless Access) 규격("WiMAX"로도 알려짐)에서, CINR은 네트워크의 물리 계층(Physical Layer)의 자원 관리를 위해 사용되는 중요한 무선 인터페이스 상태 표시자(air interface condition indicator)이고, CINR 추정치들은 네트워크 기지국들을 위해 지시된다(mandated). WiMAX 명세는 CINR을

와 같이 계산할 것을 권고하는데, 여기서, r_k _,n은 신호 k 내에 있는 수신된 샘플 n이고; s_k _,n은 채널 상태 가중치를 갖는 검출된 혹은 파일럿 샘플을 나타내고; N은 추정치에서 사용된 샘플의 수이다. 또한 WiMAX 명세에는 추정치가 +/- 2㏈ 내로 정확해야 한다고 명시된다.

이러한 CINR 추정 방법은 MRC(maximum ratio combining) 또는 비-SDMA(non-space division multiple access) 시스템을 사용하는 다중 수신 안테나에 적합하다. 이러한 응용들에서, 각 안테나에 대한 CINR은 개별적으로 계산되고 그 다음에 합산되어 총 신호 품질 표시자를 형성한다. 그러나, SDMA 또는 MIMO(multiple-input/multiple-output) 시스템의 경우에, 이 추정치는 더 이상 유효하지 않은데, 그 이유는 안테나 빔-형성 또는 MIMO 등화기(equalizer)는 결과적으로 일부 간섭 소거(some interference cancellation)를 야기하기 때문이다. 이러한 시스템에서, MIMO 등화기 또는 빔-형성기(beam-former)의 출력에서 보이는 유효 간섭은 각 안테나에서의 간섭의 합계(summation)가 아니다.

MIMO 및 SDMA 스케줄러(Scheduler)에서 MCS(modulation code scheme) 선택을 위해 사용된, 전통적으로 추정된 간섭-플러스-잡음은, 빔-형성 이후에 변경된 디코더에서 보이는 간섭으로 인해, 하나의 값에 의해 오프셋되어야 한다는 것에 주의해야 한다. 그러나, 오프셋 값을 결정하기 위한 어떠한 방법도 개시되어 있지 않다. 무선 자원을 효율적으로 관리하기 위해, 기지국 또는 가입국(subscriber station)에서 안테나 빔-형성기 또는 MIMO 등화기가 사용될 때, 더 정확한 CINR 추정치가 요구된다.

개별 도면들 전체에 걸쳐 같은 참조 번호들은 동일하거나 기능적으로 유사한 요소들을 지칭하고, 아래의 상세한 설명과 함께 명세서에 포함되고 명세서의 일부를 형성하는 첨부 도면들은, 다양한 실시예들을 추가로 설명하는 역할을 하고 본 발명에 따른 모든 장점들 및 다양한 이론들을 성명하는 역할을 한다.
도 1은 본원의 일부 실시예에 따른 예시적인 통신 시스템의 간략화된 도면이다.
도 2 및 도 3은 PUSC(partial usage of sub-channels) 모드에 사용된 타일 구조(tile structures)를 도시한다.
도 4는 본원의 일부 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 CINR을 추정하기 위한 방법의 흐름도이다.
도 5는 본 발명의 일부 실시예에 따른 CINR 추정을 위한 시스템의 블록도이다.
도 6은 CINR 추정치들의 비교 그래프이다.
당업자라면, 도면들에서의 요소들은 간략하고 명료하게 하기 위해 도시된 것으로 반드시 일정한 비례로 그려진 것은 아님을 인식할 것이다. 예를 들어, 도면들에서 일부 요소들의 치수는 그 외의 요소들에 비해 과장되어, 본 발명에 따른 실시예들의 이해를 향상시키는 것을 도울 수 있다.

본 발명에 따른 실시예들을 상세하게 설명하기 전에, 실시예들은 주로 CINR(carrier to interference-noise ratio) 추정에 관련된 방법 단계들 및 장치 구성요소들의 조합에 의한 것임을 주시해야 한다. 따라서, 장치 구성요소들 및 방법 단계들은 도면들에서 종래의 심벌들에 의해 적절한 곳에 표현되었고, 본 발명의 실시예들을 이해하는데 관련 있는 특정 상세들만을 도시하여, 여기 설명된 이득을 갖는 본 기술 분야의 당업자가 쉽게 알 수 있을 세부 사항들을 갖는 본 명세서가 모호하게 되지 않도록 하였다.

