CN101582867B - 发射设备和方法以及接收设备和方法 - Google Patents

Abstract

一种发射设备，包括调制部分，所述调制部分被配置成通过使用载波调制基带信号；确定部分，所述确定部分被配置成按照传输信道的特性，确定载波的模式，在所述传输信道上，由特定符号的信号值表示的波形按照在该特定符号之前或之后发射的符号的值而固定地失真；和发射部分，所述发射部分被配置成通过传输信道发射调制信号，所述调制信号是利用所确定的载波模式进行调制获得的。

Description

发射设备和方法以及接收设备和方法

技术领域

本发明涉及发射设备和方法，接收设备和方法，及程序。具体地说，本发明涉及能够执行鲁棒通信的发射设备和方法，接收设备和方法，及程序。 

背景技术

如图1中所示，在典型的无线通信中，发射器端把输入的基带信号乘以载波，并把所得到的无线电信号(调制信号)传给接收端。 

在通信中，术语“载波”指的是通过传输电缆(有线通信)或者电波(无线通信)，一般通过波(光波，声波等)传送的未调制的信息承载基准信号。一般来说，通过改变载波的振幅、频率或相位使其能够传送各种类型的信息。 

图2A-2C图解说明典型的调制方案。图2A中所示的ASK(幅移键控)调制是其中利用振幅传递信息的调幅方案。图2B中所示的FSK(频移键控)调制是其中利用频率传送信息的调频方案，图2C中所示的PSK(相移键控)调制是其中利用相位传送信息的调相方案。 

除了上述调制方案之外，例如，通常还可使用其中组合调相和调幅的调制方案，例如QAM(正交调幅)。 

借助这种调制方案调制的无线电信号被传给接收端。 

如图3中所示，无线通信中的接收端把接收的无线电信号(调制信号)再次与载波相乘，并且通过LPF(低通滤波器)提取低频分量，从而再现传送的信号。该载波在频率和相位方面与调制过程中使用的载波同步。 

近年来，在传输信道受频率选择性失真影响的环境中，一般使用诸如OFDM(正交频分多路复用)之类的多载波方案。OFDM是一种特殊的多载波传输方案，其中信息被分成多个载波以便传输。 

下面描述OFDM的优点和缺点。 

[OFDM的优点] 

(1)因为使用了大量的子载波(即，用于相应载波的信息传输信道)，所以对于多径载波信道中的频率选择性衰减，OFDM具有鲁棒性。 

(2)除了时间交织之外，能够执行频率交织，能够有效地使用纠错的效果。 

(3)符号周期较长，保护间隔(GI)的提供能够降低反射波导致的干扰。 

(4)由于OFDM中的载波具有低的比特率，并且是窄带中的数字调制波，因此子信道的频谱能够被紧密排列，频率利用效率较高。 

(5)能够执行例如灵活的信息传输，而不使用被认为遇到干扰的信道。 

(6)通过例如改变用于子载波的调制方案，能够容易地对信息进行分级。 

[OFDM的缺点] 

(1)由于多载波的缘故，当传输信道具有非线性特征时，发生由互调制引起的特征恶化。 

(2)为了保持许多载波的正交性，发射器和接收器变得复杂。特别地，接收器可能必需特殊的安排，以致即使传输信道的特征变化，也能够正确地再现信号。 

(3)难以实现符号同步。 

(4)频率偏移导致载波之间的特征发生改变和恶化。 

(5)由于优点是通过使用大量载波而获得的，因此即使对于音频传输，一般也需要其中多路复用大量信道的较大带宽。 

(6)一般需要高速A/D(模拟/数字)转换器。 

作为与OFDM关联的技术，例如经审查的日本专利申请公开No.60-13344公开了一种相关技术。 

发明内容

不过，在传输信道具有频率选择性失真的环境中，传送的信号失真。从而，就典型的通信方案，包括在经审查的日本专利申请公开No.60-13344中公开的技术来说，在一些情况下不能进行通信。 

更具体地说，在传输信道失真量较小的环境中，由于不存在频率选择性失真的影响，发射的无线电信号很少失真，如图4中水平轴上的频率和垂直轴上的传输特性(S21)所示。另一方面，如图5中所示，在传输信道失真量较大的环境中，由于频率选择性失真的影响，在特定的频率明显出现较大的陷波。 

即，在传输信道具有频率选择性失真的环境中，如图5中所示，发射的无线电信号失真。从而，就现有技术的通信方案来说，在一些情况下不能进行通信。 

鉴于上述情况，提出了本发明，希望即使在传输信道失真量较大的环境中，也允许实现鲁棒通信。 

按照本发明的第一实施例，提供一种发射设备。所述发射设备包括：调制装置，用于通过使用载波调制基带信号；确定装置，用于按照传输信道的特性，确定载波的模式，在所述传输信道上，由特定符号的信号值表示的波形按照在该特定符号之前或之后传送的符号的值而固定地失真；和发射装置，用于通过传输信道发射调制信号，所述调制信号是利用所确定的载波模式进行调制获得的。 

传输信道的特性可通过利用最小二乘法的学习确定。已知信号可用作学生数据，学生数据充当学习失真的特性的学生，通过传输信道恶化的已知信号可被用作教师数据，教师数据充当学习失真的教师。 

载波模式可以是当通过学习获得的传输信道的特性被用于根据所有符号模式和载波模式估计接收波形时，码间距离最大的代码0和代码1的组合。 

载波模式可以在载波信号的数目的范围中确定，所述数目是按照在特定符号之前发射的符号对该特定符号施加的影响的大小确定的。 

按照本发明的第一实施例，提供一种发射方法。该发射方法包括下述步骤：利用载波调制基带信号；按照传输信道的特性确定载波的模式，在所述传输信道上，由特定符号的信号值表示的波形按照在该特定符号之前或之后发射的符号的值而固定地失真；和控制通过传输信道的调制信号的发射，所述调制信号是利用所确定的载波模式进行调制获得的。 

按照本发明的第一实施例，提供一种与上面所述的按照本发明的第一实施例的发射方法对应的程序。 

在按照本发明的第一实施例的发射设备，方法和程序中，通过利用载波调制基带信号；按照传输信道的特性确定载波的模式，在所述传输信道上，由特定符号的信号值表示的波形按照在该特定符号之前或之后发射的符号的值而固定地失真；控制通过传输信道的调制信号的发射，所述调制信号是利用所确定的载波模式进行调制获得的。 

按照本发明的第二实施例，提供一种接收设备。所述接收设备包括：接收装置，用于接收通过传输信道传送的调制信号，在所述传输信道上，由特定符号的信号值表示的波形按照在该特定符号之前或之后发射的符号的值而固定地失真；和解调装置，用于通过在与传输信道的特性对应的采样位置进行比特确定，把接收的调制信号解调成基带信号。 

传输信道的特性可通过利用最小二乘法的学习确定。已知信号可用作学生数据，学生数据充当学习失真的特性的学生，通过传输信道恶化的已知信号可被用作教师数据，教师数据充当学习失真的教师。 

