JP3503553B2 - スペクトラム拡散通信方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ダイレクトシーケ
ンス（ＤＳ：Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）−スペ
クトラム拡散（ＳＳ：Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕ
ｍ）通信方式を適用する固定衛星通信システム、移動体
衛星通信システム、固定陸上無線通信システム、陸上移
動体通信システム、無線ＬＡＮシステム、構内無線通信
システム等の全ての無線通信システム、又は、光ファイ
バ、同軸ケーブル等の有線を用いて情報伝送を行う全て
の有線通信システムに適用される。また、スペクトラム
拡散処理を施すデータ信号の変調方式として４相位相変
調（ＱＰＳＫ）方式、復調方式として遅延検波方式を適
用するシステムにおいて利用される。

【０００２】

【従来の技術】限定された通信帯域幅内でスペクトラム
拡散通信システムの高速化を図る方法として、全ての同
時通信局に共通に与えられた１つの疑似ランダム符号だ
けを用いて多元接続を行う方法（ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方
式：Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆｆｓｅ
ｔ−Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｍａｌｔｉｐｌ
ｅＡｃｃｅｓｓ Ｍｅｔｈｏｄ）が開示（特開平５−２
６８１８９、角谷、篠永、「スペクトラム拡散通信シス
テム」）されている。本方法は、複数の送信局が同一の
疑似ランダム符号を用いて各々独立のディジタル情報を
スペクトラム直接拡散変調し、図１２のように複数搬送
波の中心周波数を互いに異なるようにし、信号波の占有
周波数帯域を互いに重なるよう設定して受信側に送信す
ることを特徴としている。このとき、各送信局が互いに
情報伝送速度の整数倍の周波数分だけ離れた搬送波周波
数を利用すれば、受信側では搬送波の中心周波数が既知
な所望波を帯域通過フィルタで抽出することにより、他
信号波の影響を受けずに所望する情報を受信、復調する
ことが理想的に可能となる。

【０００３】図１５はＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式を適用した
無線システムの送受信機構成例であり、同時送信局数が
ｎの場合を示している。図において、３０１−１−３０
１−ｎは２進符号化された各通信局の情報信号、３０２
−１−３０２−ｎは情報信号と疑似ランダム符号を２進
乗算する変調器、３０３−１−３０３−ｎは情報信号の
スペクトラムを拡散するための疑似ランダム（ＰＮ：Ｐ
ｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ）符号系列、３０４−１−３０
４−ｎは３０２−１−３０２−ｎで得られたベースバン
ド信号に対して３０５−１−３０５−ｎで与えられる搬
送波を変調する変調器、３０５−１−３０５−ｎは搬送
波を与える局部発振器、３０６−１−３０６−ｎは変調
信号から送信に必要な周波数成分を取り出す帯域通過フ
ィルタを各々表している。スペクトラム拡散通信方式は
有線通信システム、無線通信システムともに用いること
ができ、３０７はそれらの伝送媒体中で個々の信号が多
重される様子を表している。また、３０８は受信信号か
ら復調に必要な周波数成分を取り出す帯域通過フィル
タ、３０９は周波数変換器であり、３１０は周波数変換
のための局部発信器、３１１は帯域制限された信号から
送信された情報を得る復調器、３１２は復調器により得
られた情報信号を各々表している。

【０００４】前記のように、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式は互
いに信号波の中心周波数を情報伝送速度の整数倍だけ離
して通信を行うため、スペクトラム拡散通信システムに
おいて同一の疑似ランダム符号を用いた場合でも、各通
信局が互いに干渉を与えることなく双方向ともに通信を
行うことができる。従って、疑似ランダム符号の数が制
限されているシステムにおいても、各送信局からの信号
波の中心周波数を情報伝送速度の整数倍だけずらすこと
により疑似ランダム符号の再利用を行うことができ、限
られた周波数帯域幅内において同時通信を行うことので
きる局数を大幅に増加させることができる。更に、各通
信局は同一の疑似ランダム符号を使用するため通信装置
の装置規模を小型化することも可能となる。しかしなが
ら、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式では、各送信局から同時送信
されるスペクトラム直接拡散変調波群のタイミングが受
信側で一致した状態でなければ理想的に干渉のない通信
を行うことができない。すなわち、各送信局からのスペ
クトラム直接拡散変調波が受信側において同期が取れた
状態で受信されなければ、各送信局からの信号が互いに
干渉を引き起こし、伝送路の回線品質を大きく劣化させ
るという課題が存在する。

【０００５】上記課題を克服する方法として、搬送波周
波数間隔が情報伝送速度を単位とする周波数量の整数倍
となる複数の通信チャネルの１つの複合通信チャネルと
見なし、個々の通信局からはその複合通信チャネルを用
いて情報伝送を行うことにより、搬送波周波数間隔が情
報伝送速度を単位とする周波数量の整数倍となる通信チ
ャネル間のタイミング制御誤差を発生させることなく、
通信局あたりの情報伝送速度の高速化、並びに高品質な
通信回線の提供が図れる通信チャネル多重化方法を用い
ることを特徴とする方式（ＣＦＯ−ＳＳ方式：Ｃａｒｒ
ｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆｆｓｅｔ−Ｓｐｒｅ
ａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｍａｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅ
ｓｓ Ｍｅｔｈｏｄ）が開示（特開平１０−１０７７７
１、石川、篠永、小林「スペクトラム拡散通信方式」）
されている。

【０００６】図１６はＣＦＯ−ＳＳ方式を適用した無線
システムの送信機構成例を示しており、複合通信チャネ
ルを構成する通信チャネル数がｎ、すなわち、同時送信
を行うチャネル数がｎの場合を示している。図におい
て、４０１は通信局から送信する情報データ系列、４０
２はシリアルなデータ系列をｎ個の出力端子に順次繰り
返し分配するシリアル−パラレル変換器、４０３−１−
４０３−ｎは各通信チャネルごとに変調される情報デー
タ系列、４０４−１−４０４−ｎは情報信号と４０５の
ＰＮ符号発生器から出力される４０６−１−４０６−ｎ
の疑似ランダム符号とを２進乗算する変調器、４０６−
１−４０６−ｎは情報信号のスペクトラムを拡散するた
めの疑似ランダム符号系列、４０７−１−４０７−ｎは
各通信チャネルごとに伝送されるスペクトラム拡散され
たベースバンド信号、４０８−１−４０８−ｎは４０４
−１−４０４−ｎで得られたベースバンド信号４０７−
１−４０７−ｎを各通信チャネルの搬送波周波数ｆ１−
ｆｎに応じて変調をかける変調器、４０９−１−４０９
−ｎは各通信チャネルの搬送波周波数ｆ１−ｆｎを与え
る局部発振器、４１０−１−４１０−ｎは変調操作によ
り高周波領域に周波数変換されたスペクトラム拡散信
号、４１１−１−４１１−ｎは変調信号から送信に必要
な周波数成分を取り出す帯域通過フィルタ、４１２−１
−４１２−ｎは各帯域通過フィルタから出力されるスペ
クトラム拡散信号、４１３は各通信チャネルのスペクト
ラム拡散信号４１２−１−４１２−ｎを合成する信号合
成器、４１４は信号合成器４１３の出力信号であるスペ
クトラム拡散合成信号、４１５はスペクトラム拡散合成
信号の送信電力を増幅する共通増幅器、４１６は共通増
幅器４１５により電力増幅されたスペクトラム拡散合成
信号、４１７は通信帯域幅外輻射を削除するための帯域
制限フィルタ、４１８は帯域制限フィルタ４１７の出力
信号を各々表している。スペクトラム拡散通信方式は有
線通信システム、無線通信システムともに用いることが
でき、４１８のスペクトラム拡散合成信号はそれらの伝
送媒体を介して別の通信局に伝送される。