본 명세서에서, 제1 및 제2, 맨 위(top) 및 맨 아래(bottom) 등과 같은 상관적인 용어들은 단순히 하나의 엔티티 혹은 액션을 또 다른 엔티티 혹은 액션과 구별하기 위해 사용된 것으로, 그러한 엔티티들 혹은 액션들 사이에 실제로 그러한 임의의 관계 혹은 순서를 필연적으로 요구하거나 함축하려는 것이 아니다. "포함한다(comprise)", "포함하는(comprising)"이라는 용어, 또는 그들의 다른 변형은 비-배타적인 포함을 커버하도록 의도된 것으로, 요소들의 리스트를 포함하는 프로세스, 방법, 물품(article), 또는 장치는 그 요소들만을 포함하는 것이 아니라 프로세스, 방법, 물품, 또는 장치에 내재하거나 명확히 리스트되지 않은 다른 요소들을 포함할 수도 있다. "...를 포함한다"로 시작하는 요소는, 그 이상의 제약들은 없고, 그 요소를 포함하는 프로세스, 방법, 물품, 또는 장치에서 추가적인 동일한 요소들의 존재를 배제하지 않는다.

여기 설명된 본원의 실시예들은, 어떤 비-프로세서 회로들(certain non-processor circuits)과 함께, 여기 설명된 CINR 추정의 함수들(functions)의 일부, 대부분, 또는 전부를 구현하기 위한 하나 이상의 프로세서를 제어하는 고유의 저장된 프로그램 명령어들 및 하나 이상의 종래의 프로세서를 포함할 수도 있음을 인식할 것이다. 비-프로세서 회로들은, 이에 한정되는 것은 아니지만, 무선 수신기들, 무선 송신기들, 신호 구동기들, 클록 회로들, 전원 회로들, 및 사용자 입력 디바이스들을 포함할 수 있다. 따라서, 이러한 함수들은 CINR 추정을 수행하기 위한 방법으로 해석될 수 있다. 일부 혹은 모든 함수들은 저장된 프로그램 명령어들이 없는 상태 머신에 의해, 또는 하나 이상의 ASIC(application specific integrated circuits)에서 구현될 수 있는데, 여기서 각 함수 또는 함수들의 어떤 일부 조합들은 커스텀 로직(custom logic)으로서 구현된다. 물론, 두 가지 접근법의 조합이 사용될 수 있다. 따라서, 이러한 함수들을 위한 방법들 및 수단들이 여기 설명되었다. 또한, 당업자는, 예를 들어, 이용 가능한 시간, 현재 기술, 및 경제적 고려 사항들이 원인이 되는 많은 설계 선택들(design choices) 및 가능한 큰 노력에도 불구하고, 여기 개시된 이론들 및 개념들에 의해 안내 받을(guided) 때, 최소의 실험으로 소프트웨어 명령어들 및 프로그램들 및 IC들을 쉽게 생성할 수 있을 것이다.

아래에는, MMSE(minimum mean square error) 등화기를 갖는 UL(up-link) SDMA(space division multiple access) 시스템의 일례가 본원의 예시적인 실시예로서 설명될 것이다. 그러나, 본 발명은 무선 통신 시스템들에서 다른 응용들을 갖는다는 것이 본 기술 분야의 당업자에게는 자명할 것이다.

도 1은 예시적인 통신 시스템(100)의 간략화된 도면이다. 제1 가입자로부터의 심벌들(102)은 인코더(104)에서 인코드되고, 인코드된 심벌들은 역 푸리에 변환 유닛(106)을 통과한다. 유닛(106)은 IFFT(inverse fast Fourier transform)를 수행할 수 있다. 유닛(106)으로부터의 출력은 송신을 위해 변조되어 안테나(108)로 전달되는(passed to) 다수의 톤 신호(tonal signals)를 포함한다. 유사하게, 제2 가입자로부터의 데이터(110)는 인코더(112)에서 인코드되고, 인코드된 심벌들은 역 푸리에 변환 유닛(114)을 통과한다(pass through). 유닛(114)으로부터의 출력은 송신을 위해 변조되어 안테나(116)로 전달되는 다수의 톤 신호를 포함한다.

안테나(108)로부터의 신호는 특성 h₁₁을 갖는 신호 경로를 통해 수신국(receiving station)의 제1 안테나(118)로 전파한다. 수신국은 기지국 또는 네트워크 액세스 포인트일 수 있다. 그러나, 본 발명의 다른 실시예들에서, 수신국은 다중 소스로부터의 신호를 수신하는 이동 가입국(mobile subscriber station)일 수 있다. 수신된 신호는 (FFT(fast Fourier transform) 유닛일 수 있는) 푸리에 변환 유닛(120)을 통과하여 신호의 주파수 성분들(components)을 얻는다. 신호는 또한 특성 h₂₁을 갖는 신호 경로를 통해 수신국의 제2 안테나(122)로 전파한다. 제2 안테나(122)에 의해 수신된 신호는 푸리에 변환 유닛(124)을 통과하여 신호의 주파수 성분들을 얻는다.