采样位置可以是当通过学习获得的传输信道的特性被用于根据所有符号模式和载波模式估计接收波形时，代码0和代码1之间的码间距离最大的位置。 

按照本发明的第二实施例，提供一种接收方法。该接收方法包括下述步骤：控制通过传输信道传送的调制信号的接收，在所述传输信道上，由特定符号的信号值表示的波形按照在该特定符号之前或之后发射的符号的值而固定地失真；和通过在与传输信道的特性对应的采 样位置进行比特确定，把接收的调制信号解调成基带信号。 

按照本发明的第二实施例，提供一种与上面所述的按照本发明的第二实施例的接收方法对应的程序。 

在按照本发明的第二实施例的接收设备，方法和程序中，控制通过传输信道传送的调制信号的接收，在所述传输信道上，由特定符号的信号值表示的波形按照在该特定符号之前或之后发射的符号的值而固定地失真，通过在与传输信道的特性对应的采样位置进行比特确定，把接收的调制信号解调成基带信号。 

如上所述，按照本发明的第一实施例，能够实现鲁棒通信。 

按照本发明的第二实施例，能够简化接收端解调电路。 

附图说明

图1是表示典型无线电调制的配置的示意图； 

图2A-2C表示典型无线电调制的例子； 

图3是表示典型无线电调制的配置的示意图； 

图4是表示在传输信道失真量较小的环境中的传输信道的特性的例子的示图； 

图5是表示在传输信道失真量较大的环境中的传输信道的特性的例子的示图； 

图6是图解说明其中接收的波形按照比特模式变化的状态的示图； 

图7是图解说明接收的波形如何按照比特模式变化的示图； 

图8是图解说明接收的波形如何按照比特模式变化的示图，图8对应于图6； 

图9是图解说明指示接收的波形如何按照比特模式变化的机制的示图，图9对应于图7； 

图10图解说明按照本发明的一个实施例，改进通信质量的鲁棒性的原理； 

图11是表示按照本发明的一个实施例的发射器的配置的示意 图； 

图12是表示按照本发明的一个实施例的接收器的配置的示意图； 

图13是学习设备的示意图； 

图14是表示用于学习传输信道的特性的数据的一个例子的示图； 

图15是传输信道学习部分的详细配置的例子； 

图16是图解说明用于学习的最小二乘法的原理的示图； 

图17图解说明用于学习的教师数据和学生数据； 

图18图解说明用于学习的教师数据和学生数据； 

图19是图解说明传输信道简档的一个例子的示图； 

图20是表示影响比特的数目范围的例子的示图； 

图21是图解说明使用第一后续比特的数据的原因的示图； 

图22是图解说明使用第一后续比特的数据的原因的示图； 

图23是图解说明使用第一后续比特的数据的原因的示图； 

图24是表示模式选择设备的配置例子的示图； 

图25图解说明代码模式替换部分进行的处理的细节； 

图26A-26C分别表示载波信号和基带信号之间的关系； 

图27是表示代码0和代码1之间的距离(差异)的例子的示图； 

图28是表示代码0和代码1之间的距离(差异)的例子的示图； 

图29是表示码间距离的例子的示图； 

图30是表示码间距离的例子的示图； 

图31是图解说明发射处理的流程图； 

图32是图解说明接收处理的流程图； 

图33是图解说明确定最佳载波模式的处理的流程图； 

图34是图解说明确定有效载波信号的数目N_C的处理的流程图； 

图35是图解说明确定有效载波信号的数目N_C的处理的流程图； 

图36是表示个人计算机的配置例子的方框图。 

具体实施方式

下面参考附图说明本发明的实施例。 

首先参考图6-10说明本发明中的增强通信质量的鲁棒性的原理。 

本发明适用于其中在信号的无线传输过程中产生的多路径具有相对固定的特征的通信，例如，外壳中的衬底/大规模集成(LSI)电路之间的通信，固定终端之间的通信，建筑物之间的通信，和放置在住宅中的桌上型个人计算机(PC)与连接在无线局域网(LAN)中的接入点(AP)之间的通信。在本实施例中，将举例说明在设备的外壳中进行的衬底间/LSI电路间的通信。 

图6是表示其中接收器端接收的波形按照传输比特模式变化的状态的示图。 

在图6中，水平轴表示时间轴，时间从图中的左手侧向右手侧流逝。垂直轴表示接收波形的振幅值，振幅值越高或越低，则振幅越大。 

图6中所示的接收波形是通过重叠按照在所关心的当前比特之前发射的比特模式而极大地变化的接收波形(一个比特的时间)而获得的。 

图6还表示了其中当前比特为0，第一在先比特为0，第二在先比特为0，第三在先比特为0，第四在先比特为1，第一在先比特到第四在先比特时间上在当前比特之前的情况的接收波形。 

在本实施例中，第四在先比特到当前比特的模式由[第四在先比特，第三在先比特，第二在先比特，第一在先比特，当前比特]表示。例如，图6中的接收波形由[1，0，0，0，0]表示。 

类似于图6，图7表示了其中接收波形按照传输比特模式变化的状态。更具体地说，图7表示其中当前比特为0，第一在先比特为1，第二在先比特为1，第三在先比特为1，第四在先比特为1，第一在先到第四在先比特时间上在当前比特之前的情况的接收波形。即，图7中所示的接收波形为[1，1，1，1，0]。 

图6和7中所示的两个接收波形都是为代码0的比特部分获得 的。可理解由于所关心的当前比特之前的n比特(图6和7的例子中，4比特)的反射波形的影响，DC偏移位置、波形等等彼此显著不同。 

这是因为，如图8和9中所示，在所关心的当前比特之前发射的数据被外壳中的壁和/或另一衬底反射，反射的数据延迟地重叠在当前比特的数据上。 

图8是表示在由图6中所示的波形指示的“1，0，0，0，0”的情况下，先前发射的比特对当前比特的影响的示图。如图8中的箭头所示，时间上在先的四比特，即，第一在先比特到第四在先比特的数据被重叠在由阴影方框指示的当前比特上。 

在图8中，代码“0”由时间轴之下的“-1”表示，代码1由时间轴之上的“1”表示。从而，对于如图8中所示的“1，0，0，0，0”的情况，当前比特，第一在先比特，第二在先比特和第三在先比特为“-1”，第四在先比特为“1”。 

另一方面，图9是表示在由图7中所示的接收波形指示的“1，1，1，1，0”的情况下，先前发射比特对当前比特的影响的示图。和图8中所示的情况一样，由“1”表示的第一在先比特到第四在先比特的数据被重叠在由“-1”表示的带阴影的当前比特上。 

按照这种方式，在所关心的当前比特之前发射的数据被外壳中的壁面等反射，并被重叠在当前比特上，从而，接收波形极大地发生变化。即，在先比特的模式导致接收波形极大地发生变化。 

因此，为了减小在先比特模式和后续比特模式的影响，本发明提出一种调制系统，用于当在频率选择性失真量较大的环境中进行无线通信时，选择在接收信号的再现过程中错误数目最少的载波模式。后面参考图21-23说明考虑后续比特的影响的原因。 

