CN112003805B - 联合时频索引调制多模差分混沌移位键控调制解调方法 - Google Patents

联合时频索引调制多模差分混沌移位键控调制解调方法 Download PDF

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Abstract

联合时频索引调制多模差分混沌移位键控调制解调方法，涉及无线通信系统中的调制与解调。包括调制器和解调器，调制器包括混沌信号发生器、比特分离器、乘法器、比特符号转换器、时隙索引选择器、载波索引选择器、希尔伯特滤波器、多模DCSK调制器、脉冲成形和载波调制器；解调器包括载波解调和匹配滤波器、采样器、降噪器、希尔伯特滤波器、多模DCSK解调器、载波索引检测与时隙索引检测器。调制器端利用载波索引和时隙索引传输时频资源中不同模式的信号；解调器端通过索引检测算法先从接收信号中获得载波索引和时隙索引，随后利用多模解调器恢复不同模式信号对应的调制信息。大幅度地提升了系统的数据传输速率，具有更好的误码率性能。

Description

联合时频索引调制多模差分混沌移位键控调制解调方法
技术领域
本发明属于无线通信系统中的调制与解调领域，尤其是涉及一种联合时频索引调制多模差分混沌移位键控调制解调方法。
背景技术
混沌信号具有产生成本低、宽带、非周期和类噪声等特性，使得以混沌信号为载波的混沌通信系统成为传统扩频通信系统的低成本替代方案。同时，混沌通信在保密通信、短距离通信和超宽带通信系统中也具有很强的竞争力。差分混沌移位键控(DifferentialChaos Shift Keying,DCSK)系统作为混沌通信系统的一种，具有一般混沌通信系统的优点，该系统还具有非常简单的接收机结构，在多径衰落信道和时变信道下表现出良好的误码率(Bit Error Rate,BER)性能。然而，DCSK系统需要一半的符号传输时间来传输参考信号，这导致DCSK系统的数据率不理想。
由于下一代无线网络的出现将导致数据流量的爆炸式增长，人们对设计和研究高数据传输系统产生了浓厚的兴趣。实现高数据率混沌通信的一种可行方法是将多元调制与DCSK系统结合，于是有学者提出了多元DCSK(M-ary DCSK)系统。在此基础上，多级码移位M-ary DCSK(Multilevel Coded-Shifted M-ary DCSK,MCS-MDCSK)系统被提出，该系统利用多级多元调制在不损失系统误码率性能的情况下提高了系统的数据率。此外，有学者利用离散余弦扩频码(Discrete-Cosine-Spreading,DCS)的特性，提出了高数据率的离散余弦扩频M-ary DCSK(DCS-MDCSK)系统，该系统可在低峰均功率比(Peak-to-Average-PowerRatio,PAPR)情况下获得高数据率。有文献还提出了多载波混沌移位键控(MulticarrierChaos Shift Keying,MC-CSK)系统。该方案利用Gram-Schmidt算法产生一系列归一化的正交混沌信号，然后通过映射比特选取这些信号中的一个作为信息承载信号，实现了数据率和误码率性能的提高。
索引调制(Indexmodulation,IM)是一种适应高数据率传输需求的新技术。在索引调制的通信系统中，利用索引选择特定的天线、子载波、时隙等来传递额外信息。由于索引调制的这些优点，许多研究者将索引调制应用于DCSK的系统。如：交换码索引DCSK(CommutationCode Index DCSK,CCI-DCSK)系统通过参考信号的交换索引来传输额外信息。为了进一步提高脉冲位置调制DCSK(PulsePosition Modulation Aided DCSK,PPM-DCSK)系统的数据传输速率，有研究者提出了一种索引调制的双模DCSK(DM-DCSK-IM)系统，其中索引选择的时隙和未选择的时隙分别用于传输DCSK信号和正交混沌移位键控(Quadrature ChaosShift Keying,QCSK)信号。