안테나(116)로부터의 신호는 특성 h₁₂를 갖는 신호 경로를 통해 수신국의 제1 안테나(118)로 전파한다. 수신된 신호는 푸리에 변환 유닛(124)을 통과하여 신호의 주파수 성분들을 얻는다. 신호는 또한 특성 h₂₂를 갖는 신호 경로를 통해 수신국의 제2 안테나(122)로 전파한다. 제2 안테나(122)에 의해 수신된 신호는 푸리에 변환 유닛(124)을 통과하여 신호의 주파수 성분들을 얻는다.

안테나들(118 및 122)에 의해 수신된 신호들의 주파수 성분들에 등화기(126)가 적용되어 2명의 사용자에 의해 송신된 신호들에 대한 추정치들(128 및 130)을 얻는다. 그 다음, 이러한 추정치들이 추가 처리되어 원래 심벌들을 복구한다. SDMA가 사용되므로, 사용자들로부터의 신호들은 동일한 주파수 대역을 공유하고 서로 간섭한다. 등화기(126)의 하나의 역할은 이러한 간섭을 소거(cancel)하는 것이다. 그러나, 안테나들(118, 122)은, 도 1에서 신호 n1 및 n2로 표시되는, 완벽한 등화를 방해하는 잡음의 영향을 받기도 한다.

등화기로부터 출력된 신호들(128, 130)의 CINR은 등화기의 특성들에 의존한다. 그러나, 등화기 특성들은 이전의 CINR 추정 방법에서는 사용되지 않는다.

본원의 하나의 실시예에서, 신호들은 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)을 사용하여 전송된다. 이러한 접근법에서, 각 사용자 채널은, 서브-채널이라 불리는, 주파수 대역들의 클러스터를 포함한다. 각 OFDM 심벌은 서브-채널들로 인코드된다.

도 2 및 도 3은 PUSC(partial usage of sub-channels) 모드에서 사용된 타일 구조들(tile structures)을 도시한다. 도 2 및 도 3에서, 4개의 부반송파들(sub-carriers)이 사용된다. 타일의 각 컬럼(column)은 심벌 혹은 시간 간격에 대응하는 한편, 타일의 각 로우(row)는 부반송파 혹은 주파수에 대응한다. 도 2는 사용자 1을 위한 타일(200)을 도시한다. 타일(200)은, 'D'가 쓰인 원들로 표시된, 다수의 데이터 심벌(202), 2개의 널 심벌(204), 및 'P'가 쓰인 원들로 표시된 2개의 파일럿 심벌(206)을 포함하는 제1 패턴으로 배열된다. 유사하게, 도 3은 사용자 2를 위한 타일(300)을 도시한다. 타일(300)은, 'D'가 쓰인 원들로 표시된, 다수의 데이터 심벌(302), 2개의 널 심벌(304), 및 'P'가 쓰인 원들로 표시된 2개의 파일럿 심벌(306)을 포함하는 제2 패턴으로 배열된다. 파일럿 심벌들은 제1 및 제2 패턴에 수직이다. 이러한 타일 패턴들을 갖는 두 명의 사용자는 함께 짝지워져 주파수 대역폭 및 시간 간격으로 구성되는 동일한 업링크(UL) 자원을 공유한다.

다음 설명에서, 간략함을 위해 2개의 수신 안테나가 가정된다. CP(cyclic prefix)의 제거 및 푸리에 변환 후에, 안테나들(118 및 122)에서 수신된 신호들은 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기서, Y₁ 및 Y₂는 안테나 1(도 1에서 118) 및 안테나 2(도 1에서 122) 상에 각각 수신된 신호들이고; X₁ 및 X₂는 사용자 1 및 사용자 2에서 각각 전송된 신호들을 나타내고; N₁ 및 N₂는 안테나 1 및 2에 대한 AWGN(additive white Gaussian noise)이고; H₁ _,1, H₂ _,1, H₁ _,2 및 H₂ _,2는 채널 특성들 h₁₁, h₂₁, h₁₂ 및 h₂₂의 푸리에 변환을 나타낸다.

전송된 신호들 X₁ 및 X₂은 수신된 신호들 Y₁ 및 Y₂에 등화기를 적용하여 추정될 수 있다. 수신된 신호 벡터는 Y=HX+N으로 주어진다. MMSE(minimum mean square error)를 산출하는 등화기 매트릭스는

이고, 여기서, 위첨자 'H'는 공액 전치(conjugate transpose)를 나타내고, I는 단위 행렬이고, 채널 전달 함수(channel transfer function) H는

로 주어지고, σ²은 잡음 분산(noise variance), 즉, σ²= var(N₁) = var(N₂)이다. 사용자 1 및 2에 대한 등화된 신호 벡터는 다음과 같이 주어진다.

대응 채널 디코더로 전달되는 사용자 1의 신호는 다음으로 표현될 수 있다.

등화기로부터의 출력에서 추가 잡음(additive noise)의 분산은

이고, 간섭 분산(interference variance)은 다음으로 결정될 수 있다.