【０００７】図１７はＣＦＯ−ＳＳ方式を適用した無線
システムの受信機構成例を示しており、複合通信チャネ
ルを構成する通信チャネル数がｎ、すなわち、同時送信
を行うチャネル数がｎの場合を示している。図におい
て、４２１は別の通信局から送信された複合通信チャネ
ル受信信号、４２２は雑音除去用の受信フィルタ、４２
３は受信フィルタ４２２の出力信号、４２４は復調器を
安定した状態で動作させるための自動利得制御器（ＡＧ
Ｃ）、４２５はＡＧＣの出力信号、４２６−１−４２６
−ｎは複合通信チャネルを構成する各通信チャネルの搬
送波周波数ｆ０−ｆｎを受信機の整合フィルタ４３１−
１−４３１−ｎの中心周波数ｆ０に周波数変換するため
の周波数変換器、４２７−１−４２７−ｎは各通信チャ
ネルの中心周波数ｆ１−ｆｎに対応する周波数を発生す
る局部発振器、４２８−１−４２８−ｎは周波数変換さ
れた各通信チャネルの中間周波受信信号、４２９−１−
４２９−ｎは周波数拡散帯域幅外に存在する雑音成分を
除去するための帯域通過フィルタ、４３０−１−４３０
−ｎは帯域通過フィルタの出力信号、４３１−１−４３
１−ｎはスペクトラム拡散信号から情報信号成分だけを
抽出する整合フィルタ、４３２−１−４３２−ｎは各通
信チャネルごとのＳＡＷ整合フィルタ出力信号、４３３
−１−４３３−ｎはＳＡＷ整合フィルタ出力信号をベー
スバンド信号に変換するための遅延検波回路、４３４−
１−２３４−ｎは４３３−１−４３３−ｎの遅延検波回
路の出力信号、４３５−１−４３５−ｎは遅延検波出力
信号に含まれている高調波信号成分を除去し、情報信号
成分のみを抽出するための低域通過フィルタ、４３６−
１−４３６−ｎは情報信号成分を含むベースバンド信
号、４３７−１−４３７−ｎは遅延検波出力信号のピー
クポイント（判定ポイント）におけるデータ信号を判定
するための判定器、４３８−１−４３８−ｎは各通信チ
ャネルごとに得られた判定データ系列、４３９は４３８
−１−４３８−ｎの判定データ系列を元の連続データ系
列に変換するためのパラレル−シリアル変換器、４４０
は４３９のパラレル−シリアル変換器から出力される情
報データ系列を各々表している。

【０００８】一般に、スペクトラム拡散信号から情報信
号成分を抽出する方法として、拡散符号系列で重みづけ
られた整合フィルタが利用されるが、その出力波形は鋭
い三角パルス状の中間周波数信号となる。ここで、整合
フィルタ出力信号の包絡線信号、又は整合フィルタ出力
信号に遅延検波を施して得られる遅延検波出力波形のピ
ークポイントを検出し、そのポイントと同じタイミング
でデータ判定を行っているが、データ判定を行うタイミ
ングが受信希望波信号のピーク電圧レベルポイントから
ずれている場合、受信信号の判定誤り率特性が大きく劣
化する。そのため、送信側からデータ伝送が開始された
直後に、受信側では受信信号の判定誤り率特性が最良と
なる最適判定タイミングを捕捉し、受信側と送信側のタ
イミング同期を確立させる必要がある。更に、データ伝
送を継続して行うためには、受信側と送信側のタイミン
グ同期を保持するための追尾機能が別途必要となる。

【０００９】従来のスペクトラム拡散通信システムを対
象とするタイミング捕捉・追尾方法としては、受信信号
の電圧レベルが事前に規定した閾値を超えた瞬間に希望
波信号が受信されているものと推定し、その時刻を判定
タイミングと規定する方法が簡易なシステムとして知ら
れている。しかしながら、このような方式では、雑音や
隣接チャネルからの干渉信号等の影響により受信信号レ
ベルが閾値を超えるような場合においても希望波信号パ
ルスが受信されたものと誤判定し、かつ、誤判定された
データが真の情報データ系列に挿入されてしまうため、
誤判定後のデータがバースト的に全て誤るといった問題
が発生する。

【００１０】前記のような問題を回避するため、通常は
伝送速度と同じ周期性を有する時間窓を設定し、その時
間窓の区間においてのみ閾値を超える受信信号パルスを
検出する方法（タイムウインドウ方式）が知られている
（参考：田中、小川、衣笠、椰、武井、「省電力型ＳＳ
通信用ＬＳＩの開発」、電子情報通信学会スペクトラム
拡散研究会、ＳＳＴ９５−７７等）。この方式では、図
１３に示すように、希望波パルス信号が時間窓区間にお
いて事前に設定された閾値を超え、かつ、最大となるサ
ンプリングポイントを最適判定タイミングと判断し、そ
の時刻を新たな時間窓の中心点として設定するように構
成されている。このように時間窓を設定することによ
り、雑音や隣接チャネルからの干渉信号等の影響により
発生する信号パルスの誤検出確率を大幅に低下させるこ
とが可能となる。但し、上記のタイムウインドウ方式で
は、希望波パルス信号のシンボルタイミング捕捉後に初
めて有効となるが、通常は送信データ信号の先頭に付加
されているタイミング捕捉用プリアンブルデータ区間に
おいて試行錯誤的にタイミング検出を行うことにより、
初期タイミング捕捉は容易に可能である。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】前述したＣＦＯ−ＳＳ
ＭＡ方式、及びＣＦＯ−ＳＳ方式では、整合フィルタの
出力波形、並びに遅延検波器の出力波形は、複数のスペ
クトラム拡散信号を多重化して同時伝送するために、図
１４に示すように希望波信号のピーク点以外にも大きな
波形変動が生じてしまう。すなわち、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ
方式、及びＣＦＯ−ＳＳ方式では、データ判定タイミン
グとなる希望波のピーク点については、多重化する複数
のスペクトラム拡散信号間で直交関係が成り立つため、
互いに干渉し合うことはないが、希望波のピーク点以外
では、直交性の関係が成り立たないため、他のスペクト
ラム拡散信号からの干渉信号成分が具体的に波形レベル
として発生する。従って、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、及び
ＣＦＯ−ＳＳ方式に従来のタイミング捕捉・追尾方法を
適用した場合、希望波ピークと干渉ピークの何れが真の
判定タイミングであるか判定することができず、干渉信
号によるピークレベルを誤って判定タイミングとして捕
捉してしまう可能性が高い。この場合、タイムウインド
ウ自体も誤った判定タイミングを中心として設定される
ため、連続的な誤りが発生してしまう。

【００１２】更に、時間窓内で最大となるピークレベル
を検出し、そのポイントを中心として時間窓を毎シンボ
ルごとに再設定するタイミング追尾方法の場合、送信系
フィルタの帯域制限や伝送路歪み（多重反射波）、雑音
の影響により、希望波パルス信号のピーク点が時間軸上
で前後に移動する（ジッタが発生する）ため、時間窓の
中心点と希望波パルス信号のピークポイントとの間の時
間誤差が時間経過とともに積算されて行く。そのため、
伝送路の歪みの状態によっては希望波ピークパルス信号
が時間窓から容易に外れるケースが多発し、タイミング
追尾状態が保持できなくなるとともに、受信データの判
定誤りがバースト的に生じるという問題が発生する。

