CN101573836A - 漏泄同轴电缆 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种漏泄同轴电缆，其在同轴电缆的外部导体上列状地设置有漏泄电磁场形成用的多个隙槽(1)，使隙槽(1)的节距间隔沿轴方向周期性地变化。隙槽部的节距间隔的周期性的变化与正弦函数、或二次函数、或其他函数对应地变化。

Description

漏泄同轴电缆

技术领域

本发明涉及漏泄同轴电缆，尤其涉及漏泄同轴电缆的宽带化。

背景技术

漏泄同轴电缆(以下称“LCX”)由内部导体、绝缘体、外部导体及外皮构成，如专利文献1～8所述，一直以来，沿着新干线铺设，用于列车与地面的无线联络，或者，铺设在地铁内及地下街道，用于与地面的消防无线及警察无线的联络。这种LCX为了使同轴内部的电磁能量漏泄到外部，在外部导体上设置有周期性的隙槽。

即，在漏泄同轴电缆的外部导体上，相对于电缆轴每隔规定周期、每一周期内设置有多个长孔状的隙槽。各隙槽相对于电缆轴具有数度的角度而倾斜。具有周期性的隙槽列的漏泄同轴电缆形成的漏泄电磁场的轴周方向电场成分与将隙槽列分布在轴上的轴向磁流源近似，通过计算它们形成的电磁场近似地进行解析。

另外，在LCX中，存在如下问题：当隙槽的节距间隔与使用频率的波长一致时，在成为其波长的整数倍时，成为共振状态，因此，存在向LCX输入的功率(电力)的一部分返回发送侧，LCX无法使用的问题，且难以宽带化。

专利文献1：日本特开平5-121926号公报

专利文献2：日本特开平6-69720号公报

专利文献3：日本特开平7-131236号公报

专利文献4：日本特开平9-83243号公报

专利文献5：日本特开平9-35547号公报

专利文献6：日本特开平10-145136号公报

专利文献7：日本特开平10-276037号公报

专利文献8：日本特开2003-273641号公报

如上所述，在现有的LCX中，为了使同轴内部(中心导体和外部导体之间的空间)的电磁能量漏泄到外部，在外部导体上周期性地设置隙槽(细长的开孔)。在隙槽部的节距间隔与使用频率的波长一致、或成为其波长的整数倍时，成为共振状态。该频率被称为共振频率，但在该共振频率中，向LCX输入的功率的一部分返回发送侧，不能使用LCX。这就是不能将LCX宽带化的原因。

发明内容

因此，本发明是鉴于上述的实际情况而提出的，其目的在于使LCX的可使用的频带宽带化。

本发明的漏泄同轴电缆具有以下构成中任一种。

(构成1)

一种漏泄同轴电缆，其在同轴电缆的外部导体上列状地设置有漏泄电磁场形成用的多个隙槽部，其特征在于，使所述隙槽部的节距间隔沿轴方向周期性地变化。

在本发明的漏泄同轴电缆中，由于来自隙槽部的微小反射没有累积，因此，能够使可使用频带扩大。

(构成2)

在具有构成1的漏泄同轴电缆中，其特征在于，隙槽部的节距间隔与正弦函数对应地变化。

在本发明的漏泄同轴电缆中，使隙槽部的节距间隔正弦地变化，由此VSWR(电压驻波比)不会出现极端恶化的现象，且达到低分散的值，因此，连高频率都可使用。

(构成3)

在具有构成1的漏泄同轴电缆中，其特征在于，隙槽部的节距间隔与二次函数对应地变化。

在本发明的漏泄同轴电缆中，使隙槽部的节距间隔二次函数地变化，由此VSWR(电压驻波比)不会出现极端恶化的现象，且达到低分散的值，因此，直至高频率都可使用。

(构成4)