여기서,

는 전송된 신호의 분산이다. 예를 들어, 정규화된 QAM(quadrature amplitude modulation) 성상도(constellation)에 대해

= 1이다. 하나의 타일 내에서 사용자 1을 위한 채널 디코더에서 보이는 유효 간섭 플러스 잡음은

이다. 하나의 타일 내에서 사용자 1에 대한 등화된 반송파 신호 전력은

이다.

결과적으로, 하나의 타일 내에서 사용자 1의 유효 CINR은

이다.

현실적으로 말해서, 채널 추정치는 파일럿 심벌들을 사용하여 계산될 수 있다. 예를 들어, H₁ _,1, H₂ _,1, H₁ _,2 및 H₂ _,2는

와 같이 추정될 수 있는데, 여기서, Y₁ 및 Y₂의 위첨자는 하나의 타일에서 수신된 파일럿 심벌 위치를 나타내고, 예를 들어,

는 안테나 1 상의 타일 패턴 A에서 수신된 파일럿 1을 의미한다. 일반적으로,

, 여기서,

은 PUSC(partial usage sub-channel) 타일 패턴 u에서 파일럿 s에 대한 안테나 a로부터 수신된 신호를 나타내고, P_u _,s는 PUSC 타일 패턴 u에서 파일럿 s를 나타낸다.

유사하게, 하나의 타일 내에서 사용자 2의 CINR는

이다.

끝으로, CINR 추정치는 사용자 1 및 2 각각에 대해 모든 타일에 걸쳐 평균을 낸 것, 즉,

이고, 여기서, T는 각 사용자를 위한 타일들의 수이다.

CINR 추정치는 무선 링크들의 적응을 위해 사용될 수 있다. 일부 응용에서, 유효 신호 전력 S 및 간섭 잡음 전력 NI는 전파원(radio source) 관리를 위해 개별적으로 사용된다. 따라서, 하나의 비율의 값(a value of ratio) 대신 2개의 측정치를 독립적으로 보고하는 것이 바람직하다. 그들은

로서 계산되는데, 여기서, S₁ 및 NI₁은 사용자 1에 대한 신호 및 간섭 잡음 전력이고, S₂ 및 NI₂는 사용자 2에 대한 신호 및 간섭 잡음 전력이다. 예를 들어, 개개의 S 및 NI 추정치들을 보고하는 것의 하나의 이득은 CINR에 더해 RSSI 결정인데, 여기서, RSSI = S + NI이고 CINR = S/NI이다.

도 4는 무선 통신 시스템에서, 사용자 1과 같은, 사용자에 대해 CINR을 추정하는 방법의 흐름도이다. 도 4에서 시작 블록 402 다음에는, 상기 수학식 10-13에 설명된 바와 같이 파일럿 톤들(pilot tones)로부터 블록 404에서 전달 함수 H가 추정된다. 블록 406에서, 각 안테나에서의 잡음 분산 σ²는 널 심벌들로부터 추정된다. 블록 408에서, 등화 매트릭스 W는 상기 수학식 3을 사용하여 H 및 σ²로부터 계산된다. 블록 410에서, 하나의 타일 내에서 사용자 1의 원하는 신호 전력은 H, W, 및 신호 분산

로부터

으로 계산된다. 블록 412에서, 하나의 타일 내에서 사용자 1의 간섭 분산은 H, W 및

로부터

으로 계산된다. 블록 414에서, 하나의 타일 내에서 사용자 1의 채널 잡음 분산은 W 및 σ²로부터

으로 계산된다. 끝으로, 블록 416에서, 하나의 타일 내에서 사용자 1의 CINR은 상기 수학식 9에 따라,

으로서 계산된다. 선택적으로, 블록 418에서, CINR1, S₁ 및/또는 NI₁의 값들은 사용자를 위한 모든 타일들에 걸쳐 계산될 수 있다. 상기 방법은 블록 420에서 끝난다.

다른 사용자들에 대한 CINR의 계산은 대응 방식으로 수행될 수 있다.

따라서, 무선 통신 시스템에서 등화기의 출력에서 CINR의 추정치는, (ⅰ) 등화 매트릭스 W^H 및 수신 안테나들에서 잡음의 분산 σ²의 추정치에 의존하는 등화기의 출력에서의 잡음의 분산,

및

을 결정하고, (ⅱ) 등화 매트릭스 W^H, 복수의 송신 안테나들 및 복수의 수신 안테나들 사이의 송신 경로들의 전달 함수 매트릭스 H, 및 송신 안테나들로부터 송신된 신호들의 분산의 알려진 값

에 의존하는 등화기의 출력에서의 간섭 전력,

및

을 결정하고, (ⅲ) 등화 매트릭스 W^H, 전달 함수 매트릭스 H, 및 송신 안테나들에서 신호의 분산의 알려진 값

에 의존하는 등화기의 출력에서의 신호의 원하는 신호 전력, S₁ 및 S₂을 결정함으로써 얻어진다. CINR의 추정치는 사용자마다 모든 타일들에 걸쳐 평균을 내는

및

로서 계산된다. 이 CINR 또는 독립적인 S 및 NI 값들이 출력되어 무선 통신 시스템의 적응을 용이하게 한다.