此外，有学者在多载波DCSK(Multicarrier DCSK,MC-DCSK)系统中引入索引调制，提出了载波索引DCSK(Carrier Index DCSK,CI-DCSK)系统和相应的多元方案(CarrierIndex M-ary DCSK,CI-MDCSK)，这些系统都提高了MC-DCSK系统的数据速率。随后，又有学者提出了一种码索引多载波多元DCSK(Code Index Modulation Aided Multicarrier M-ary DCSK,CIM-MC-MDCSK)系统，该系统可获得比CI-MDCSK系统更高的数据传输速率。但是，现有的索引调制DCSK系统仅利用一个维度(如载波索引、时隙索引)来传输额外信息，因此混沌通信系统的数据率还有很大的优化和提高空间。
发明内容
本发明的目的在于针对现有的索引调制DCSK系统存在的只利用一个维度来传输额外信息比特，系统的误码率性能和数据传输率较差等问题，提供一种联合时频索引调制多模差分混沌移位键控(JTFIM-MM-DCSK)调制解调系统和方法。
所述联合时频索引调制多模差分混沌移位键控调制解调系统包括调制器和解调器，所述调制器包括混沌信号发生器、比特分离器、乘法器、比特符号转换器、时隙索引选择器、载波索引选择器、希尔伯特滤波器、多模DCSK调制器、脉冲成形和载波调制器；所述解调器包括载波解调和匹配滤波器、采样器、降噪器、希尔伯特滤波器、多模DCSK解调器、载波索引检测与时隙索引检测器。
所述联合时频索引调制多模差分混沌移位键控调制解调方法，包括以下步骤：
1)调制器端利用载波索引和时隙索引传输时频资源中不同模式的信号；
2)解调器端通过索引检测算法先从接收信号中获得载波索引和时隙索引，随后利用多模解调器恢复不同模式信号对应的调制信息。
在步骤1)中，所述调制器端利用载波索引和时隙索引传输时频资源中不同模式的信号的具体方法可为：比特分离器将需传输的κ比特数据分成四部分，其中κ1和κ2NS比特分别作为载波索引和时隙索引被隐性传输，κ3和κ4NS比特分别由未被选定和被选定的子载波中的调制信号被传输；多模DCSK调制器采用三种模式进行调制，然后将调制后的信号利用选定子载波的选定时隙、选定子载波的未选定时隙和未选定子载波的所有时隙分别进行传输。
在步骤2)中，所述解调器端通过索引检测算法先从接收信号中获得载波索引和时隙索引，随后利用多模解调器恢复不同模式信号对应的调制信息的具体方法可为：载波索引检测与时隙索引检测器通过对接收的参考信号矢量A、信息承载信号矩阵B和利用对A进行降噪处理后得到的
Figure BDA0002664493790000031
和
Figure BDA0002664493790000032
进行初始化，利用索引检测算法获得载波索引和时隙索引并通过反向映射恢复出载波索引比特信息和时隙索引比特信息；多模DCSK解调器根据载波索引检测与时隙索引检测器的结果对选定子载波的选定时隙、选定子载波的未选定时隙和未选定子载波的所有时隙分别采用对应的模式进行解调，从而恢复调制比特信息。
本发明通过将多个维度的索引资源整合在一起，利用多模信号传输信息，本发明利用了所有子载波和时隙资源，从而大幅度地提高了系统的数据传输速率。与现有的混沌通信系统相比，本发明具有数据速率高、误码率性能好等优点，是一种在未来高数据速率无线通信中具有竞争力的调制解调器。
附图说明
图1为JTFIM-MM-DCSK系统调制器的组成结构。
图2为JTFIM-MM-DCSK系统解调器的组成结构。
图3为多模DCSK的星座图。
图4为JTFIM-MM-DCSK系统信号帧结构图。
图5为JTFIM-MM-DCSK、GCI-DCSK、MC-DCSK、DM-DCSK-IM和PPM-DCSK系统在不同NT和MT情况下的数据率。
图6为在每符号传输比特相同情况下(ΩT＝24或40)JTFIM-MM-DCSK、DCS-MDCSK和MCS-MDCSK系统在AWGN和多径瑞利衰落信道下的误码率性能。
图7为在子载波数相同情况下(ΩS＝16)JTFIM-MM-DCSK、CI-DCSK、MC-DCSK和MC-CSK系统在AWGN和多径瑞利衰落信道下的误码率性能。
图8为JTFIM-MM-DCSK、DM-DCSK-IM和CIM-MC-MDCSK系统在AWGN和多径瑞利衰落信道下的误码率性能。
具体实施方式
以下实施例将结合附图对本发明作进一步的说明。