在具有构成1～3中任一种的漏泄同轴电缆中，其特征在于，隙槽部在外部导体上形成多个隙槽列，相对于电缆轴设置在相对位置，且使倾斜方向一致。

在该漏泄同轴电缆中，能够加强辐射功率。

(构成5)

在具有构成1～4中任一种的漏泄同轴电缆中，其特征在于，设置在外部导体上的隙槽部由与大的隙槽等效的多个小型的隙槽构成。

在该漏泄同轴电缆中，能够加强辐射功率，并且与设置大的隙槽相比，能够抑制机械强度的劣化。

在具有构成1的本发明的漏泄同轴电缆中，通过使隙槽部的节距间隔周期性地变化，共振点的反射的效果变少，来自隙槽部的微小反射没有累积，因此，能够扩大可使用频带。

在具有构成2的本发明的漏泄同轴电缆中，由于使隙槽部的节距对1应于正弦函数周期性地变化，因此，可以使来自隙槽部的微小反射的累积极少，能够扩大可使用频带。

在具有构成3的本发明的漏泄同轴电缆中，由于使隙槽部的节距对应于二次函数周期性地变化，因此，可以使来自隙槽部的微小反射的累积极少，能够扩大可使用频带。

另外，在本发明的漏泄同轴电缆中，由于能够控制电缆方向的辐射电场，因此，用一根电缆就就可以将沿电缆的大的空间和小的空间覆盖。

另外，隙槽部的节距间隔所对应的函数可以适当选择。

在具有构成4的本发明的漏泄同轴电缆中，在外部导体上将多个隙槽列相对于电缆轴设置在相对位置，且使倾斜方向一致，由此能够加强辐射功率。

在具有构成5的本发明的漏泄同轴电缆中，设置在外部导体上的隙槽部由与大的隙槽等效的多个小型的隙槽构成，由此能够加强辐射功率，并且与设置大的隙槽相比，能够抑制机械强度的劣化。

附图说明

图1是表示同轴电缆的漏泄隙槽的配置和偏向电流的关系的侧面图。

图2是表示辐射电场强度的计算的图。

图3是表示电缆反射波的计算的图。

图4是表示漏泄点的反射系数的等效电路图。

图5是表示隙槽的倾斜度和偏向电流的有效长度的关系的图。

图6是表示实测电缆的结构的侧面图。

图7是用于研究辐射功率的图。

图8是表示配置二个隙槽的情况的图。

图9是表示配置四个隙槽的情况的图。

图10是表示由与大的隙槽等效的多个隙槽构成的LCX的具体构成的剖面图及侧面图。

图11是示意性地表示现有LCX的隙槽的配置的侧面图。

图12是表示本发明的LCX中使隙槽部的节距间隔正弦地变化的构成的侧面图。

图13是表示本发明的LCX中使隙槽部的节距间隔二次函数地变化的构成的侧面图。

图14是表示现有的LCX的VSWR的频率特性的图表。

图15是表示本发明的LCX中使隙槽部的节距间隔正弦地变化的情况下的VSWR的频率特性的图表。

图16是表示本发明的LCX中使隙槽部的节距间隔二次函数地变化的情况下的VSWR的频率特性的图表。

图17是表示现有的LCX试件的VSWR的频率特性的图表。

图18是表示本发明实施例1的LCX试件的VSWR的频率特性的图表。

图19是表示本发明实施例2的LCX试件的VSWR的频率特性的图表。

具体实施方式

下面，参照附图对用于实施本发明的最佳方式进行说明。

(1)偏向电流模型

在无隙槽的同轴电缆中，流过同轴电缆的外部导体的电流和流过中心导体的电流大小相等、方向相反。其结果是各电流的磁场成分相互抵消，磁场不会漏泄到电缆外部。

图1是表示同轴电缆的漏泄隙槽的配置和偏向电流的关系的侧面图。

另一方面，如图1所示，当将长度L的隙槽1配置于外部导体时，流过外部导体的电流在隙槽1的附近紊流，产生圆周方向的电流成分Iy。由于中心导体侧不存在抵消由该Iy产生的磁场成分的电流，因此，该磁场将会漏泄到电缆外部。只要该磁场进行时间性地变化，即可进行电磁波辐射。这样，通过是在外部导体中流动的电流偏向来进行辐射的模型，计算漏泄同轴电缆(以下称“LCX”)的特性。另外，在下面的说明中，隙槽的意思是指孔，隙槽部的意思是指存在于一个隙槽节距内的一组隙槽。