도 5는 본 발명의 일부 실시예들에 따라 CINR을 추정하기 위한 시스템의 블록도이다. 도 5를 참조하면, 안테나들(118 및 112)은 송신된 신호를 수신한다. CP(cyclic prefix)는 제거되고, 신호들은 신호들의 주파수 성분들을 얻기 위해 푸리에 변환을 수행하고 또한 대응 심벌들을 디코드하는 처리 요소(502)로 전달된다. 위에서 논의된 도 2 및 도 3에 도시된 바와 같이, 주파수 성분의 일부는 일부 시간 슬롯들에서는 파일럿 톤들(504)에 대응하고 다른 시간 슬롯들에서는 널 심벌들(506)에 대응한다. 다른 주파수 성분들은 데이터 심벌들(508)에 대응한다. 파일럿 톤들(504)(이는 주파수 성분들 Y 및 대응 심벌들 P를 포함함)은 제3 처리 유닛(510)으로 전달되고 전달 함수 매트릭스 H를 결정하기 위해 사용된다. 널 심벌들에 대응하는 주파수 성분들(506)은 제4 처리 유닛(512)으로 전달되고 안테나 잡음 분산의 추정치 σ²를 생성하기 위해 사용된다. 그 다음, 전달 함수 매트릭스 H 및 잡음 분산 추정치 σ²는 제5 처리 유닛(514)에 의해 사용되어 예를 들어 MMSE 기법을 사용하여, 등화 매트릭스 W를 결정한다. 그 다음, 등화 매트릭스 W 및 전달 함수 매트릭스 H는 송신 안테나들로부터 송신된 신호들의 분산의 알려진 값

와 함께, 제1 처리 유닛(516)에서 사용되어, 신호 전력 추정치 S 및 간섭 분산

을 결정한다. 등화 매트릭스 W 및 안테나 잡음 분산 추정치 σ²는 제2 처리 유닛(518)에서 사용되어 추정된 채널 잡음 분산

을 결정한다. 끝으로, 채널 잡음 분산 추정치

및 간섭 분산

은 합산 유닛(summing unit; 520)에서 합산되고 분할 유닛(division unit; 522)에서 신호 전력 추정치 S로 분할되어 CINR 추정치(524)를 제공한다.

제1 처리 유닛(516)은 등화 매트릭스 W^H, 송신 안테나 및 수신 안테나 사이의 전달 함수 매트릭스 H, 및 송신된 신호의 알려진 값

에 의존하는 등화기의 출력에서의 신호의 전력의 추정치 S를 생성하도록 동작가능하고, 또한 등화 매트릭스 W^H, 전달 함수 매트릭스 H, 및 송신된 신호의 분산

에 의존하는 등화기의 출력에서의 간섭의 분산의 추정치

를 생성하도록 동작가능하다.

제2 처리 유닛(518)은 등화 매트릭스 W^H 및 수신 안테나에서 잡음 분산 σ²의 추정치에 의존하는 등화기의 출력에서의 잡음 분산의 추정치

를 생성하도록 동작가능하다.

합산 유닛(520)은 간섭 분산의 추정치

및 등화기의 출력에서의 잡음 분산의 추정치

를 합산하도록 동작가능하고, 분할 유닛(522)은, 등화기의 출력에서의 신호의 전력의 추정치 S를, 간섭의 분산의 추정치

와 등화기의 출력에서의 잡음의 분산의 추정치

의 합으로 분할하여 CINR을 생성하도록 동작가능하다.

제3 처리 유닛(510)은 파일럿 톤 심벌들 및 대응 서브-채널 성분들(504)을 수신 안테나로부터 수신하고, 그로부터, 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 전달 함수 매트릭스 H를 생성하도록 동작가능하다.

제4 처리 유닛(512)은 수신 안테나로부터 널 심벌들에 대응하는 서브-채널 성분들을 수신하도록 동작가능하고, 그로부터, 안테나 잡음 분산 추정치 σ²를 생성하도록 동작가능하다. 제5 처리 유닛(514)은 처리 유닛들(510 및 512)에 연결되고 전달 함수 매트릭스 H 및 안테나 잡음 분산 추정치 σ²에 의존하는 등화 매트릭스 W^H를 생성하도록 동작가능하다.

처리 유닛들은, 예를 들어, 컴퓨터 마이크로프로세서 또는 디지털 신호 프로세서와 같은 프로그램된 프로세서에서 구현될 수 있다. 대안적으로, 처리 요소들은 주문형 집적 회로(custom integrated circuits) 또는 (필드 프로그램가능 게이트 어레이와 같은) 프로그램가능 논리 회로를 사용하여 구현될 수 있다. 앞서 언급한 실시예들의 조합을 포함하는 다른 실시예들이 본 기술 분야의 당업자에게는 자명할 것이다.