【００１３】本発明は、複数のスペクトラム拡散信号を
互いにデータシンボル速度で規定される周波数量の整数
倍だけ離れた搬送波周波数を用いて多重化するスペクト
ラム拡散通信システムにおいて、受信側のタイミング捕
捉・追尾精度を高め、かつ、伝送路の歪みにより発生す
るジッタの影響を回避するタイミング捕捉・追尾方法に
関するものである。

【００１４】 この目的を達成するために、本発明によ
るスペクトラム拡散通信方法は、送信側について、デー
タシンボル速度及びシンボルタイミングが同一で、独立
のデータ系列からなる複数のデータ信号をそれぞれ、同
一の疑似ランダム符号系列により直接拡散方式で変調す
る段階と、互いに前記データシンボル速度で規定される
周波数量の整数倍だけ離れた搬送波周波数を、各拡散信
号の中心周波数として多重化する段階と、拡散多重化信
号を同時伝送する段階とを有するスペクトラム拡散通信
方法であって、受信側について、前記拡散多重化信号に
対して、Ｎシンボル分（Ｎは２以上の自然数）のデータ
シンボル時間長からなる時間幅を単位として、前記Ｎシ
ンボル分の受信データ毎に、有意な受信信号が存在して
いるか否かを判定する第１の段階と、前記有意な受信信
号が存在していると判定した時点から、最大値を示す時
間位置である判定タイミングが正しく捕捉できたか否か
を判定する第２の段階と、前記判定タイミングが正しく
捕捉できたと判定した時点から、前記判定タイミングを
中心とする時間窓について、他の判定タイミングに変更
して追尾するか、前記第２の段階の判定タイミングを維
持するか、又は、前記有意な受信信号が存在していない
と判定した際に前記第１の段階に戻る、いずれかを行う
第３の段階とを有することを特徴とする。

【００１５】 本発明の他の実施形態によれば、送信側
について、変調する段階が位相変調方式を用いており、
受信側について、第１の段階の前段に、拡散多重化信号
を遅延検波方式で復調する段階を更に有することも好ま
しい。

【００１６】 本発明他の実施形態によれば、第１の段
階は、情報データ系列のデータシンボル長及び同一の時
間長を演算周期として、Ｎシンボル分の受信データに対
して遅延検波出力信号レベルの絶対値の平均値若しくは
加算値を１シンボル時間長にわたって連続的に計算し、
該平均値若しくは加算値の最大値が、事前に設定した閾
値レベルＴｈ１をＮシンボル時間長のブロック単位で連
続Ａ回超えた場合に有意な受信信号が存在しているもの
と判断する。第２の段階は、受信信号が存在しているも
のと判断した時刻を起点として、その時刻における最新
の最大値を示す時間位置を判定タイミングと仮定し、該
判定タイミング位置における演算結果が、事前に設定し
た閾値レベルＴｈ２をＮシンボル時間長のブロック単位
で連続Ｂ回超えた場合に、判定タイミングが正しく捕捉
できたものと判断する。第３の段階は、判定タイミング
が正しく捕捉できたものと判断した時刻以降について
は、Ｎシンボル時間長のブロック単位で、最新の判定タ
イミングを中心とする時間窓を設定する。該時間窓内に
おいて得られる遅延検波出力信号レベルの絶対値の平均
値若しくは加算値の最大値が、事前に設定した閾値レベ
ルＴｈ３を超えた場合には、該最大値を示す時間位置を
最適判定タイミングと判断して判定タイミングを変更
し、該閾値レベルＴｈ３を該最大値が下回った場合に
は、前回と同じ時間位置を判定タイミングとして継続し
て利用し、該最大値が該閾値レベルＴｈ３をＮシンボル
時間長のブロック単位で連続Ｃ回下回った場合には、拡
散多重化信号の受信が終了したものと判断する。その
後、最初の段階に戻るように構成される。

【００１７】本発明の他の実施形態によれば、データシ
ンボル速度ＲのＭ倍（Ｍは任意の自然数）のサンプリン
グ速度Ｓ（Ｓ＝Ｒ×Ｍ）で受信信号のサンプリングを行
い、任意の１データシンボル時間長内のサンプリングポ
イントに対して、Ｍ個からなるサンプリング番号を順に
付与し、Ｎシンボル時間長のブロック単位で行う演算処
理及び判定処理の全てを、該サンプリング番号を付与さ
れたサンプリングポイントに対して行うことも好まし
い。

【００１８】本発明の他の実施形態によれば、サンプリ
ング速度ＲをＭ／Ｌ（ＬはＭ＞Ｌとなる任意の自然数）
に低減し、該データシンボル速度ＲのＭ／Ｌ倍のサンプ
リング速度Ｔ（Ｔ＝Ｒ×Ｍ／Ｌ）で受信信号のサンプリ
ングを行い、該受信信号のサンプリング出力信号をＬ分
岐することによりＬ個の並列受信サンプリング信号に変
換し、サンプリング間隔１／ＴをＬ分割した時間長１／
（Ｔ×Ｌ）を遅延量の最小単位とする遅延回路を該並列
受信サンプリング信号に対して各々配置し、該並列受信
サンプリング信号が互いに１／（Ｔ×Ｌ）の時間長だけ
時間軸上で互いにオフセットするような関係を形成す
る。次に、任意の１データシンボル時間長内のサンプリ
ングポイントに対して、Ｍ個からなるサンプリング番号
を該Ｌ個の並列受信サンプリング信号に対して順に付与
し、Ｎシンボル時間長のブロック単位で行う演算処理及
び判定処理の全てを、該サンプリング番号を付与された
サンプリングポイントに対して行うことも好ましい。

【００１９】 本発明のスペクトラム拡散通信方法は、
送信側について、データシンボル速度及びシンボルタイ
ミングが同一で、独立のデータ系列からなる複数のデー
タ信号をそれぞれ、同一の疑似ランダム符号系列により
直接拡散方式であって、且つ、位相差変化量０、π／
２、π、３π／２に対して各々００、０１、１１、１０
の符号を割り当てる差動符号化を施したＱＰＳＫ方式で
変調する段階と、互いに前記データシンボル速度で規定
される周波数量の整数倍だけ離れた搬送波周波数を、各
拡散信号の中心周波数として多重化する段階と、拡散多
重化信号を同時伝送する段階とを有し、前記同時伝送す
るＨ個（Ｈ＝２ｍ＋１，ｍは任意の正整数）の拡散信号
に対しては、搬送波周波数の低い順からｍ個までの拡散
信号のプリアンブルデータとして、１１の符号の繰り返
しパターンを設定し、残りの（ｍ＋１）個の拡散信号の
プリアンブルデータとしては、０１の繰り返しパターン
を設定することにより、搬送波周波数が周波数の低い順
から（ｍ＋１）番目となる拡散信号の遅延検波出力信号
の絶対値がタイミング再生に適した波形となるように
し、受信側について、タイミング捕捉用のプリアンブル
データとして、前記拡散多重化信号の複数の拡散信号の
うち、ある特定の搬送波周波数を中心周波数とする拡散
信号の受信信号波形が、タイミング再生に適した復調波
形となるように、事前に各拡散信号に割り当てるプリア
ンブルデータを設定する段階を有することを特徴とす
る。

【００２０】 本発明の他の実施形態によれば、受信側
について、プリアンブルデータを設定する段階の前段
に、拡散多重化信号を遅延検波方式で復調する段階を更
に有することも好ましい。