隙槽1附近的圆周方向电流成分Iy以及由其产生的磁场成分Hx为：

[数1]

I_y＝C_i·I_osin θ         (1，1)

[数2]

H_x＝C_h·I_osinθ          (1，2)

其中I_o为沿隙槽流过的电流，θ为隙槽与电缆轴方向所成的角度，C_i和C_h为比例常数。另外，隙槽附近的轴方向电流成分Ix以及由其产生的磁场成分为：

[数3]

I_x＝C_i·I_ocosθ          (1，3)

[数4]

H_y＝C_h·I_ocos θ         (1，4)

由(1.2)式及(1.4)式可知，未被抵消而漏泄到外部的磁场成分为：

[数5]

$H=\sqrt{H_x^2+{(H_y-H_o)}^2}=C_h\·I_o\sqrt{2-2\cos \mathrm{\θ}}={2C}_h{I}_o\sin (\mathrm{\θ}/2)---\left(\mathrm{1,5}\right)$

其中，H_o为由中心导体产生于隙槽附近的圆周方向磁场成分。与之对应的外部导体电流只要以I代替(1.5)式的H即可。该有助于外部漏泄的电流成分(偏向电流)流过的范围大致为隙槽长度的范围。在此，只要减小角度θ，偏向电流方向的距离可以近似为Lsinθ。因此，可以认为，有助于外部漏泄的偏向电流只流过Lsinθ的距离，隙槽1与设置于圆周方向的等效长度Lsinθ的电流源等效。另外，等效偏向电流的方向与圆周方向稍有不同，以下进行计算。

[数6]

φ＝arctan(sinθ/(cosθ-1))＝π/2+θ/2    (1，6)

(2)辐射电场的计算

按照上述(1)的偏向电流模型将电流源配置在各隙槽1中。

图2是表示辐射电场强度的计算的图。

各电流源在轴方向上可以看作点波源。如图2所示，将来自那些点波源的辐射波在接收点进行复合成，获得接收电场强度(FS)。

[数7]

$\mathrm{FS}=\left(\sqrt{30}\sqrt{\mathrm{Pt}}\right)\·\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{A}_k\frac{\exp (-\mathrm{j\ω}(r_k/c+\mathrm{k\τ}))}{r_k}---\left(\mathrm{1,7}\right)$

其中，P为隙槽部的间隔，r_k为从漏泄点到接收点的距离，rk＝√{(x-kP)²+y²}，τ为前进隙槽部的一个节距的电流的传输时间，τ＝P√ε/c，c为光速，ε为电缆的绝缘体部的介电常数，A_k为第k个漏泄点的辐射振幅，x和y为接收点的座标，ω为流过LCX的电流的角频率。另外，P_t为辐射功率，√30为变换常数。在此，天线等效长度(上述的等效偏向电流源的等效长度)比波长小的情况下辐射的电场强度，考虑与波长成反比(与频率成正比)的话，A_k取与频率成正比的值。

(3)VSWR(电压驻波比)的计算

(1)共振频率

对由各隙槽1反射后返回发送点的全反射波的总和进行研究。当从发送点开始数到第k个隙槽的电压反射系数为α时，反射波及透波的振幅如下式。

[数8]

R(k)＝|T(k-1)|αexp(-jωkτ)        (1，11)

[数9]

$T\left(k\right)=\left|T(k-1)\right|\sqrt{1-{\mathrm{\α}}^2}\exp (-\mathrm{j\ωk\τ})---\left(\mathrm{1,12}\right)$