CINR은 가입국(subscriber station), 중간국(intermediate station), 또는 기지국(base station)에 의해 추정될 수 있다. 추정된 CINR은 네트워크에서 다른 노드들로 전달될 수 있다.

상술한 방법과는 달리, IEEE WiMAX 규격의 안내(guidance)를 따르는 경우, 사용자 1의 CINR은 다음과 같이 계산될 것이다(채널 추정이 타일 단위로 수행되는 것으로 가정함):

일반적으로, 이는 MIMO 및 SDMA 시스템에 대해서는 열악한(poor) 추정치이다. 특히, 이 추정치는 등화기의 특성 W^H에 의존하지 않는다.

수신 안테나의 수가 M이면, 사용자 1을 위한 타일당 CINR 추정치는 다음과 같이 작성될 수 있다.

사용자 2에 대한 등가의 수학식은 유사한 방식으로 유도될 수 있다.

상기 방법은 수신 안테나가 상이한 잡음 레벨들을 갖는 응용들을 위해 변형될 수 있다는 것이 본 기술 분야의 당업자에게는 자명할 것이다. 이러한 경우에, 등화 매트릭스는

이고, 여기서,

은 수신 안테나 m에서 잡음 분산이고, diag는 대각 행렬(diagonal matrix)을 나타낸다. 유사하게, 사용자 u에 대한 채널 잡음 분산은

이다.

도 6은 본 발명의 방법을 사용하여 얻은 CINR의 추정치(선 604) 및 WiMAX 규격에 주어진 방법을 사용하여 얻은 CINR의 다른 추정치(선 606)와 함께 예시적인 시스템을 위한 트루(true) CINR 값(파선 602)의 플롯을 도시한다. 이 예에서, WiMAX 규격에서 권고되어 도출된 추정치는 매우 열악하다. 이는 상기 방법이 SDMA를 이용하지 않는 시스템들을 위해 설계되었기 때문이다. 반대로, 본 발명의 방법은 트루 값들과 양호하게 일치하는 CINR 추정치를 제공한다. 파선(608)은 트루 CINR로부터 +/-2㏈인 에러 바들(error bars)을 나타낸다. 본 발명의 방법은 트루 값의 2㏈ 내에서 추정치를 잘 생성하지만, WiMAX 규격에서 권고되어 도출된 추정치는 종종 2㏈보다 훨씬 클 때까지 에러이다.

전술한 명세서에서는, 본 발명의 특정 실시예들이 설명되었다. 그러나, 본 기술 분야의 당업자라면, 아래 청구항들에서 설명된 바와 같은 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않고, 다양한 변형 및 변경이 실시될 수 있음을 이해할 것이다. 따라서, 명세서 및 도면들은 제한적인 의미보다는 오히려 예시적인 의미로 간주될 것이고, 그러한 모든 변형들은 본 발명의 범위 내에 포함되도록 의도된다. 임의의 이득, 장점, 또는 해결책이 보다 확연히 드러나게 할 수 있는 이득들, 장점들, 문제들에 대한 해결책들, 및 임의의 요소(들)는 대단히 중요하거나(critical), 필수적이거나(required), 극히 중요한(essential) 특징들 또는 임의의 청구항들이나 모든 청구항들의 요소들로 해석되지는 않는다. 본원은 이 출원이 미결인 동안 실시된 임의의 보정들을 포함하는 첨부된 청구항들 및 발행된 청구항들의 모든 등가물에 의해서만 정의된다.