载波模式是用于替代基带信号(BB信号)中的具有代码1或代码0的信号的模式，如图10中所示，并且具有充当表示代码1的载波信号的ptrn1，和充当表示代码0的载波信号的ptrn0。在本发明中，在接收器的接收过程中，选择ptrn1和ptrn0的组合，以致代码1和代码0之间的距离变得最大，选择的组合作为载波信号被传送，在符号 中的代码之间的距离变得最大的采样位置进行比特确定。借助这种安排，接收信号的再现过程中的错误数目被减小。 

为了实现上述功能，按照本发明的一个实施例的通信系统包括图11中所示的发射器11和图12中所示的接收器12。 

即，发射器11是按照本实施例的发射设备的一个实施例。图11表示发射器11的一个配置例子。 

如图11中所示，发射器11包括发射处理部分21，载波确定部分22和天线23。发射处理部分21具有乘法器21A。 

如图11中所示，基带信号被输入发射器11，并由乘法器21A乘以载波，所得到的信号作为无线电信号(调制信号)由天线23发射。这种情况下，载波是优化的载波。 

即，载波确定部分22确定ptrn1和ptrn0的组合，以致接收器12接收的无线电信号的代码1和代码0之间的距离变得最大，并把确定的组合作为优化载波提供给发射处理部分21。发射处理部分21中的乘法器21A再把输入的基带信号乘以优化的载波，从而产生调制无线电信号。天线23随后把利用优化的载波调制的无线电信号传给接收器12。 

通过下面说明的学习，能够确定使代码1和代码0之间的距离变得最大的ptrn1和ptrn0的组合。 

接收器12也是按照本实施例的接收设备的一个实施例。图12表示接收器12的一个配置例子。 

如图12中所示，接收器12包括天线24和接收处理部分25。接收处理部分25具有数据采样部分25A和最佳采样位置保持部分25B。 

如图12中所示，在接收器12中，天线24从发射器11接收无线电信号(调制信号)，在从接收的无线电信号中提取基带信号的过程中，数据采样部分25A在最佳采样位置进行采样。 

即，数据采样部分25A在符号中代码之间的距离为最大值的点进行比特确定，所述点由从最佳采样位置保持部分25B供给的最佳采样位置指定。通过比特确定而获得的基带信号被输出给后续电路(未示 出)。 

通过下面说明的学习，确定最佳采样位置。 

如上所述配置发射器11和接收器12。 

当按照本发明的一个实施例的系统被看作包括发射器11和接收器12的通信系统时，从发射器11发射的载波和接收器12中的解调电路的配置明显不同于现有技术中的载波和配置。 

发射端发射器11设定的最佳载波和接收端接收器12设定的最佳采样位置是利用表示传输信道特征的传输信道简档确定，通过利用例如最小二乘法的学习而获得传输信道简档。下面说明传输信道简档的学习。 

图13是表示用于学习传输信道简档的学习设备的示意图。 

如图13中所示，学习设备31具有发射端和接收端。发射端包括PRBS(伪随机比特序列)数据保持部分41和天线42，接收端包括天线43，传输信道学习部分44，和PRBS数据保持部分45。天线42和43之间的通信是无线通信。 

发射端的天线42以和载波相同的频率发射由PRBS数据保持部分41保持、并与接收端的数据同步的PRBS数据。接收端的天线43接收已受天线特性影响并遭受传输信道失真的PRBS数据。接收的数据作为与从接收端的PRBS数据保持部分45发送的学生数据同步的教师数据被输入传输信道学习部分44。 

在同步中，教师数据和学生数据的符号位置大体相互同步就足够了。从而，使用相对连续地持续进行的、并且信号变化小的相同信号，和最小频率下的载波的模式。 

输入传输信道学习部分44，用于学习传输信道特征的数据具有例如图14中所示的特性。 

图14中，水平轴表示时间轴，时间从图中的左手侧向右手侧流逝。垂直轴表示学生数据和教师数据的振幅值，图中振幅值越高或越低，则振幅越大。 

如图14中所示，充当教师数据的接收数据的波形和充当学生数 据的传输数据的波形之间的比较表明由于传输信道的影响，教师数据恶化，并且与学生数据相比，具有较小的振幅。 

在图14中的采样时间0，5，10，...，和50给出的向下的箭头指示正常比特时序。在本实施例中，一般执行一次的采样被执行5次，即，执行过采样。 

返回图13，传输信道学习部分44通过使用如图14中所示的学生数据和教师数据，利用例如最小二乘法的学习确定传输信道简档。 

如图15中所示，传输信道学习部分44包括矩阵求和部分51，逆矩阵计算部分52，传输信道简档保持部分53，和影响比特数目计算部分54。 

传输信道学习部分44中的矩阵求和部分51和逆矩阵计算部分52计算传输信道简档。首先，参考图16说明传输信道学习部分44用于所述学习的最小二乘法的概念。 

在图16中，水平轴表示学生数据，垂直轴表示教师数据。图16表示由彼此相关的学生数据和教师数据表示的七个点，及最佳拟合这七个点的直线。该直线由下面的一次线性预测方程式表述： 

y′＝a·x+b    …(1) 

其中y′表示预测值，x表示学生数据x，a和b表示系数。 

假定对于从方程式(1)获得的预测值y′和教师数据y的预测误差e由e＝y-y′给出，那么预测误差的平方误差之和E由下式给出： 

E＝∑_样本(y-a·x-b)²    …(2) 

其中方程式(2)中的“样本”表示样本的数目。例如，在图16中所示的例子中，样本的数目为7。 

最小二乘法被用于确定系数a和b，以致方程式(2)中的平方误差之和E变得最小。具体地说，对方程式(2)进行计算，使得系数a和b的偏微分值变成0，如下式所示： 

$\frac{\∂E}{\∂a}=0\·\·\·\left(3\right)$

$\frac{\∂E}{\∂b}=0\·\·\·\left(4\right)$

由于方程式(3)和(4)是一阶方程式，因此根据方程式(3)和(4)能够确定系数a和b。 

通过利用这种最小二乘法，传输信道学习部分44确定传输信道简档。 

学习设备31多次接收具有采用预置数值的比特组合的信号(下面称为“测试模式信号”)，例如[1，0，0，0，0]或[1，1，1，1，0]，并对由所述接收产生的当前比特的波形进行统计处理。这样，根据在当前比特之前发射的比特的值，能够获得在由当前比特的信号值表述的波形中发生的失真的特性(即，传输信道简档)。 

下面参考图17和18，说明传输信道学习部分44用于所述学习的教师数据和学生数据。 

图17表示从测试模式信号“1，0，0，0，0”获得的当前比特的波形，图18表示从测试模式信号“1，1，1，1，0”获得的当前比特的波形。 

如图17和18中所示，如果没有在当前比特之前传送的比特的延迟传输的影响，那么当前比特的波形表现为直线(理想波形)。不过，通过例如外壳中的无线通信实际接收的波形是失真的。 