其中，R(k)为由该隙槽反射的波的复振幅，T(k)为通过该漏泄点的透波的复振幅。另外，T(k)的大小用下式表示。

[数10]

$\left|T\left(k\right)\right|=\sqrt{{(1-{\mathrm{\α}}^2)}^k}={(1-{\mathrm{\α}}^2)}^{\frac{k}{2}}---\left(\mathrm{1,13}\right)$

图3是表示电缆反射波的计算的图。

在反射波返回发送端期间，如图3所示，与(1.11)式相同的振幅、相位的变化起作用。因此，

[数11]

S(k)＝R(k)²             (1，14)

[数12]

$S=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}S\left(k\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{(1-{\mathrm{\α}}^2)}^k{\mathrm{\α}}^2\exp (-j2\mathrm{\ωk\τ})---\left(\mathrm{1,15}\right)$

其中，S表示返回发送端的全反射波的总和。

(1.15)式对所有的λ在ωkτ＝整数的频率处取最大值。具体而言，在

[数13]

$f=1/2\mathrm{\τ}=c/\left(2P\sqrt{\mathrm{\ϵ}}\right)---\left(\mathrm{1,16}\right)$

的整数倍的频率中，反射波取最大值，成为共振频率。

在周期性地配置多个辐射振幅的情况下，以其周期为基本节距Pb。另外，基本节距内的辐射振幅变成正弦波状的排列。在该情况下，由于反射系数与辐射系数的绝对值成正比，因此，反射系数的周期为Pb/2。因此，共振频率为(1.16)式的2倍。

[数14]

$f_o=c/\left(P_b\sqrt{\mathrm{\ϵ}}\right)---\left(\mathrm{1,17}\right)$

(2)反射系数

图4是表示漏泄点的反射系数的等效电路图。

在隙槽中流过偏向电流。在研究只有一个隙槽的电缆时，如图4所示，在隙槽中，可以作为连接有阻抗(z)、向其中流有与偏向电流相当的电流的构造来表示。设发送器的电流源为I_o，设偏向电流(h)与流过终端电阻(Z_o)的电流之比为β时，下式成立。

[数15]

Io＝2Irx+h＝(2+β)Irx        (1，18)

此时的发送端电压E记作：

[数16]

$E=\mathrm{Zo}\·\mathrm{Ir}=\mathrm{Zo}\frac{\mathrm{Io}}{2+\mathrm{\β}}=\frac{\mathrm{Zo}\·\mathrm{Io}}{2}(1-\frac{\mathrm{\β}/2}{1+\mathrm{\β}/2})$

              (1.19)

$\≈\frac{\mathrm{Zo}\·\mathrm{Io}}{2}(1-\mathrm{\β}/2)$

另一方面，无隙槽情况下的端子电压为E＝Z_o·I_o/2。将(1.19)式与此式直观比较时，有隙槽情况与无隙槽情况相比，端子电压只减少了大约β/2，该减少部分可以看作是来自隙槽的反射波成分。即，电压反射系数α与β/2相等。

可是，考虑将图4的终端阻抗记作Zrx，使其变化，成为Is＝Itx/2。即，

[数17]

$\mathrm{Zrx}=\frac{1}{1-\mathrm{\β}}\mathrm{Zo}\≈(1+\mathrm{\β})\mathrm{Zo}---\left(\mathrm{1,20}\right)$

按照上式，每次通过隙槽就提高电缆阻抗时，图4的Is与隙槽的有无无关，是一定的。这与不产生反射波等效。作为(1.20)式的实现，可以考虑例如将中心导体逐渐变细、或将外部导体逐渐增粗、或将绝缘体的介电常数减小的方式。