Claims

무선 통신 시스템에서 등화기(equalizer)의 출력에서의 반송파 신호 전력 S 및 간섭-잡음 NI의 추정치(estimate)를 생성하기 위한 방법 - 상기 등화기는 등화 매트릭스(equalization matrix) W^H, 및 복수의 수신 안테나로부터의 수신 신호들에 의해 특징지어짐 - 으로서,
등화 매트릭스 W^H 및 상기 수신 안테나들에서의 상기 잡음의 분산(variance) σ²의 추정치에 의존하는 상기 등화기의 상기 출력에서의 상기 잡음의 분산
을 결정하는 단계;
상기 등화기 매트릭스 W^H, 복수의 송신 안테나와 복수의 수신 안테나 사이의 송신 경로들의 전달 함수 매트릭스(transfer function matrix) H, 및 상기 송신 안테나들로부터 송신된 신호들의 분산
에 의존하는 상기 등화기의 상기 출력에서의 간섭 전력의 분산
을 결정하는 단계;
상기 등화 매트릭스 W^H, 상기 전달 함수 매트릭스 H, 및 상기 송신 안테나들로부터 송신된 상기 신호들의 상기 분산
에 의존하는 상기 등화기의 상기 출력에서의 상기 반송파 신호의 전력 S를 결정하는 단계;
추정된 간섭-잡음을
으로 결정하는 단계; 및
상기 무선 통신 시스템의 적응(adaptation)을 용이하게 하기 위해 상기 반송파 신호 전력 S 및 간섭 잡음 NI로부터 도출된 적어도 하나의 값을 출력하는 단계
를 포함하는 반송파 신호 전력 및 간섭-잡음의 추정치 생성 방법.
제1항에 있어서, 상기 추정된 간섭-잡음 (CINR)을 CINR = S/NI로서 결정하는 단계를 더 포함하고, 상기 무선 통신 시스템의 적응을 용이하게 하기 위해 상기 반송파 신호 전력 S 및 간섭 잡음 NI로부터 도출된 적어도 하나의 값을 출력하는 단계는 상기 추정된 CINR을 출력하는 단계를 포함하는 반송파 신호 전력 및 간섭-잡음의 추정치 생성 방법.
제2항에 있어서, 사용자 u에 대한 추정된 평균 CINR(carrier to interference-noise ratio)을
으로 결정하는 단계를 더 포함하며, CINR_t _,u는 사용자 u의 타일 t에 대한 CINR이고, T는 타일의 총 수이며, 상기 무선 통신 시스템의 적응을 용이하게 하기 위해 상기 반송파 신호 전력 S 및 간섭 잡음 NI로부터 도출된 적어도 하나의 값을 출력하는 단계는 상기 추정된 평균 CINR을 출력하는 단계를 포함하는 반송파 신호 전력 및 간섭-잡음의 추정치 생성 방법.
제1항에 있어서, RSSI(received signal strength indicator)를 RSSI = S+NI로서 결정하는 단계를 더 포함하고, 상기 무선 통신 시스템의 적응을 용이하게 하기 위해 상기 반송파 신호 전력 S 및 간섭 잡음 NI로부터 도출된 적어도 하나의 값을 출력하는 단계는 상기 RSSI를 출력하는 단계를 포함하는 반송파 신호 전력 및 간섭-잡음의 추정치 생성 방법.
제1항에 있어서,
상기 파일럿 톤 값들(pilot tone values) 및 대응하는 수신된 신호 성분들에 의존하는 상기 전달 함수 매트릭스 H를 결정하는 단계; 및
상기 전달 함수 매트릭스 H, 및 상기 수신 안테나들에서의 상기 잡음의 상기 분산 σ²의 추정치로부터 상기 등화기의 등화 매트릭스 W^H를 결정하는 단계
를 더 포함하는 반송파 신호 전력 및 간섭-잡음의 추정치 생성 방법.
제5항에 있어서, 상기 전달 함수 매트릭스 H의 요소들은
으로 결정되고,
은 PUSC(partial usage sub-channel) 타일 패턴 u에서 파일럿 s에 대한 안테나 a로부터 수신된 신호를 나타내고 P_u _,s는 PUSC 타일 패턴 u에서의 파일럿 s를 나타내는, 반송파 신호 전력 및 간섭-잡음의 추정치 생성 방법.
제5항에 있어서, 상기 등화 매트릭스 W^H는 W^H = (H^HH+σ²I)^-1H^H로서 결정되는, 반송파 신호 전력 및 간섭-잡음의 추정치 생성 방법.
제1항에 있어서, 사용자 u에 대한 상기 등화기의 상기 출력에서의 상기 반송파 신호의 상기 전력 S는,

로서 결정되고, w_m _,u는 상기 매트릭스 W의 로우 m 및 컬럼 u에서의 요소이고, H_m _,u는 상기 매트릭스 H의 로우 m 및 컬럼 u에서의 요소이고, M은 수신 안테나의 수인, 반송파 신호 전력 및 간섭-잡음의 추정치 생성 방법.
제1항에 있어서, 사용자 υ로부터의 신호로 인한 사용자 u에 대한 상기 등화기의 상기 출력에서의 상기 간섭의 상기 분산
은