测试模式信号“x₀，x₁，x₂，x₃，x₄”的比特的值被用作学生数据。通过经外壳中的无线通信实际接收测试模式信号“x₀，x₁，x₂，x₃，x₄”而获得的当前比特的波形在例如n个点被采样，所得到的采样值“y₀，y₁，y₂，...，和y_n”被用作教师数据。 

假定预测系数是用于根据学生数据x₀～x₄确定预测值y′的C_0，0，C_0，1，...，C_1，0，C_1，1，...，和C_n，4，那么用于确定预测值y′的预测方程式由下式表述： 

y₀′＝c_0，0×x₀+c_0，1×x₁+c_0，2×x₂+c_0，3×x₃+c_0，4×x₄

y₁′＝c_1，0×x₀+c_1，1×x₁+c_1，2×x₂+c_1，3×x₃+c_1，4×x₄

y₂′＝c_2，0×x₀+c_2，1×x₁+c_2，2×x₂+c_2，3×x₃+c_2，4×x₄

·  ＝…       …       …       …      … 

·  ＝…       …       …       …      … 

y_n′＝c_n，0×x₀+c_n，1×x₁+c_n，2×x₂+c_n，3×x₃+c_n，4×x₄

                                                    …(5) 

在预测系数C的下标中，位于逗号左侧的下标(0～n)指示预测系数对应于当前比特的波形的相位位置(n个采样点)，位于逗号右侧的下标(0～4)指示预测系数对应于学生数据x₀～x₄。 

在每个相位位置n，教师数据y_n和预测值y_n′(预测值y_n′是根据方程式(5)确定的)之间的预测误差e_n由下式给出： 

$e_n=y_n-{y_n}^{\′}=y_n-{\mathrm{\Σ}}_{i=0}^4{c}_{n,i}\·x_i\·\·\·\left(6\right)$

平方误差E_n是通过对根据方程式(6)确定的预测误差e_n求和获得的(预测误差的数目对应于相对于学生数据x₀～x₄采样的教师数据y_n的个数)，并由下式给出： 

其中方程式(7)中的“样本”指示输入传输信道学习部分44的学生数据和教师数据对的数目。例如，当每个测试模式信号是5比特信号时，如图17和18中所示，并且在n个点对当前比特的波形采样时，样本为5×n。 

传输信道学习部分44进行计算，使得方程式(7)中的平方误差之和E_n对预测系数C_n，i的所有偏微分值都为0，即，进行求解预测系数C_n，i的计算，以满足： 

方程式(8)展开得到： 

对于方程式(9)，传输信道学习部分44进行计算，以求解预测系数C_n，i，以致总共5×n个方程式(其中n＝0～n，i＝0～4)成立。以s作为样本，当用行列式表述方程式(9)，以致方程式(9)中的所有n＝0～n和i＝0～4都被表示出来时，方程式(9)由下式给出： 

$\left[\begin{array}{ccccc}{\mathrm{\Σ}}_s{x}_0\·x_0& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_0\·x_1& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_0\·x_2& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_0\·x_3& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_0\·x_4\\ {\mathrm{\Σ}}_s{x}_1\·x_0& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_1\·x_1& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_1\·x_2& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_1\·x_3& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_1\·x_4\\ ...& ...& ...& ...& ...\\ {\mathrm{\Σ}}_s{x}_4\·x_0& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_4\·x_1& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_4\·x_2& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_4\·x_3& {\mathrm{\Σ}}_s{x}_4\·x_4\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cccc}{c}_{\mathrm{0,0}}& c_{\mathrm{1,0}}& ...& c_{n,0}\\ c_{\mathrm{0,1}}& c_{\mathrm{1,1}}& ...& c_{n,1}\\ ...& ...& ...& ...\\ c_{\mathrm{0,4}}& c_{\mathrm{1,4}}& ...& c_{n,4}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{ccccc}{\mathrm{\Σ}}_s{y}_0\·x_0& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_1\·x_0& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_2\·x_0& ...& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_n\·x_0\\ {\mathrm{\Σ}}_s{y}_0\·x_1& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_1\·x_1& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_2\·x_1& ...& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_n\·x_1\\ ...& ...& ...& ...& ...\\ {\mathrm{\Σ}}_s{y}_0\·x_4& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_1\·x_4& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_2\·x_4& ...& {\mathrm{\Σ}}_s{y}_n\·x_4\end{array}\right]\·\·\·\left(10\right)$

当方程式(10)被表示成A·W＝B时，矩阵A和矩阵B是已知的，因为学生数据和教师数据被代入其中，由预测系数C_n，i表示的矩阵W是未知的。 

传输信道学习部分44把学生数据和教师数据(例如，图14中所示的学生数据和教师数据)代入方程式(10)中(求和)，并利用诸如典型的矩阵解法，例如高斯消去法确定矩阵W。这样，传输信道学习部分44能够获得预测系数C_n，i，即，指示传输信道特性的传输信道简档。 

如上所述，传输信道学习部分44通过利用学生数据和教师数据进行学习，获得传输信道简档。更具体地说，传输信道学习部分44按照例如下述方式获得传输信道简档。 

如图15中所示，在传输信道学习部分44中，矩阵求和部分51通过使用教师数据和学生数据，确定方程式(10)的行列式，逆矩阵计算部分52求解确定的方程式(10)的行列式，以获得传输信道简档。逆矩阵计算部分52获得的传输信道简档被提供给传输信道简档保持部分53，并由传输信道简档保持部分53保持，另外还被提供给影响比特数目计算部分54。 

根据由从逆矩阵计算部分52供给的传输信道简档指示的传输信道特性，影响比特数目计算部分54计算有效载波信号的数目N_C，在最佳载波模式的选择过程中，该数目被认为在有效范围中。下面详细说明影响比特数目计算部分54进行的确定有效载波信号的数目N_C的处理。 

尽管未示出，不过当测试模式信号被分成预定类别时，类别划分部分(未示出)产生指示划分的类别的类别代码，并把该类别代码提供给传输信道学习部分44。在传输信道学习部分44中，方程式(10)是关于一个类别的方程式。从而，当划分的类别的数目为m时，按照相应的类别准备m个行列式。 

通过利用足够数目的预测系数C_n，i和足够数目的学习对样本(即，教师数据和对应的学生数据)进行计算，学习设备31能够有效地确定预测系数C_n，i。不过，即使学习对数据的个数较小，通过使用一些约束条件，学习设备31也能够确定用于获得矩阵W的预测系数C_n，i。 

图19表示了如上所述获得的传输信道简档的例子。 

在图19中，水平轴表示采样时间，垂直轴表示影响度，影响度越高，则值越大。在图19中，不同种类的线条表示相对于当前比特的相对位置比特。如位于图19右上方的线条种类所示，表示了代表第一后续比特，当前比特，第一在先比特，第二在先比特，第三在先 比特，第四在先比特和第五在先比特的影响度的七种线条(后面说明还考虑第一后续比特的原因)。术语“相对位置比特”指示关心的数据在当前比特之前或之后多少个比特。 