【００２１】

【００２２】本発明方式のように、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方
式、及びＣＦＯ−ＳＳ方式を適用する通信システムにお
いて、Ｎシンボル分のデータシンボル時間長からなる時
間幅を単位として、遅延検波出力信号レベルの絶対値の
平均化処理（又は加算処理）を施すことにより、隣接す
るスペクトラム拡散信号からの干渉信号により発生する
サイドローブ区間における激しい波形変動を抑圧し、希
望波ピークレベルのみを有効波形として抽出することが
できる。すなわち、希望波ピーク点では、送信する情報
データ系列パターンによらず常時アイが開くため、平均
化処理を施すシンボル数Ｎの値によらず希望波ピーク点
における演算結果がと理想的に一定となるが、その他の
時間区間においては波形の上下変動が激しく生じるた
め、平均化処理を施すシンボル数Ｎの値が増加するにつ
れて、波形変動が抑圧されて希望波ピークレベルよりも
小さな平均値レベルとなる。従って、平均化処理後の出
力波形の最大値検出を行った場合、容易に希望波ピーク
点をデータ判定タイミングとして正確に検出することが
可能となる。

【００２３】また、受信信号検出モード、タイミング捕
捉モード、タイミング追尾モード、受信待機モードとい
った４種類の状態間を、各々独立の保護段数と受信レベ
ル閾値を事前に設定して遷移させ、かつ、タイミング追
尾モードでは時間窓を設定して最大値検出を実施し、毎
Ｎシンボルブロックごとに時間窓の中心位置を更新する
ことにより、送信系フィルタの帯域制限や伝送路歪み
（マルチパスフェージング）、雑音等の影響により発生
する希望波パルス信号の時間変動（ジッタ）の影響を吸
収し、正確なタイミング追尾状態を常時保持することが
可能となる。これにより、従来のタイミング捕捉・追尾
方法で問題となっていたバースト誤りの影響を回避する
ことができ、常時安定した通信回線を提供することが可
能となる。

【００２４】更に、ディジタル回路の演算処理能力や消
費電力に制限がある場合、サンプリング周波数を低減さ
せ、その最小サンプリング間隔よりも時間幅の小さな遅
延回路を別途用意し、分岐回路により同一の並列信号に
変換されたサンプリング信号群に対して各々独立の遅延
量を挿入し、前述のタイミング捕捉・追尾方法を適用す
ることにより、高速サンプリング時と同等の精度でタイ
ミング捕捉及びタイミング追尾を可能とすることができ
る。

【００２５】更に、タイミング捕捉用のプリアンブルパ
ターンとして、各スペクトラム拡散信号ごとに特定の符
号パターンを事前に設定し、同時伝送することにより、
ある搬送波周波数を中心周波数とするスペクトラム拡散
信号の遅延検波出力波形において、希望波ピーク点以外
の時間区間（サイドローブ区間）で発生する他のスペク
トラム拡散信号群からの干渉信号成分を抑圧することが
できる。本発明方式であるタイミング捕捉・追尾方法を
適用した場合、サイドローブ区間の抑圧効果によりタイ
ミング捕捉時間を大幅に短縮できる、すなわち、プリン
ブルデータシンボル数を削減が図れるため、パケット信
号のヘッダー区間に割り当てる時間幅を短縮し、通信回
線のスループット特性を改善することが可能となる。ま
た、希望波ピーク点の検出精度を高めることができるた
め、誤ったタイミングに追尾する確率を大幅に低下さ
せ、バースト誤りの発生頻度を抑えることが可能とな
る。

【００２６】

【発明の実施の形態】まず、本発明によるスペクトラム
拡散通信方法のタイミング捕捉・追従方法及びプリアン
ブルデータ設定方法について、その実施例を以下に示
す。

【００２７】 図１４に示すように、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ
方式、及びＣＦＯ−ＳＳ方式を適用する無線システムで
は、複数のスペクトラム拡散信号を同時伝送するため、
受信機の整合フィルタ出力には希望波信号のレベルピー
ク点２２１以外に隣接するスペクトラム拡散信号の相関
干渉信号がサイドローブ区間２２２においてランダムに
発生する。この干渉波信号の影響の回避を主たる目的と
して、本発明方式では全ての演算・判定処理を図１に示
すように５のＮシンボルブロック単位（Ｎ＝２以上のシ
ンボル毎）で実施する。このＮシンボルブロック単位で
の操作は、プリアンブル区間１、ユニークワードシンボ
ル区間２、データシンボル区間３から構成される１パケ
ットフレーム区間４の全体にわたって実施される。この
操作により、図１４に示した希望波信号のレベルピーク
点２２１以外のサイドローブ区間２２２に発生する干渉
波信号を抑圧し、タイミング捕捉時に干渉波信号を希望
波信号と誤って捕捉する確率を低減することができる。
更に、雑音や送信信号の帯域制限、マルチパス等の影響
により変動する希望波信号のピークレベル変動も等化す
ることができ、最適サンプリングポイント（判定タイミ
ング）の検出精度を高めることが可能となる。以下、発
明方式について、具体的に説明する。尚、実施例ではデ
ータシンボル速度を１Ｍシンボル／秒、サンプリング周
波数を４４ＭＨｚとしている。このとき、１シンボルあ
たり４４サンプリング行うことになる。

【００２８】図２は、サンプリング番号と受信信号の時
間軸上での関係を表しており、１１は１シンボル区間
長、１２は希望波信号の相関ピークレベル、１５は任意
の時刻１３を先頭として繰り返し付与されるサンプリン
グ番号のシンボル周期を各々表している。ここで、サン
プリング番号の先頭は任意の時刻１３に設定され、以
後、４４ＭＨｚの速度でサンプリングが行われるととも
に、各サンプリング値に対して１４のサンプリング番号
０−４３が順次付与される。次に、各サンプリング番号
における受信レベル値がＮシンボルブロック５にわたっ
て計算され、その平均値の最大値（０−４３番の何れ
か）が事前に設定したスレッショルドレベルを超えるか
どうかの判断により、タイミング捕捉・追従が行われ
る。

【００２９】次に、図３及び図４に、本発明によるサン
プリング周波数低減方法、並びに最適サンプリングポイ
ント選択方法につき示す。図３は、４４ＭＨｚサンプリ
ングと２２ＭＨｚサンプリングとのサンプリング位置及
びサンプリング番号の差異を示しており、２１は１シン
ボル区間長、２２は希望波信号の相関ピークレベル、２
５は任意の時刻を起点とするシンボル周期、２３はサン
プリング周波数が４４ＭＨｚの場合のサンプリング番
号、２４はサンプリング周波数が２２ＭＨｚの場合のサ
ンプリング番号を各々表している。ここで、サンプリン
グ番号の起点は同一時刻となっており、４４ＭＨｚサン
プリング時の偶数番目のサンプリング番号が２２ＭＨｚ
サンプリング時のサンプリング番号と重複している。

【００３０】図４は、本発明による最適サンプリングポ
イント選択方法の概念図を表しており、受信信号を２分
岐する場合について実施例を示している。図において、
受信信号３１は遅延処理を施されない受信信号３２と、
Ｔｓ／２（Ｔｓはサンプリング周期）遅延回路を通過さ
せた受信信号３３に分岐される。各受信信号は、各々独
立にサンプリング番号３４、３５の各サンプリングポイ
ントにおいてＮシンボルブロックにわたる絶対値平均が
演算され、最大値３６、３７が検出される。次に、最大
値３６、３７のレベル比較を行い、大きなレベルを示す
サンプリング番号が最適サンプリングポイントと判定す
る。このように受信信号をＬ分岐し、サンプリング周期
のＬ分の１を最小時間量としてＬ個の遅延回路を設定
し、絶対値平均値の最大値検出を行うことにより、高速
サンプリング時と同程度のサンプリング精度を保ったま
まサンプリング周波数を低減することができる。