로서 결정되고, w_m _,u는 상기 매트릭스 W의 로우 m 및 컬럼 u에서의 요소이고, H_m _,u는 상기 매트릭스 H의 로우 m 및 컬럼 u에서의 요소이고, M은 수신 안테나의 수이고, u는 υ와 동일하지 않은, 반송파 신호 전력 및 간섭-잡음의 추정치 생성 방법.
제1항에 있어서, 사용자 u에 대한 상기 등화기 출력에서의 상기 잡음의 상기 분산
은
로서 결정되고, w_m _,u는 상기 매트릭스 W의 로우 m 및 컬럼 u에서의 요소이고, M은 수신 안테나의 수이고,
은 m번째 수신 안테나에서의 잡음의 분산인, 반송파 신호 전력 및 간섭-잡음의 추정치 생성 방법.
제1항에 있어서, 사용자 u에 대한 추정된 평균 신호 전력
및 간섭 플러스 잡음의 평균 전력
을 결정하는 단계를 더 포함하고, S_t _,u는 위에서 계산된 타일 t 내에 있는 사용자 u의 신호 전력이고, NI_t _,u는 모든 다른 사용자들로부터의 간섭 플러스 타일 t 내에 있는 사용자 u에 대한 총 잡음인, 반송파 신호 전력 및 간섭-잡음의 추정치 생성 방법.
무선 통신 시스템에서 CINR(carrier to interference-noise ratio)의 추정치를 생성하기 위한 장치 - 상기 무선 통신 시스템은 복수의 송신 안테나, 복수의 수신 안테나, 및 상기 복수의 수신 안테나로부터의 신호들을 등화하도록 동작가능한, 등화 매트릭스 W^H를 갖는 등화기를 포함함 - 로서,
등화 매트릭스 W^H, 상기 복수의 송신 안테나와 상기 복수의 수신 안테나 사이의 전달 함수 매트릭스 H, 및 상기 송신된 신호의 분산
에 의존하는 상기 등화기의 출력에서의 반송파 신호의 전력의 추정치 S를 생성하도록 동작가능하며, 또한 상기 등화 매트릭스 W^H, 상기 전달 함수 매트릭스 H, 및 상기 송신된 신호의 알려진 값
에 의존하는 상기 등화기의 상기 출력에서의 상기 간섭의 상기 분산의 추정치
을 생성하도록 동작가능한 제1 처리 유닛;
상기 등화 매트릭스 W^H 및 상기 수신 안테나들에서의 상기 잡음의 분산 σ²의 추정치에 의존하는 상기 등화기의 상기 출력에서의 상기 잡음의 상기 분산의 추정치
를 생성하도록 동작가능한 제2 처리 유닛;
상기 간섭의 상기 분산의 추정치
및 상기 등화기의 상기 출력에서의 상기 잡음의 상기 분산의 추정치
를 합산(sum)하도록 동작가능한 합산 유닛(summing unit); 및
상기 등화기의 상기 출력에서의 상기 신호의 상기 전력의 추정치 S를 상기 간섭의 상기 분산의 추정치
와 상기 등화기의 상기 출력에서의 상기 잡음의 상기 분산의 추정치
의 합으로 분할(dividing)함으로써 상기 CINR을 생성하도록 동작가능한 분할 유닛(division unit)
을 포함하는 CINR 추정치 생성 장치.
제12항에 있어서, 상기 제1 처리 유닛, 상기 제2 처리 유닛, 상기 합산 유닛, 및 상기 분할 유닛은 프로그램된 프로세서에서 구현되는 CINR 추정치 생성 장치.
제12항에 있어서,
상기 복수의 수신 안테나로부터 파일럿 톤 심벌들(pilot tone symbols) 및 대응 서브-채널 성분들을 수신하도록 동작가능하며, 그로부터, 상기 복수의 송신 안테나와 상기 복수의 수신 안테나 사이의 상기 전달 함수 매트릭스 H를 생성하도록 동작가능한 제3 처리 유닛;
상기 복수의 수신 안테나로부터 널 심벌들에 대응하는 서브-채널 성분들을 수신하도록 동작가능하며, 그로부터, 상기 안테나 잡음 분산 추정치 σ²를 생성하도록 동작가능한 제4 처리 유닛; 및
상기 제3 및 제4 처리 유닛에 연결되고, 상기 전달 함수 매트릭스 H 및 상기 안테나 잡음 분산 추정치 σ²에 의존하는 상기 등화 매트릭스 W^H를 생성하도록 동작가능한 제5 처리 유닛
을 더 포함하는 CINR 추정치 생성 장치.
제14항에 있어서, 상기 제3 및 제4 처리 유닛의 입력들에 연결되고, 상기 복수의 수신 안테나로부터의 신호들의 서브-채널 성분들을 결정하도록 동작가능한 푸리에 변환 유닛을 더 포함하는 CINR 추정치 생성 장치.
제14항에 있어서, 상기 제3 처리 유닛, 상기 제4 처리 유닛, 및 상기 제5 처리 유닛은 프로그램된 프로세서에서 구현되는 CINR 추정치 생성 장치.
제14항에 있어서, 상기 장치는 상기 무선 통신 시스템의 기지국에 통합되는 CINR 추정치 생성 장치.
제17항에 있어서, 상기 복수의 송신 안테나는 상기 무선 통신 시스템의 복수의 사용자에 대응하는 CINR 추정치 생성 장치.
제17항에 있어서, 상기 복수의 송신 안테나는 상기 무선 통신 시스템의 단일 사용자(single user)에 대응하는 CINR 추정치 생성 장치.
제14항에 있어서, 상기 장치는 상기 무선 통신 시스템의 이동 가입국(mobile subscriber station)에 통합되는 CINR 추정치 생성 장치.