在图19中，采样时间表示0-4，这意味对于每个比特进行五次采样。即，例如，图17中所示的当前比特和图19中所示的当前比特相互对应，并且图19中所示的采样时间指示图17中所示的当前比特的波形在五个点被采样。按照和当前比特相同的方式，在五个点对每个其它比特采样。 

图20表示对每个相对位置比特而标示的影响度的绝对值。即，在图20中，水平轴表示相对位置比特，图20中从右侧到左侧更远的比特指示该比特位于更远离当前比特的位置。垂直轴表示影响度的绝对值，图20中影响度越高，则值越大。 

通过对图19中所示的影响度i应用方程式(11)，能够确定影响度的绝对值。 

其中i表示采样时间。例如，当图19中的采样时间为0-4时，i被设为0-4。 

在图20中，各个相对位置比特的影响度的绝缘值的比较表明在第三在先比特传送的数据对接收数据的影响度最大，在第六在先比特传送的数据具有次高影响度。另外，可理解多达约80个在先比特的数据对接收数据具有较大的影响度。这种情况下，图15中所示的影响比特数目计算部分54设置例如80比特作为有效载波信号的数目N_c。 

就由从逆矩阵计算部分52供给的传输信道简档指示的传输信道特性来说，影响比特数目计算部分54通过使用上面的方程式(11)计算影响度的绝对值，并确定有效载波信号的数目N_c。有效载波信号的数目N_c的有效范围可被设成其中影响度的绝对值超过预定阈值的范围，或者其中影响度的累加和超过预定阈值的范围。 

下面说明图19中不仅考虑当前比特之前的比特，而且考虑第一 后续比特的原因。 

图21和22分别表示当传输数据为(1，-1)和(1，1)时，通过理想的低通滤波器(LPF)获得的输出的波形。 

在图21和22中，水平轴表示时间轴，时间从图中的左手侧向右手侧流逝。垂直轴表示每个信号的振幅值，振幅值越高或越低，则振幅越大。坐标轴的这种关系也适用于下面说明并且在图23中所示的图表。 

如图21中所示，对于其中传输数据为(1，-1)的情况，虚线所示的接收信号已通过理想的LPF(点线)，从而输出波形首先表现出1的振幅值，随后在一比特时间之后表现出-1振幅值，如实线所示。 

如图22所示，对于传输数据为(1，1)的情况，接收信号的输出波形首先表现出1的振幅值，并且在一个比特时间之后表现出1的振幅值，如实线所示。 

当比较两个接收信号，并且关注传输数据的两个比特中的在先比特时，后续比特的模式显著地改变在先比特的波形。更具体地说，当关心的比特为“1”、并且后续比特为“-1”时的图21中的接收信号的波形与当关心的比特为“1”、并且后续比特为“1”时的图22中的接收信号的波形之间的比较表明关心的比特“1”的波形被后续比特的模式改变。 

图23表示在仅仅关注上述参考图21和22说明的两个理想LPF输出的情况下的波形比较。即，在图23中，虚线表示当传输数据为(1，-1)时的输出的波形，实线表示当传输数据为(1，1)时的输出的波形。 

如上所述，在本实施例中，考虑了LPF的影响，并且紧接于所关心比特后的比特也被包括在学习中。这样，能够更有效地确定最佳载波模式和采样位置。这种情况下，可以这样安排，以致遭受传输失真的接收数据(教师数据)和接收端产生的PRBS数据(学生数据)被临时输入移位寄存器中以便延迟，所得到的延迟1比特的数据被用于进行学习。 

下面说明选择最佳载波模式和采样位置的方法。 

在本实施例中，举例说明其中8个比特的载波模式被包含在一个符号(基带数据的1个比特)中的情况。即，这种情况下，例如，当基带信号为250Mbps时，载波的最大频率为1GHz，当基带信号为500Mbps时，载波的最大频率为2GHz，当基带信号为1000Mbps时，载波的最大频率为4GHz。当所有比特中1和0交替切换，例如[1，0，1，0，1，0，1，0]或者[0，1，0，1，0，1，0，1]时，获得最大频率。当所有比特由DC表示，例如[1，1，1，1，1，1，1，1]或者[0，0，0，0，0，0，0，0]时，获得最小频率。 

如上参考图20中所示例子所述，当影响比特数目计算部分54设定例如80比特作为有效载波信号的数目N_C时，在基带信号速率的意义上，这对应于10个符号。 

图24是表示模式选择设备的配置例子的方框图，该模式选择设备执行提取最佳载波模式组合和采样位置的信号处理。 

如图24中所示，模式选择设备61包括代码模式替换部分71，卷积计算部分72，传输信道简档保持部分73，码间距离计算部分74，和最佳代码模式选择部分75。在本实施例中，模式选择设备61也可被看作图13中所示的学习设备31的一部分。这种情况下，在学习设备31中提供了作为与模式选择设备61对应的一个处理部分的模式选择部分，传输信道简档保持部分73对应于图15中所示的传输信道简档保持部分53。 

代码模式替换部分71用ptrn0(它是对应于代码0的载波模式)和ptrn1(它是对应于代码1的载波模式)替换输入的基带信号的10个符号的代码。 

更具体地说，如图25中所示，代码模式替换部分71用8比特的ptrn0或ptrn1替换输入基带信号的一个符号，例如“1”，“0”，“1”，“1”，“0”，“1”，...等等，并输出所得到的信号作为载波信号。 

这种情况下，当载波信号具有N比特相对于基带信号的一个符号的关系时，考虑2^N×2^N的模式。例如，在实际计算中，(ptrn0，ptrn1)＝(00001111，11110000)和(ptrn0，ptrn1)＝(11110000，00001111)产生相同的结果。从而，省略该计算或者省略满足ptrn0＝ptrn1的相同模式的 计算能够减少计算量。 

返回图24，转换自输入的基带信号的ptrn0-and-ptrn1信号被输入卷积计算部分72。卷积计算部分72从传输信道简档保持部分73读取通过学习预先确定的传输信道简档，并通过使用传输信道简档和转换过的ptrn0-and-ptrn1信号，预测接收信号的波形。 

图26A-26C均示意性地表示用于该计算的比特的范围。 

在图26A-26C中，一个方块表示一个载波比特，一个符号具有8个载波比特(载波#1～载波#8)。即，在图26A-26C中，符号代表数据，载波(carrier)代表载波。 

在图26A-26C的例子中，有效载波信号的数目N_c被设成载波速率下的80比特。即，在图26A-26C中，当以当前符号中的关心点为基准时，关心的范围(它是计算过程中使用的比特的范围)是从前80个在先比特到1个后续比特的范围。 

例如，如图26A中所示的比特串中那样，当当前符号中的载波#1是关心的点(由阴影方块表示)时，关心的范围是从第十个在先符号中的载波#1到当前符号中的载波#2的范围。关心的范围包括第一后续比特的原因如上所述。 