【００３１】 図５−９は、本発明によるタイミング捕
捉・追尾方法の実施例を表しており、受信信号の有無を
判断するキャリア検出モード、キャリア検出時から判定
タイミングを検出するタイミング捕捉モード、検出した
判定タイミングの時間的な変動を追尾するタイミング追
尾モードから構成される。まず最初に、キャリア検出モ
ードからタイミング捕捉モードへの移行手順を状態遷移
図として図５に示す。図において、キャリア検出モード
初期状態４１を起点として、任意のサンプリング番号に
おけるＮシンボルにわたる絶対値平均の最大値が事前に
設定されたスレッショルドレベルＴｈ１を超えてキャリ
ア検出と判定され、かつ、後方保護段数４５−１−４５
−Ａに相当するＡ回連続してキャリア検出４３−１−４
３−Ａが続いた時点でタイミング捕捉モード４２に移行
する。一方、状態遷移の途中でキャリア不検出４４−０
−４４−（Ａ−１）が確認されるとキャリア検出モード
初期状態４１に戻り、カウンター値がリセットされる。
この方法を採用することにより、プリアンブル区間の先
頭において発生するＡＧＣによるレベル変動の影響を回
避することができる。ここで、Ａ回目については、Ｎシ
ンボルブロックにわたって計算された各サンプリング番
号の絶対値平均の最大値を示すサンプリング番号を検出
し、そのポイントを判定タイミングとして設定する。

【００３２】 次に、タイミング捕捉モードからタイミ
ング追尾モードへの移行手順を状態遷移図として図６に
示す。図において、タイミング捕捉初期状態５１を起点
として、キャリア検出モードのＡ回目に決定された絶対
値平均の最大値が得られたサンプリング番号において、
後方保護段数５５−１−５５−Ｂに相当するＢ回連続し
て絶対値平均がスレッショルドレベルＴｈ２を超えた場
合（５３−１−５３−Ｂ）、シンボルタイミングが捕捉
されたものと判断し、タイミング追尾モード５２に移行
する。尚、状態遷移の途中で絶対値平均の最大値がスレ
ッショルドレベルＴｈ２を下回った場合（５４−０−５
４−（Ｂ−１））、タイミング捕捉モード初期状態５１
に戻り、カウンター値をリセットする。この方法を採用
することにより、判定タイミングの精度を高めることが
できる。

【００３３】プリアンブル区間だけで判定タイミングを
決定した場合、マルチパスや雑音による伝搬路特性の変
動や発振器の周波数変動等の影響による最適判定タイミ
ング変動に対応できないため、本発明によるタイミング
追尾機能が必須となる。図７は、タイミング追尾モード
におけるの時間窓７２の設定方法を表しており、時間窓
７２は判定タイミング７７を中心として前方窓サンプリ
ング数ＦＦ（７４）、後方窓サンプリング数ＢＢ（７
３）から構成される。この時間窓７２に含まれるサンプ
リング番号４−６の中で、絶対値平均が最大レベル７１
となる番号５を判定タイミングとして選定する。尚、時
間窓の中心点については、Ｎシンボルごとに得られた最
適判定タイミングと一致するように更新する。また、タ
イミング追尾モードでは時間窓７２の区間のみにおいて
演算処理を行うことにより、演算処理量、消費電力等の
削減が可能である。

【００３４】次に、タイミング追尾モードにおける状態
遷移を図８に示す。図に示すように、タイミング追尾モ
ード８３では８７−１から８７−ＣまでのＣ段の前方保
護段数が用意されており、絶対値平均の最大値が事前に
設定されたスレッショルドレベルＴｈ３を下回る度に、
８５−１−８５−Ｃのように前方保護段数カウンタが１
つずつカウントアップされる。一方、絶対値平均の最大
値がスレッショルドレベルＴｈ３を上回ると前方保護段
数カウンタが８４−１−８４−（Ｃ−１）のように、１
つずつカウントダウンされて安定状態８４−０に戻る
が、再び下回るとカウンタがさらに１つカウントアップ
する。以後、この操作が繰り返されてカウンタが保護段
数Ｃに達したとき、回線状態が悪いものと判断してキャ
リア検出モード初期状態８１に移行する。

【００３５】最後に、キャリア検出状態からキャリア不
検出状態に移行する瞬間を認識することによりフレーム
エンドを検出する方法につき、状態遷移図として図９に
示す。なお、シャドウイング等の影響により、極端に回
線品質が劣化した場合にはキャリア検出モード初期状態
９１に移行し、タイミング捕捉モード９３を経てタイミ
ング追尾モード９４に移行するため、これら手順とは独
立に、キャリア検出モードを常時動作させる必要があ
る。図９に示すように、キャリア検出モードでは９７−
１−９７−ＤまでのＤ段の前方保護段数を考え、キャリ
ア不検出となると前方保護段数カウンタが９６−１−９
６−Ｄに示すように１つずつカウントアップされる。こ
こで、キャリア検出となる度に前方保護段数カウンタが
１つずつカウントダウンされて安定状態に戻るが、キャ
リア不検出となるとカウンタがさらに１つカウントアッ
プする。以後、この操作が繰り返されてカウンタが保護
段数Ｄに達したとき、フレームエンド（キャリア無入力
状態）と判断してキャリア検出モード初期状態に移行す
る。

【００３６】次に、本発明によるプリアンブルデータの
設定方法の実施例につき示す。尚、一例としてスペクト
ラム拡散信号波を５波多重化する場合について説明す
る。図１４では、多重化するスペクトラム拡散信号波の
データを独立、かつ、ランダムとしていたため、サイド
ローブ区間２２２において大きな干渉波レベルが発生し
ていたが、各スペクトラム拡散信号波で伝送するデータ
パターンをある特定の系列の組み合わせとすることによ
り、サイドローブ区間の干渉レベルを抑圧することが可
能となる。

【００３７】図１０は、各スペクトラム拡散信号で伝送
するプリアンブルデータを、 スペクトラム拡散信号１：１１１１１１１１・・・ スペクトラム拡散信号２：１１１１１１１１・・・ スペクトラム拡散信号３：０１０１０１０１・・・ スペクトラム拡散信号４：０１０１０１０１・・・ スペクトラム拡散信号５：０１０１０１０１・・・ として設定した場合のアイ・ダイアグラム特性を表した
ものである。ここで、スペクトラム拡散信号１−５は、
搬送波周波数の低い順に並べており、拡散符号系列とし
てＢａｒｋｅｒ符号の１１ビット系列、位相変調方式と
して位相差変化量０、π／２、π、３π／２に対して各
々００、０１、１１、１０の符号を割り当てる差動符号
化を施したＱＰＳＫ方式、伝送速度を２Ｍｂｉｔ／ｓ、
搬送波周波数間隔を２ＭＨｚとした場合における遅延検
波出力波形の同相位相成分を示したものである。また、
図の横軸は正規化されたシンボル時間１０３、縦軸は遅
延検波出力信号の絶対値レベル１０４を各々示してい
る。図において、希望波信号のピークレベル１０１以外
のサイドローブ区間１０２において、干渉波レベルが抑
圧されてレベル変動が小さくなっていることが確認でき
る。これにより、プリアンブル区間における迅速なタイ
ミング捕捉時間が可能となり、プリアンブル区間を短縮
してスループット特性を改善することができる。