图1给出了JTFIM-MM-DCSK系统调制器的组成框图。调制器具体调制过程如下：系统传输的每帧比特流包括载波索引映射比特流、时隙索引映射比特流和多模DCSK调制比特流。图3为所设计的多模DCSK星座图，其中选定子载波的选定时隙采用多模DCSK调制的信号模式1进行调制，传输的信号可表示为dicx、选定子载波的未被选定时隙采用多模DCSK调制的信号模式2进行调制，传输的信号可表示为aicx+bicy、未被选定子载波的所有时隙采用多模DCSK调制的信号模式3进行调制，传输的信号可表示为qicy。其中cx＝[cx,1,cx,2,...,cx,θ]是长度为θ的混沌信号，cy与cx正交，
Figure BDA0002664493790000041
因此JTFIM-MM-DCSK系统解调器传输的信号帧结构如图4所示。
调制器首先从NT的子载波选取NS个子载波，此时载波索引映射比特数为
Figure BDA0002664493790000042
其中
Figure BDA0002664493790000043
表示二项式系数，
Figure BDA0002664493790000044
是向下取整函数。对于每个选定的子载波调制器从MT个时隙中选取MS个时隙来传输信号dicx，因此一个选定载波上的时隙索引映射比特数目为
Figure BDA0002664493790000045
剩余的(MT-MS)个时隙用于传输信号aicx+bicy，而未选定的(NT-NS)个子载波的所有时隙都用来传输信号qicy。因此，所有未选定的子载波的调制比特数目为κ3＝(NT-NS)MT，每个被选定的子载波的调制比特数为κ4＝[MS+2(MT-MS)]。此时，一个JTFIM-MM-DCSK符号所传输的总比特数为：
Figure BDA0002664493790000046
若定义载波索引矢量为：
vs＝[vs(1),vs(2),...,vs(i),...,vs(NT)] (2)
其中vs(i)＝0代表第i个子载波未被选中，vs(i)＝1代表第i个子载波被选中。
时隙索引矢量为：
vt,i＝[vt,i(1),vt,i(2),...,vt,i(j),...,vt,i(MT)] (3)
其中，vt,i(j)＝0代表第i个被选中的子载波的第j个时隙未被选中，vt,i(j)＝1代表第i个被选中的子载波的第j个时隙被选中。
第k个被选中的子载波的传输信号为：
Uk＝[uk(1),uk(2),...,uk(j),...,uk(MT)] (4)
其中，
Figure BDA0002664493790000051
第k个未被选中的子载波的传输信号为：
Wk＝[wk(1),wk(2),...,wk(j),...,wk(MT)] (5)
其中，wk(j)＝qk,jcy。此时JTFIM-MM-DCSK系统的发射信号为：
Figure BDA0002664493790000052
其中，
Figure BDA0002664493790000053
⊙表示克罗内克积，
Figure BDA0002664493790000054
是一个长度为的MT单位矢量。
Figure BDA0002664493790000055
经脉冲成形和载波调制后的传输信号可表示为：
Figure BDA0002664493790000056
其中，g0(t)和gi(t)分别表示参考信号和信息承载信号。为清楚起见，JTFIM-MM-DCSK系统的主要参数及含义如下所示。
NT：承载信息的子载波总数；
NS：选定的子载波数；
MT：一个子载波中的时隙总数；
MS：一个子载波中的选定时隙数；
κ：一个传输信号帧的比特数；
κ1：载波索引映射比特数；
κ2：时隙索引映射比特数；
κ3：未选定子载波传输的比特数；
κ4：一个选定子载波传输的比特数；
dicx：由选定子载波的选定时隙传输的信号模式1；
aicx+bicy：由选定子载波的未选定时隙传输的信号模式2；
qicy：由未选定子载波传输的信号模式3；
β：系统的扩频因子，β＝MTθ；
θ：混沌信号发成器产生的原始混沌信号的长度。
图2给出了JTFIM-MM-DCSK系统解调器的组成框图。解调器具体解调过程如下：经过瑞利衰落信道后的接收信号可表示为
Figure BDA0002664493790000061