随后，如图26B中所示的比特串中那样，当当前符号中的关心点从载波#1右移一个载波比特到载波#2时，关心的范围相应地右移一个载波比特，从而变成第十在先符号中的载波#2到当前符号中的载波#3的范围。 

之后，当当前符号中的关心点顺序右移一个载波比特时，关心的范围相应地顺序右移一个载波比特。如图26C中的比特串中所示，当关心点移动到当前符号中的载波#8时，关心的范围变成第九在先符号中的载波#1到第一后续符号中的载波#1的范围。 

卷积计算部分72通过下式的计算确定接收信号i： 

其中i表示待确定的载波信号位置，j表示有效载波信号的数目N_C的位置。例如，在图26A-26C中，i＝0～7，j为-80比特～+1比特。 

图27和28表示从方程式(12)获得的接收信号的例子。 

在图27和28中，水平轴表示时间轴，时间从图中的左手侧向右手侧流逝。垂直轴表示信号值，图中信号值越高，则数值越大。 

图27表示当前面10个符号都为0时，当前符号的接收波形，图27中的实线表示ptrn0的接收波形，虚线表示ptrn1的接收波形。即，图27表示当前面10个符号都为0时，当前符号中的代码0(ptrn0)和代码1(ptrn1)的波形。 

在图27中，由于8比特的载波信号模式被包括在一个符号中，因此一个符号时间对应于8个载波的时间。由于对于每个一载波时间进行5次采样，因此在图27中，每个一符号时间在40(5×8)个采样位置获得数据。即，可认为当前符号具有40个样本。 

图28表示当第二在先符号为1并且所有其它在先符号都为0时，当前符号的接收波形，如图27中一样，实线表示ptrn0的接收波形，虚线表示ptrn1的接收波形。即，图28表示当第二在先符号为1并且所有其它在先符号都为0时，当前符号中的代码0(ptrn0)和代码1(ptrn1)的波形。 

返回图24，卷积计算部分72获得的接收信号被输入码间距离计算部分74。利用从卷积计算部分72输入的接收信号，码间距离计算部分74计算代码之间的距离。例如，码间距离可用下面的方程式(13)或(14)确定： 

码间距离_i＝|ptrn0_i|-ptrn1_i|        …(13) 

码间距离_i＝(ptrn0_i-ptrn1_i)²        …(14) 

其中下标i表示符号中的采样位置。 

方程式(13)或(14)的计算(该计算由码间距离计算部分74完成)的结果对应于ptrn0和ptrn1之间的差异，如图27和28中位于相同采样时刻的ptrn0和ptrn1之间的箭头所示。码间距离计算部分74计算并获得所有样本的ptrn0和ptrn1之间的差异。 

图27中的波形与图28的波形之间的比较表明图28中的波形的码间距离较大，因为ptrn0和ptrn1具有相反的相位。 

码间距离计算部分74获得所有基带信号模式的码间距离，并确定通过例如方程式(15)或(16)的计算，对码间距离求和而获得的评估值： 

∑^{所有基带信号模式}码间距离_i＝∑^{所有基带信号模式}|ptrn0_i-ptrn1_i|       …(15) 

∑^{所有基带信号模式}码间距离_i＝∑^{所有基带信号模式}(|ptrn0_i-ptrn1_i|)²    …(16) 

图29和30表示评估值的例子。 

在图29和30中，水平轴表示时间轴，时间从图中的左手侧向右手侧流逝。垂直轴表示评估值，即，通过对所有基带信号模式的码间距离求和而获得的值，图中评估值越高，则数值越大。 

图29表示通过对由对所有符号模式应用(ptrn0，ptrn1)＝(01010101，10101010)产生的码间距离求和而获得的评估值的例子。图30表示通过对由对所有符号模式应用(ptrn0，ptrn1)＝(01010101，10100101)产生的码间距离求和而获得的评估值的例子。 

返回图24，码间距离计算部分74把计算的评估值(例如，图29和30中所示的评估值)输入到最佳代码模式选择部分75中。 

对于从码间距离计算部分74输入的评估值，最佳代码模式选择部分75根据例如通过对符号中所有相位下的代码之间的距离求和而获得的值，或者符号中代码之间的距离中的最大距离，选择最佳的ptrn0-and-ptrn1组合，并输出选择的组合。 

例如，在图29和30中，当符号中所有相位下的码间距离将被求和时，最佳代码模式选择部分75可沿时间方向进行积分。当将要选择符号中的码间距离中的最大码间距离时，例如在图29中，位于一个符号时间中的40个样本之中的第38个样本的评估值成为最大的评估值，在图30中，位于40个样本中的第22个样本的评估值成为最大的评估值。这种情况下，由于图29中位于第38个样本的评估值大于图30中位于第22个样本的评估值，因此最佳代码模式选择部分75选择图29中所示的组合。 

最佳代码模式选择部分75选择的最佳ptrn0-and-ptrn1组合(例 如，图29中所示的(ptrn0，ptrn1)＝(01010101，10101010))在发射端发射器11中被设为载波模式。 

另一方面，接收端接收器12在符号中的码间距离变得最大的点进行比特确定。从而，在不准备同步电路、LPF等等的情况下，接收器12能够直接从无线电频带获得基带信号。即，在接收器12中设置最佳采样位置(指示码间距离最大的位置)，比如图29的例子中的40个样本之中的第38个采样位置。 

例如，在图29中，由于位于由0-39表示的40个样本中的第38个样本的评估值变得最大，因此接收器12在第38个样本进行比特确定，从而使得能够可靠地在代码1和代码0之间进行确定。 

就现有技术来说，采样位置是第20个采样位置，它是40个样本的中心。从而，当在该位置进行采样时，难以预期实现可靠的比特确定。 

如上所述，按照本实施例，由于对于所有比特模式都学习了传输信道的特性，因此能够选择最佳的载波模式。 

最佳载波模式的选择使得能够降低频率选择性失真等的影响量，还使得能够优化根据在选择最佳载波模式的过程中使用的评估值确定符号的时序。 

当例如发射器11和接收器12通电时，或者从工厂装运时，进行用于在发射端设置最佳载波模式和在接收端设置最佳采样位置的学习。另外，例如在外壳中的衬底间的通信中，对于每个衬底确定最佳载波模式和采样位置。 

下面，说明发射器11，接收器12，学习设备31和模式选择设备61进行的处理。 

首先参考图31中所示的流程图，说明图11中所示的发射器11执行的发射处理。 

在假定模式选择设备61在发射器11中预置最佳载波模式的情况下(所述预置对应于下面说明且示于图33中的步骤S43中的处理)，给出图31中的说明。 

在步骤S11中，载波确定部分22根据模式选择设备61设置的载波模式来确定最佳载波，并把确定的最佳载波提供给发射处理部分21。 

在步骤S12中，作为发射处理，发射处理部分21通过把输入的基带信号乘以来自从载波确定部分22的最佳载波，来调制输入的基带信号。发射处理部分21把调制获得的无线电信号提供给天线23。在步骤S13中，天线23把来自发射处理部分21的无线电信号发射给接收器12。 