【００３８】 最後に、本発明によるタイミング捕捉・
追尾方法の回路構成例を図１１に示す。図において、１
１１は受信信号、１１２は帯域制限用の受信フィルタ、
１１３は帯域制限フィルタ１１２の出力信号、１１４は
周波数変換用のローカル周波数発振器、１１５は乗算
器、１１６は乗算器１１５の出力信号、１１７は高周波
成分除去用の低域通過フィルタ、１１８は低域通過フィ
ルタ１１７の出力信号、１１９はスペクトラム拡散信号
から位相変調信号成分を抽出するための整合フィルタ、
１２０は整合フィルタ１１９の出力信号、１２１は位相
変調信号の復調用遅延検波回路、１２２及び１２５は遅
延検波回路１２１の出力信号、１２３はデータ判定用の
判定回路、１２４は判定出力データ、１２６は遅延検波
出力信号１２５の絶対値レベルを検出するための絶対値
検出回路、１２７は絶対値検出回路１２６の出力信号、
１２８は絶対値レベル信号１２８のサンプリングを行う
サンプリング回路、１２９はサンプリング回路１２８か
ら出力されるサンプリング信号、１３０はサンプリング
周波数を発生するサンプリング周波数発振器、１３１は
サンプリング周波数発振器１３０の出力信号、１３２は
Ｎシンボルブロックにわたって受信信号の絶対値レベル
の平均値を検出するためのＮシンボルブロック平均化処
理回路、１３３はＮシンボルブロック平均化処理回路１
３２の出力信号、１３４は受信信号の絶対値レベルの平
均値が最大となるサンプリング番号を検出する最大値サ
ンプリングポイント検出回路、１３５は最大値サンプリ
ングポイント検出回路から出力された最大値レベル信号
及びそのサンプリング番号情報、１３６は事前に設定し
た閾値１３８との最大値レベル信号１３５との大小比較
を行う比較回路、１３７はキャリア検出モード、タイミ
ング捕捉モード、タイミング追尾モードのモード切替を
行い、かつ、各モードに必要となるパラメータを設定す
るモード切替回路、１３８はモード切替回路１３７にお
いて設定する閾値、１３９はモード切替回路において設
定する保護段数をカウントする保護段数カウンタ、１４
０はモード切替回路１３７から出力される閾値信号、１
４１は比較回路から出力される比較結果出力信号、１４
２は比較回路１３６において閾値１３８を上回った場合
に出力される最大値レベル信号のサンプリング番号、１
４３は最大値レベル信号のサンプリング番号から判定タ
イミング用のクロック信号を再生する判定タイミングク
ロック再生回路、１４４は判定タイミングクロックをリ
セットするためのリセット信号、１４５は時間窓の設定
値をリセットするためのリセット信号、１４６は判定タ
イミングクロック再生回路から出力される判定タイミン
グ信号、１４７は時間窓設定用のサンプリング番号情
報、１４８はサンプリング番号情報１４７から時間窓を
設定する時間窓設定回路、１４９はタイミング追尾モー
ドにおいて設定する時間窓に関する情報信号、１５０は
タイミング捕捉・追尾回路を各々表している。本実施例
によるタイミング捕捉・追尾方法を適用することによ
り、本発明方式を実用回路として実現することが可能と
なる。

【００３９】

【発明の効果】（１）ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、及びＣＦ
Ｏ−ＳＳ方式を適用する通信システムにおいて、隣接す
るスペクトラム拡散信号からの干渉信号により発生する
サイドローブ区間における激しい波形変動を抑圧し、希
望波ピークレベルのみを有効波形として抽出することが
できる。 （２）希望波ピーク点をデータ判定タイミングとして容
易、かつ、正確に検出することが可できる。 （３）送信系フィルタの帯域制限や伝送路歪み（マルチ
パスフェージング）、雑音等の影響により発生する希望
波パルス信号の時間変動（ジッタ）の影響を吸収し、正
確なタイミング追尾状態を常時保持することが可能とな
る。 （４）従来のタイミング捕捉・追尾方法で問題となって
いたバースト誤りの影響を回避することができ、常時安
定した通信回線を提供することが可能となる。 （５）高速サンプリング時と同等の精度を保った状態で
サンプリング周波数を低減させることが可能であり、デ
ィジタル回路の演算処理量を抑え、消費電力を削減する
ことができる。 （６）ある搬送波周波数を中心周波数とするスペクトラ
ム拡散信号の遅延検波出力波形において、希望波ピーク
点以外の時間区間（サイドローブ区間）で発生する他の
スペクトラム拡散信号群からの干渉信号成分を抑圧する
ことができ、タイミング捕捉時間を大幅に短縮できる。 （７）プリンブルデータシンボル数の削減が図れるた
め、パケット信号のヘッダー区間に割り当てる時間幅を
短縮し、通信回線のスループット特性を改善することが
できる。 （８）希望波ピーク点の検出精度を高めることができる
ため、誤ったタイミングに追尾する確率を大幅に低下さ
せ、バースト誤りの発生頻度を抑えることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるタイミング捕捉・追尾方法におけ
る演算処理単位となるシンボルブロックの実施例を示す
図である。

【図２】本発明によるタイミング捕捉・追尾方法におい
て定義するサンプリング番号と復調信号との関係を表す
図である。

【図３】本発明によるサンプリング周波数低減方法にお
いて定義するサンプリング番号と復調信号との関係を表
す図である。

【図４】本発明によるサンプリング周波数低減方法の実
施例を示す図である。

【図５】本発明によるタイミング捕捉・追尾方法におけ
るキャリア検出モードからタイミング捕捉モードへの状
態遷移の実施例を示す図である。

【図６】本発明によるタイミング捕捉・追尾方法におけ
るタイミング捕捉モードからタイミング追尾モードへの
状態遷移の実施例を示す図である。

【図７】本発明によるタイミング捕捉・追尾方法におけ
る時間窓設定方法の実施例を示す図である。

【図８】本発明によるタイミング捕捉・追尾方法におけ
るタイミング追尾モードの状態遷移の実施例を示す図で
ある。

【図９】本発明によるタイミング捕捉・追尾方法におけ
るキャリア検出モードの状態遷移の実施例を示す図であ
る。

【図１０】本発明によるプリアンブルデータ設定方法に
よって改善される復調波形の実施例を示す図である。

【図１１】本発明によるタイミング捕捉・追尾方法を実
現する回路構成の実施例を示す図である。

【図１２】本発明が対象とする搬送波周波数オフセット
−スペクトラム拡散多元接続方式、及び搬送波周波数オ
フセット−スペクトラム拡散通信方式におけるスペクト
ラム拡散信号波のチャネル多重化法を示す図である。

【図１３】従来のタイミング捕捉・追尾方法における時
間窓設定方法を示す図である。

【図１４】本発明が対象とする搬送波周波数オフセット
−スペクトラム拡散多元接続方式、及び搬送波周波数オ
フセット−スペクトラム拡散通信方式における遅延検波
出力信号の実施例を示す図である。