其中L为多径数，τl为路径的时延，λl为路径的衰落系数，n(t)是均值为0，方差为
Figure BDA0002664493790000062
的加性高斯白噪声(AdditiveWhiteGaussian Noise，AWGN)。在此，假设最大时延远小于扩展因子，因此码间干扰可忽略不计。接收信号经过载波解调和匹配滤波处理之后，可以从接收信号的不同子载波中提取出相应的参考信号和信息承载信号。随后将所得的信号进行采样，获得相应的离散信号。完成上述操作后将参考信号存储在矢量A中，将信息承载信号存储在矩阵B中，表示如下：
Figure BDA0002664493790000066
Figure BDA0002664493790000063
其中，rx,i为第i个时隙中的参考信号，ri,j为第i个子载波在第j个时隙中的信息承载信号。
为了抑制参考信号中的噪声，对参考信号用经典的降噪处理算法进行降噪处理，经过降噪处理后得到的参考信号为
Figure BDA0002664493790000064
它的正交信号为
Figure BDA0002664493790000065
为了恢复出信息比特，JTFIM-MM-DCSK解调器首先需要确定选定载波和时隙的位置，然后利用选定子载波和未选定子载波承载的位置信息获取载波索引映射比特、时隙索引映射比特和调制比特。为此，设计一种高效的索引检测算法来确定选定载波和时隙。
所述索引检测算法包括以下步骤：
(1)输入
Figure BDA0002664493790000071
B，NS和MS进行初始化。
其中，
Figure BDA0002664493790000072
(2)将
Figure BDA0002664493790000073
与B相乘，得到D，表示如下，其中
Figure BDA0002664493790000074
为哈达玛积。
Figure BDA0002664493790000075
(3)找到|D|的NS个最大值。注：若|D|的第一个最大值位于第i行第j列，则将i记为选定子载波的索引，然后令D的第i行元素为0，再对更新后的D重复上述操作，直至找到所有载波索引。最后利用反向映射恢复出载波索引映射比特。
(4)将
Figure BDA0002664493790000076
与B相乘，得到
Figure BDA0002664493790000077
(5)根据选定的第i个子载波，利用K＝L(Js(i),:)得到K。
(6)确定|K|的MS个最小值。注：若|K|的第一个最小值位于第i行第j列，则将j记为选定时隙的索引，然后令K的第j列元素为无穷大，再对更新后的K重复上述操作，直至找到所有时隙索引。利用反向映射恢复时隙索引映射比特，重复NS次，即可得到所有选定子载波的时隙索引和时隙索引映射比特。
最后，JTFIM-MM-DCSK解调器通过得到的载波索引和时隙索引确定不同模式DCSK信号的位置，再利用多模DCSK解调器恢复各模式信号对应的调制比特信息。
为了更好地阐明其有效性，在此展示一些计算机仿真结果。注：仿真中使用的衰落信道是三径瑞利衰落信道(L＝3)，信道的衰落因子为：
Figure BDA0002664493790000078
各路径的信道时延在[0,3Tc]内服从均匀分布。仿真中采用逻辑映射
Figure BDA0002664493790000079
来生成混沌信号。
由之前的描述可知，JTFIM-MM-DCSK系统的数据率为：
Figure BDA0002664493790000081
而现有的混沌通信系统如GCI-DCSK、MC-DCSK、DM-DCSK-IM和PPM-DCSK系统的数据率可以分别计算得到：
Figure BDA0002664493790000082
图5给出了上述系统在不同NT和MT取值情况下的数据率，其中
Figure BDA0002664493790000083
由图可知，本发明提出的JTFIM-MM-DCSK系统具有最高的数据率。例如，当NT＝40，MT＝2时，JTFIM-MM-DCSK系统的数据率几乎是GCI-DCSK系统数据率的3倍；当NT＝40，MT＝4时，JTFIM-MM-DCSK系统的数据率比GCI-DCSK系统提高了5倍以上。