如上所述，发射器11进行把由基带信号调制的无线电信号发射给接收器12的发射处理。 

下面参考图32中所示的流程图说明图12中所示的接收器12进行的接收处理。 

在假定模式选择设备61在接收器12中的最佳采样位置保持部分25B中预置最佳采样位置的情况下(所述预置对应于下面说明且示于图33中的步骤S44中的处理)，给出图32中的说明。 

在步骤S21，天线24接收从发射器11发射的无线电信号，并把接收的无线电信号提供给接收处理部分25。 

在步骤S22，作为接收处理，接收处理部分25在由最佳采样位置指定的码间距离最大的点，对从天线24供给的无线电信号进行比特确定，从而把无线电信号解调成基带信号。 

在步骤S23，接收处理部分25把解调获得的基带信号输出给后续电路(未示出)。 

如上所述，接收器12执行把所接收的来自发射器11的无线电信号解调成基带信号的接收处理。 

下面参考图33所示的流程图说明由图13中所示的学习设备31和图24中所示的模式选择设备61执行的最佳载波模式确定处理。 

在步骤S31，学习设备31中的传输信道学习部分44通过使用载波速率下的PRBS进行学习。在步骤S32，传输信道学习部分44产生传输信道简档。产生的传输信道简档由传输信道简档保持部分53和 传输信道简档保持部分73保持。 

在步骤S33，影响比特数目计算部分54根据传输信道简档指示的传输信道特性检查反射波的影响范围，并确定有效载波信号的数目N_C。 

下面参考图34中所示的流程图，说明步骤S33中确定有效载波信号的数目N_C的方法的细节。 

在步骤S51，影响比特数目计算部分54设置用于限制位于图20中所示的相对位置比特的影响度的绝对值的阈值。在步骤S52，影响比特数目计算部分54对所述阈值和第一在先比特的影响度的绝对值进行比较，从而确定影响度是否超过阈值。 

当在步骤S52中确定影响度超过阈值时，处理进入步骤S53。在步骤S53，影响比特数目计算部分54保持影响度超过阈值的相对位置比特。例如，这种情况下，有效载波信号的数目N_C是第一在先比特。 

在步骤S54，影响比特数目计算部分54确定该处理是否已经完成到最大数目的比特。例如，在图20中，由于最大比特数为-90(第90在先比特)，因此在步骤S54中确定该处理还没有完成到最大比特数，并且该处理返回步骤52。随后重复步骤S52-S54中的处理。 

即，步骤S52-S54中的处理被重复，以致对从第一在先比特到第九十在先比特的每个比特确定影响度的绝对值是否超过阈值，超过阈值的相对位置比特被保存为载波信号的数目N_C。当完成了比较一直到第九十在先比特的影响度和阈值的处理时，处理进入步骤S55。 

在步骤S55中，影响比特数目计算部分54根据保持的有效载波信号的数目N_C，确定离当前比特最远的比特(例如，80比特)的相对位置，作为有效载波信号的数目N_C。随后，结束确定有效载波信号的数目N_C的处理。 

这样，在确定有效载波信号的数目N_C的方法中，有效范围可被设置成其中影响度的绝对值超过预定阈值的范围，如上所述，或者也可被设置成其中影响度的累加和超过预定阈值的范围。从而，下面参考图35中所示的流程图，说明把有效范围设成其中影响度的累加和 超过预定阈值的范围的方法。 

在步骤S61中，影响比特数目计算部分54获得直到最大比特数(例如图20中的在先的90比特)的所有影响度的∑(累加和)。在步骤S62，影响比特数目计算部分54设置用于限制影响度的绝对值的累加和的阈值。 

随后，在步骤S63，影响比特数目计算部分54把当前比特设为影响度的累加和i的初始值。在步骤S64中，影响比特数目计算部分54获得当前比特的影响度的累加和(∑)。在步骤S65，影响比特数目计算部分54确定当前比特的影响度的累加和是否超过阈值。 

当在步骤S65中确定影响度的累加和未超过阈值时，处理进入步骤S66。在步骤S66，影响比特数目计算部分54把影响度的累加和i加1，并且在步骤S64中，影响比特数目计算部分54获得第一在先比特的影响度的累加和。之后，在步骤S65中，影响比特数目计算部分54重新确定第一在先比特的影响度的累加和是否超过阈值。 

当在步骤S65中确定第一在先比特的影响度的累加和i未超过阈值时，重复步骤S64-S66中的处理，直到确定影响度的累加和i超过阈值为止。 

即，作为步骤S64-S66中的反复处理的结果，第二在先比特，第三在先比特，第四在先比特，...，等等的影响度的累加和被依次与阈值比较。例如，当确定第八十在先比特的影响度的累加和超过阈值时，处理进入步骤S67。在步骤S67，影响比特数目计算部分54确定有效载波信号的数目N_C是80个比特，从而结束确定有效载波信号的数目N_C的处理。 

有效载波信号的数目N_C是如上所述确定的。 

返回图33中所示的流程图，在步骤S34，模式选择设备61中的代码模式替换部分71初始化代码0的模式(ptrn0)和代码1的模式(ptrn1)。 

在步骤S35，卷积计算部分72初始化基带符号。例如，卷积计算部分72通过计算方程式(2)，确定特定符号中的ptrn0和ptrn1的 波形，如图27或28中所示，并把确定的波形提供给码间距离计算部分74。 

在步骤S36，码间距离计算部分74通过例如使用从卷积计算部分72确定的接收信号，计算方程式(13)或(14)，从而确定代码0(ptrn0)和代码1(ptrn1)之间的码间距离，如图27或28中所示。 

在步骤S37，卷积计算部分72确定是否对所有基带-符号模式完成了码间距离的计算。 

当在步骤S37中确定还未对所有基带-符号模式完成该计算时，处理进入步骤S38。在步骤S38，卷积计算部分72改变基带-符号模式，随后处理返回步骤S36。重复步骤S36-S38中的处理，直到在步骤S37确定对所有基带-符号模式完成了该计算为止。从而，码间距离计算部分74确定所有基带-符号模式的码间距离。 

在步骤S39，通过计算例如方程式(15)或(16)，码间距离计算部分74确定通过码间距离的求和产生的值。码间距离计算部分74保持通过对关于所有基带信号确定的码间距离(即，代码0和代码1之间)求和而获得的距离和，例如图29或30中所示。 

在步骤S40，代码模式替换部分71确定是否对所有模式完成了代码0(ptrn0)和代码1(ptrn1)的组合。 

当在步骤S40中确定未对所有模式完成代码0和代码1的组合，那么处理进入步骤S41，在步骤S41，代码模式替换部分71改变代码0和代码1的载波模式(载波模式)。 

之后，处理返回步骤S35，重复步骤S35-S41中的上述处理。即，作为通过步骤35-S41中的反复处理的结果，ptrn0和ptrn1的组合被顺序改变，并确定关于所有载波模式，从所有基带符号确定的代码0和代码1距离的总和。码间距离计算部分74随后把通过对码间距离求和而确定的距离和作为评估值提供给最佳代码模式选择部分75。 