【図１５】本発明が対象とする搬送波周波数オフセット
−スペクトラム拡散多元接続方式における送受信機構成
法の実施例を示す図である。

【図１６】本発明が対象とする搬送波周波数オフセット
−スペクトラム拡散通信方式における送信機構成法の実
施例を示す図である。

【図１７】本発明が対象とする搬送波周波数オフセット
−スペクトラム拡散通信方式における受信機構成法の実
施例を示す図である。

【符号の説明】

１ プリアンブル区間 ２ ユニークワードシンボル区間 ３ データシンボル区間 ４ １パケットフレーム区間 ５ Ｎシンボルブロック １１ １シンボル区間長 １２ 希望波信号の相関ピークレベル １３ サンプリング開始時刻 １４ サンプリング番号 １５ サンプリング番号のシンボル周期 ２１ １シンボル区間長 ２２ 希望波信号の相関ピークレベル ２３ サンプリング番号 ２４ サンプリング番号 ２５ サンプリング番号のシンボル周期 ３１ 受信信号 ３２ 遅延処理を施されない受信信号 ３３ 遅延回路を通過させた受信信号 ３４ サンプリング番号 ３５ サンプリング番号 ３６ Ｎシンボルにわたる絶対値平均の最大値 ３７ Ｎシンボルにわたる絶対値平均の最大値 ４１ キャリア検出モード初期状態 ４２ タイミング捕捉モード ４３−１〜４３−Ａ キャリア検出に伴う状態遷移 ４４−０〜４４−（Ａ−１） キャリア不検出に伴う状
態遷移 ４５−１〜４５−Ａ 後方保護の各段数における状態 ５１ タイミング捕捉モード初期状態 ５２ タイミング追尾モード ５３−１〜５３−Ｂ 最大値が閾値を上回った場合の状
態遷移 ５４−０〜５４−（Ｂ−１） 最大値が閾値を下回った
場合の状態遷移 ５５−１〜５５−Ｂ 後方保護の各段数における状態 ６０ データ判定回路 ６１ プリアンブル区間 ６２ ユニークワードシンボル区間 ６３ データシンボル区間 ６４ １パケットフレーム区間 ６５ Ｎシンボルブロック ６６ 希望波信号の相関ピークレベル ６８ １シンボル区間長 ６９ サンプリング番号 ７０ １シンボル時間長 ７１ 絶対値平均レベルの最大値レベル ７２ 時間窓 ７３ 後方窓サンプリング数 ７４ 前方窓サンプリング数 ８１ キャリア検出モード初期状態 ８２ タイミング捕捉モード ８３ タイミング追尾モード ８４−０〜８４−（Ｃ−１） 最大値が閾値を上回った
場合の状態遷移 ８５−１〜８５−Ｃ 最大値が閾値を下回った場合の状
態遷移 ８６ 前方保護段数Ｃにカウンタ値が到達した場合の遷
移経路 ８７−１〜８７−Ｃ 前方保護の各段数における状態 ９１ キャリア検出モード初期状態 ９２ キャリア検出モード ９３ タイミング捕捉モード ９４ タイミング追尾モード ９５−０〜９５−（Ｄ−１） キャリア検出に伴う状態
遷移 ９６−１〜９６−Ｄ キャリア不検出に伴う状態遷移 ９７−１〜９７−Ｄ 前方保護の各段数における状態 ９８ 前方保護段数Ｄにカウンタ値が到達した場合の遷
移経路 １０１ 希望波信号のピークレベル １０２ サイドローブ区間 １０３ 正規化シンボル区間 １０４ 振幅レベル １１１ 受信信号 １１２ 帯域制限フィルタ １１３ 帯域制限フィルタ出力信号 １１４ ローカル周波数発振器 １１５ 乗算器 １１６ 乗算器出力信号 １１７ 低域通過フィルタ １１８ 低域通過フィルタ出力信号 １１９ 整合フィルタ １２０ 整合フィルタ出力信号 １２１ 遅延検波回路 １２２ 遅延検波回路出力信号 １２３ 判定回路 １２４ 判定出力データ １２５ 遅延検波回路出力信号 １２６ 絶対値検出回路 １２７ 絶対値検出回路出力信号 １２８ サンプリング回路 １２９ サンプリング信号 １３０ サンプリング周波数発振器 １３１ サンプリング周波数信号 １３２ Ｎシンボルブロック平均化処理回路 １３３ Ｎシンボルブロック平均化処理回路出力信号 １３４ 最大値サンプリングポイント検出回路 １３５ 最大値レベル信号及びサンプリング番号情報 １３６ 比較回路 １３７ モード切替回路 １３８ 閾値 １３９ 保護段数カウンタ １４０ 閾値信号 １４１ 比較結果出力信号 １４２ 最大値レベル信号のサンプリング番号情報 １４３ 判定タイミングクロック再生回路 １４４ 判定タイミングリセット信号 １４５ 時間窓設定値リセット信号 １４６ 判定タイミング信号 １４７ 時間窓設定用サンプリング番号情報 １４８ 時間窓設定回路 １４９ 時間窓情報信号 １５０ タイミング捕捉・追尾回路 ２０１−１〜２０１−ｎ スペクトラム拡散信号 ２０２−１〜２０２−ｎ 搬送波周波数 ２０３ 搬送波周波数間隔 ２０４ 周波数軸 ２０５ 電力密度 ２１１ 整合フィルタ出力波形 ２１２ 復調信号の最大値 ２１３ サンプリングポイント ２１４ サンプリング間隔 ２１５ ウインドウ幅 ２２１ 希望波信号のレベルピーク点 ２２２ サイドローブ区間 ２２３ １シンボル区間長 ２２４ 遅延検波出力信号の相対電圧レベル ３００−１〜３００−ｎ 情報データ系列 ３０１−１〜３０１−ｎ 変調器 ３０２−１〜３０２−ｎ 疑似ランダム符号 ３０３−１〜３０３−ｎ 変調器 ３０４−１〜３０４−ｎ 局部発振器 ３０５−１〜３０５−ｎ 帯域通過フィルタ ３０６ 伝搬路モデルを表す合成器 ３０７ 帯域通過フィルタ ３０８ 局部発振器 ３０９ 周波数変換器 ３１０ 復調器 ３１１ 判定データ系列 ３１２ 自動利得制御回路 ４０１ 情報データ系列 ４０２ シリアル−パラレル変換器 ４０３−１〜３−ｎ 情報データ系列 ４０４−１〜４−ｎ 変調器 ４０５ ＰＮ符号発生器 ４０６−１〜４０６−ｎ ＰＮ（疑似ランダム）符号系
列 ４０７−１〜４０７−ｎ スペクトラム拡散信号 ４０８−１〜４０８−ｎ 変調器 ４０９−１〜４０９−ｎ 局部発振器 ４１０−１〜４１０−ｎ スペクトラム拡散高周波信号 ４１１−１〜４１１−ｎ 帯域通過フィルタ ４１２−１〜４１２−ｎ 帯域通過後スペクトラム拡散
高周波信号 ４１３ 信号合成器 ４１４ スペクトラム拡散合成信号 ４１５ 共通増幅器 ４１６ スペクトラム拡散合成信号 ４１７ 帯域制限用フィルタ ４１８ スペクトラム拡散合成送信信号 ４２１ 複合通信チャネル受信信号 ４２２ 受信フィルタ ４２３ 受信フィルタ出力信号 ４２４ 自動利得制御器（ＡＧＣ） ４２５ ＡＧＣ出力信号 ４２６−１〜４２６−ｎ 周波数変換器 ４２７−１〜４２７−ｎ 局部発振器 ４２８−１〜４２８−ｎ 中間周波受信信号 ４２９−１〜４２９−ｎ 帯域通過フィルタ ４３０−１〜４３０−ｎ 帯域通過フィルタ出力信号 ４３１−１〜４３１−ｎ 整合フィルタ ４３２−１〜４３２−ｎ 整合フィルタ出力信号 ４３３−１〜４３３−ｎ 遅延検波回路 ４３４−１〜４３４−ｎ 遅延検波出力信号 ４３５−１〜４３５−ｎ 低域通過フィルタ ４３６−１〜４３６−ｎ 低域通過フィルタ出力信号 ４３７−１〜４３７−ｎ 判定器 ４３８−１〜４３８−ｎ 判定データ系列 ４３９ パラレル−シリアル変換器 ４４０ 情報データ系列