图6比较了在每符号传输比特相同的情况下(ΩT＝24或40)JTFIM-MM-DCSK、DCS-MDCSK和MCS-MDCSK系统在AWGN和多径瑞利衰落信道下的误码率性能。在JTFIM-MM-DCSK系统中NT＝8，NS＝2，MT＝2，MS＝1或NT＝8，NS＝1，MT＝4，MS＝1，在DCS-MDCSK系统中Mp＝4，Np＝5或Mp＝4，Np＝7，其中Mp表示参考信号的数目，而Np表示正交支路中信息承载信号的数目。在MCS-MDCSK系统中Mo＝4，Uo＝12或Mo＝16，Uo＝10，其中Mo表示调制阶数，Uo表示信息承载信号的数量。由图可知，在AWGN信道下若要达到10-5的BER，JTFIM-MM-DCSK相比于DCS-MDCSK系统可获得接近4dB的性能增益。此外，随着ΩT的取值增大，MCS-MDCSK系统的误码率性能会逐渐恶化，而JTFIM-MM-DCSK仍能获得较好的BER性能。
图7比较了在子载波数相同的情况下(ΩS＝16)JTFIM-MM-DCSK、CI-DCSK、MC-DCSK和MC-CSK系统在AWGN和多径瑞利衰落信道下的误码率性能。在此仿真中JTFIM-MM-DCSK系统的参数为NT＝15，NS＝1，MT＝2，MS＝1。由图可知，在AWGN信道下若要达到10 -5的BER，则JTFIM-MM-DCSK比CI-DCSK系统的误码率性能优3dB以上。若在多径瑞利衰落信道下，误码率改善约为4dB。
图8比较了JTFIM-MM-DCSK系统与其他索引调制DCSK系统(如DM-DCSK-IM和CIM-MC-MDCSK系统)的误码率性能。在此仿真中JTFIM-MM-DCSK系统的参数为NT＝7，NS＝1，MT＝2，MS＝1。由图可知，与DM-DCSK-IM和CIM-MC-MDCSK系统相比，JTFIM-MM-DCSK系统具有最佳的误码率性能。例如，在AWGN信道下JTFIM-MM-DCSK系统相比于DM-DCSK-IM系统可获得4dB的性能增益。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本发明采用多模式信号来传输比特信息，而附加的信息比特通过载波索引和时隙索引进行传输。发明充分利用了所有子载波和时隙资源，极大地提高了数据传输速率。并且与现有的非相干混沌通信系统相比，本发明可实现更好的误码率性能和获得更好的通信质量，即具有数据率高，鲁棒性强的优点，是未来无线通信中具有前景的方案。

Claims (1)

1.联合时频索引调制多模差分混沌移位键控调制解调方法，其特征在于包括以下步骤：
1)调制器端利用载波索引和时隙索引传输时频资源中不同模式的信号，具体方法为：比特分离器将需传输的κ比特数据分成四部分，其中κ1和κ2NS比特分别作为载波索引和时隙索引被隐性传输，κ3和κ4NS比特分别由未被选定和被选定的子载波中的调制信号被传输；多模DCSK调制器采用三种模式进行调制，然后将调制后的信号利用选定子载波的选定时隙、选定子载波的未选定时隙和未选定子载波的所有时隙分别进行传输；
所述调制器包括混沌信号发生器、比特分离器、乘法器、比特符号转换器、时隙索引选择器、载波索引选择器、希尔伯特滤波器、多模DCSK调制器、脉冲成形和载波调制器；
2)解调器端通过索引检测算法先从接收信号中获得载波索引和时隙索引，随后利用多模解调器恢复不同模式信号对应的调制信息，具体方法为：载波索引检测与时隙索引检测器通过对接收的参考信号矢量A、信息承载信号矩阵B和利用对A进行降噪处理后得到的
Figure FDA0003276256960000011
和
Figure FDA0003276256960000012
进行初始化，利用索引检测算法获得载波索引和时隙索引并通过反向映射恢复出载波索引比特信息和时隙索引比特信息；多模DCSK解调器根据载波索引检测与时隙索引检测器的结果对选定子载波的选定时隙、选定子载波的未选定时隙和未选定子载波的所有时隙分别采用对应的模式进行解调，从而恢复调制比特信息；
所述解调器包括载波解调和匹配滤波器、采样器、降噪器、希尔伯特滤波器、多模DCSK解调器、载波索引检测与时隙索引检测器。
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