在步骤S42，通过利用从码间距离计算部分74供给的评估值，最佳代码模式选择部分75按照预定的规则选择ptrn0-and-ptrn1组合作为最佳代码0/代码1模式，使用该ptrn0-and-ptrn1组合，符号中 的码间距离变得最大，例如如图29或30中所示。此外，最佳代码模式选择部分75选择评估值变得最大的位置作为最佳采样位置，并输出选择的最佳采样位置。 

在步骤S43，从最佳代码模式选择部分75输出的最佳代码0/代码1模式在发射端发射器11中被设为最佳载波模式。在步骤S44，在接收器12中设置从最佳代码模式选择部分75输出的最佳采样位置，从而结束确定最佳载波模式的处理。 

如上所述，分别在发射器11和接收器12中设置由学习设备31和模式选择设备61确定的最佳载波模式和最佳采样位置。 

如上所述，按照本发明，由于对于所有比特模式学习传输信道特性，因此发射端能够自适应地按照传输信道的恶化，选择最佳的载波模式。从而，即使在传输信道失真量较大的环境中，也能够降低由频率选择性失真等引起的影响量，能够实现鲁棒的无线通信。 

另外，按照本发明，还能够优化时序，在该时序下根据在选择最佳载波模式的过程中使用的评估值确定符号。另外，由于能够消除把无线电频带转换成基带的电路，因此能够简化接收端解调电路。 

另外，按照本发明，能够利用载波模式实现多路复用。 

上述一系列的处理可由硬件或软件执行。当所述一系列处理由软件执行时，包括在软件中的程序从程序存储介质被安装到例如包含在专用硬件中的计算机中，或者被安装到能够通过程序的安装，执行各种功能的通用个人计算机中。 

图36是表示通过程序的使用，执行上述一系列处理的个人计算机的配置例子的方框图。CPU(中央处理单元)111按照保存在ROM(只读存储器)112或者存储部分118中的程序，执行各种处理。CPU 111执行的程序，数据等酌情被保存在RAM(随机存取存储器)113中。CPU111，ROM 112和RAM 113通过总线114互连。 

输入/输出接口115通过总线114与CPU 111连接。包括麦克风等的输入部分116和包括显示器，扬声器等的输出部分117与输入/输出接口115连接。CPU 111按照从输入部分116输入的指令，执行 各种处理。CPU 111随后把处理结果输出给输出部分117。 

存储部分118与输入/输出接口115连接，例如由硬盘实现，以保存由CPU 111执行的程序和各种数据。通信部分119充当包括路由器，调制解调器等的接口，并通过网络(比如因特网和/或局域网)与外部设备通信。 

程序可通过通信部分119获得，并被保存在存储部分118中。 

驱动器120与输入/输出接口115连接。当插入可移动介质121，比如磁盘，光盘，磁光盘或半导体存储器时，驱动器120驱动可移动介质121，从而获得保存在可移动介质上的程序，数据等等。获得的程序和数据被酌情传给存储部分118并记录在其中。 

如图36中所示，保存通过安装，可由计算机执行的程序的程序存储介质的例子包括可移动介质121，临时或永久保存程序的ROM112，和包括在存储单元118中的硬盘。可移动介质121的例子包括磁盘(包括软盘)，光盘(包括CD-ROM[压缩盘-只读存储器]和DVD[数字通用光盘])，磁光盘，和包括半导体存储器等的封装介质。酌情经通信部分119把程序通过有线或无线通信介质，比如局域网，因特网和数字卫星通信保存在存储介质上。 

这里，描述保存在存储介质上的程序的步骤不仅包括按照所述顺序，依次执行的处理，而且包括同时或者单独被执行，而不一定依次执行的处理。 

这里，术语“系统”指的是包括多个设备的整个设备。 

本发明并不局限于上述实施例，可对其做出各种改变，而不脱离本发明的精神和范围。 

本申请包含与在2008年5月12日向日本专利局提交的日本优先权专利申请2008-124268中公开的主题相关的主题，该日本专利申请的整个内容在此引为参考。 

本领域的技术人员理解根据设计要求和其它因素，可产生各种修改，组合，子组合和替换，只要它们在附加的权利要求或其等价的范围之内。 

Claims (7)

1.一种发射设备，包括：

调制装置，用于通过使用载波调制基带信号；

确定装置，用于按照传输信道的特性确定载波模式，在所述传输信道上，由特定符号的信号值表示的波形按照在该特定符号之前或之后发射的符号的值而固定地失真，其中载波模式是代码0和代码1的组合，当通过学习获得的传输信道的特性被用于根据所有符号模式和载波模式估计接收波形时，码间距离最大；和

发射装置，用于通过传输信道发射调制信号，所述调制信号是通过利用所确定的载波模式进行调制获得的。

2.按照权利要求1所述的发射设备，其中传输信道的特性是通过利用最小二乘法的学习确定的，其中已知信号被用作学生数据，所述学生数据充当学习失真的特性的学生，通过传输信道恶化的所述已知信号被用作教师数据，教师数据充当学习失真的教师。

3.按照权利要求2所述的发射设备，其中在载波信号的数目的范围中确定载波模式，所述数目是按照在特定符号之前发射的符号对该特定符号施加的影响的大小确定的。

4.一种发射方法，包括下述步骤：

利用载波调制基带信号；

按照传输信道的特性确定载波模式，在所述传输信道上，由特定符号的信号值表示的波形按照在该特定符号之前或之后发射的符号的值而固定地失真，其中载波模式是代码0和代码1的组合，当通过学习获得的传输信道的特性被用于根据所有符号模式和载波模式估计接收波形时，码间距离最大；和

控制通过传输信道的调制信号的发射，所述调制信号是利用所确定的载波模式进行调制获得的。

5.一种接收设备，包括：

接收装置，用于接收通过传输信道发射的调制信号，在所述传输信道上，由特定符号的信号值表示的波形按照在该特定符号之前或之后发射的符号的值而固定地失真；和

解调装置，用于通过在与传输信道的特性对应的采样位置进行比特确定，把接收的调制信号解调成基带信号，其中采样位置是当通过学习获得的传输信道的特性被用于根据所有符号模式和载波模式估计接收波形时，代码0和代码1之间的码间距离最大的位置。

6.按照权利要求5所述的接收设备，其中传输信道的特性是通过利用最小二乘法的学习确定的，已知信号被用作学生数据，所述学生数据充当学习失真的特性的学生，通过传输信道恶化的所述已知信号被用作教师数据，教师数据充当学习失真的教师。

7.一种接收方法，包括下述步骤：

控制通过传输信道发射的调制信号的接收，在所述传输信道上，由特定符号的信号值表示的波形按照在该特定符号之前或之后发射的符号的值而固定地失真；和

通过在与传输信道的特性对应的采样位置进行比特确定，把接收的调制信号解调成基带信号，其中采样位置是当通过学习获得的传输信道的特性被用于根据所有符号模式和载波模式估计接收波形时，代码0和代码1之间的码间距离最大的位置。

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