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平10−107771（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−98412（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−17652（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−308689（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−307314（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−327688（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−308730（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−41141（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713 H04L 7/00 H04L 27/227

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信側について、データシンボル速度及
   びシンボルタイミングが同一で、独立のデータ系列から
   なる複数のデータ信号をそれぞれ、同一の疑似ランダム
   符号系列により直接拡散方式で変調する段階と、互いに
   前記データシンボル速度で規定される周波数量の整数倍
   だけ離れた搬送波周波数を、各拡散信号の中心周波数と
   して多重化する段階と、拡散多重化信号を同時伝送する
   段階とを有するスペクトラム拡散通信方法であって、 受信側について、前記拡散多重化信号に対して、Ｎシン
   ボル分（Ｎは２以上の自然数）のデータシンボル時間長
   からなる時間幅を単位として、前記Ｎシンボル分の受信データ毎に、有意な受信信号が
   存在しているか否かを判定する第１の段階と、 前記有意な受信信号が存在していると判定した時点か
   ら、最大値を示す時間位置である判定タイミングが正し
   く捕捉できたか否かを判定する第２の段階と、 前記判定タイミングが正しく捕捉できたと判定した時点
   から、前記判定タイミングを中心とする時間窓につい
   て、他の判定タイミングに変更して追尾するか、前記第
   ２の段階の判定タイミングを維持するか、又は、前記有
   意な受信信号が存在していないと判定した際に前記第１
   の段階に戻る、いずれかを行う第３の段階とを有する こ
   とを特徴とするスペクトラム拡散通信方法。
2. 【請求項２】 前記送信側について、前記変調する段階
   が位相変調方式を用いており、 前記受信側について、前記第１の段階の前段に、前記拡
   散多重化信号を遅延検波方式で復調する段階を更に有す
   ることを特徴とする請求項１に記載のスペクトラム拡散
   通信方法。
3. 【請求項３】 前記第１の段階は、前記情報データ系列
   のデータシンボル長及び同一の時間長を演算周期とし
   て、Ｎシンボル分の受信データに対して遅延検波出力信
   号レベルの絶対値の平均値若しくは加算値を１シンボル
   時間長にわたって連続的に計算し、該平均値若しくは加
   算値の最大値が、事前に設定した閾値レベルＴｈ１をＮ
   シンボル時間長のブロック単位で連続Ａ回超えた場合に
   有意な受信信号が存在しているものと判断するものであ
   り、 前記第２の段階は、 前記受信信号が存在しているものと
   判断した時刻を起点として、その時刻における最新の最
   大値を示す時間位置を判定タイミングと仮定し、該判定
   タイミング位置における演算結果が、事前に設定した閾
   値レベルＴｈ２をＮシンボル時間長のブロック単位で連
   続Ｂ回超えた場合に、判定タイミングが正しく捕捉でき
   たものと判断するものであり、 前記第３の段階は、 前記判定タイミングが正しく捕捉で
   きたものと判断した時刻以降については、Ｎシンボル時
   間長のブロック単位で、最新の判定タイミングを中心と
   する時間窓を設定し、該時間窓内において得られる遅延
   検波出力信号レベルの絶対値の平均値若しくは加算値の
   最大値が、事前に設定した閾値レベルＴｈ３を超えた場
   合には、該最大値を示す時間位置を最適判定タイミング
   と判断して判定タイミングを変更し、該閾値レベルＴｈ
   ３を該最大値が下回った場合には、前回と同じ時間位置
   を判定タイミングとして継続して利用し、該最大値が該
   閾値レベルＴｈ３をＮシンボル時間長のブロック単位で
   連続Ｃ回下回った場合には、拡散多重化信号の受信が終
   了したものと判断するものであることを特徴とする請求
   項２に記載のスペクトラム拡散通信方法。
4. 【請求項４】 データシンボル速度ＲのＭ倍（Ｍは任意
   の自然数）のサンプリング速度Ｓ（Ｓ＝Ｒ×Ｍ）で受信
   信号のサンプリングを行い、任意の１データシンボル時
   間長内のサンプリングポイントに対して、Ｍ個からなる
   サンプリング番号を順に付与し、前記Ｎシンボル時間長
   のブロック単位で行う演算処理及び判定処理の全てを、
   該サンプリング番号を付与されたサンプリングポイント
   に対して行うことを特徴とする請求項２又は３に記載の
   スペクトラム拡散通信方法。
5. 【請求項５】 サンプリング速度ＲをＭ／Ｌ（ＬはＭ＞
   Ｌとなる任意の自然数）に低減し、該データシンボル速
   度ＲのＭ／Ｌ倍のサンプリング速度Ｔ（Ｔ＝Ｒ×Ｍ／
   Ｌ）で受信信号のサンプリングを行い、該受信信号のサ
   ンプリング出力信号をＬ分岐することによりＬ個の並列
   受信サンプリング信号に変換し、サンプリング間隔１／
   ＴをＬ分割した時間長１／（Ｔ×Ｌ）を遅延量の最小単
   位とする遅延回路を該並列受信サンプリング信号に対し
   て各々配置し、該並列受信サンプリング信号が互いに１
   ／（Ｔ×Ｌ）の時間長だけ時間軸上で互いにオフセット
   するような関係を形成し、 任意の１データシンボル時間長内のサンプリングポイン
   トに対して、Ｍ個からなるサンプリング番号を該Ｌ個の
   並列受信サンプリング信号に対して順に付与し、前記Ｎ
   シンボル時間長のブロック単位で行う演算処理及び判定
   処理の全てを、該サンプリング番号を付与されたサンプ
   リングポイントに対して行うことを特徴とする請求項４
   に記載のスペクトラム拡散通信方法。
6. 【請求項６】 送信側について、データシンボル速度及
   びシンボルタイミングが同一で、独立のデータ系列から
   なる複数のデータ信号をそれぞれ、同一の疑似ランダム
   符号系列により直接拡散方式であって、且つ、位相差変
   化量０、π／２、π、３π／２に対して各々００、０
   １、１１、１０の符号を割り当てる差動符号化を施した
   ＱＰＳＫ方式で変調する段階と、互いに前記データシン
   ボル速度で規定される周波数量の整数倍だけ離れた搬送
   波周波数を、各拡散信号の中心周波数として多重化する
   段階と、拡散多重化信号を同時伝送する段階とを有し、
   前記同時伝送するＨ個（Ｈ＝２ｍ＋１，ｍは任意の正整
   数）の拡散信号に対しては、搬送波周波数の低い順から
   ｍ個までの拡散信号のプリアンブルデータとして、１１
   の符号の繰り返しパターンを設定し、残りの（ｍ＋１）
   個の拡散信号のプリアンブルデータとしては、０１の繰
   り返しパターンを設定することにより、搬送波周波数が
   周波数の低い順から（ｍ＋１）番目となる拡散信号の遅
   延検波出力信号の絶対値がタイミング再生に適した波形
   となるようにし、 受信側について、タイミング捕捉用のプリアンブルデー
   タとして、前記拡散多重化信号の複数の拡散信号のう
   ち、ある特定の搬送波周波数を中心周波数とする拡散信
   号の受信信号波形が、タイミング再生に適した復調波形
   となるように、事前に各拡散信号に割り当てるプリアン
   ブルデータを設定する段階を有することを特徴とするス
   ペクトラム拡散通信方法。
7. 【請求項７】 前記受信側について、前記プリアンブル
   データを設定する段階の前段に、前記拡散多重化信号を
   遅延検波方式で復調する段階を更に有することを特徴と
   する請求項６に記載のスペクトラム拡散通信方法。