在隙槽的位置中，外部导体电流偏向，因此认为电流流过的路径加长，传播延时相应地增加。

图5是表示隙槽的倾斜和偏向电流的实效长度Leff的关系的图。由于偏向电流I_h存在从接近L的电流到接近零的电流，因此，其实效长度为L的一半。

如图5所示，设辐射隙槽的长度为L，设其角度为θ。在无辐射隙槽的部分，电流均匀地在同轴外部导体上流动。由于偏向电流(I_h)与相对于同轴外部导体的圆周长度的隙槽的圆周投影长度成正比，因而将总电流记作I_o，设r为绝缘体的半径，则偏向电流(I_h)为：

[数18]

I_h＝I_o·Lsinθ/2πr            (1，21)

将该电流n等分来考虑。各电流(I₁、I₂…I_n)的路径存在从接近L的电流(I₁)到接近零的电流(I_n)。作为I_h整体的路径为各电流路径的平均值，因此，其路径增加为：

[数19]

ΔL＝L(1-cos θ)/2             (1，22)

在此，可以认为偏向电流向隙槽左侧的流动沿图5的上下方向局部地产生电位梯度。通过该电位梯度，在隙槽右侧附近也如图1所示，流过偏向电流。其结果是可以认为全偏向电流为(1.21)式的2倍。由于未偏向的外部导体电流的路径增加为零，因此，伴随作为外部导体电流整体的路径增加的延时时间为：

[数20]

$\mathrm{\ΔDL}=\frac{{2I}_h}{I_o}\frac{\mathrm{\ΔL}}{\mathrm{Vc}}=\frac{L\sin \mathrm{\θ}}{\mathrm{\πr}}\frac{L(1-\cos \mathrm{\θ})}{2\mathrm{Vc}}=\frac{L\sin \mathrm{\θ}}{\mathrm{\πr}}\frac{L{\sin }^2(\mathrm{\θ}/2)}{\mathrm{Vc}}---\left(\mathrm{1,23}\right)$

其中，Vc＝c/√ε为电缆内的电流的传播速度。作为赋予(1.23)式的延时的等效电路，只要用电容(C)置换图4的阻抗(Z)即可。该情况的电路响应为：

[数21]

$E=\frac{\mathrm{Zo}/2}{1+\mathrm{j\ωCZo}/2}\mathrm{Itx}---\left(\mathrm{1,24}\right)$

其延时时间为众所周知的时间常数(＝CZo/2)。使该延时时间与(1.23)式的DL相等，求出h及β。即由h＝jωCE及Irx＝E/Z_o得：

[数22]

β＝h/Irx＝jωCZo＝jω2DL  ∴α＝j ωΔDL    (1，25)

在上述模型中，反射集中发生在隙槽的中心。但是，在实际的电缆中，即使在一个隙槽内也分布地产生反射。因此，需要考虑隙槽内的相移。设每一个隙槽的外观上的反射系数为α_mes，则与(1.25)式的α的关系为：

[数23]

${\mathrm{\α}}_{\mathrm{mes}}=\underset{-L/2}{\overset{L/2}{\∫}}\left(\mathrm{\δ\α}\right)\exp (j2\mathrm{\π}\·2x/\mathrm{\λc})\mathrm{dx}=L\left(\mathrm{\δ\α}\right)\frac{\sin (2\mathrm{\πL}/\mathrm{\λc})}{2\mathrm{\πL}/\mathrm{\λc}}---\left(\mathrm{1,26}\right)$

$=\mathrm{\α}\frac{\sin (2\mathrm{\πL}/\mathrm{\λc})}{2\mathrm{\πL}/\mathrm{\λc}}$

其中，λc＝λ/√ε，为电缆内的电流的波长。例如：在220MHz下，α_mes＝0.947α，在600MHz下，α_mes＝0.648α。由(1.25)及(1.26)式得：

[数24]

${\mathrm{\α}}_{\mathrm{mes}}=j2\mathrm{\ω}\frac{L\sin \mathrm{\θ}}{\mathrm{\πr}}\frac{L{\sin }^2(\mathrm{\θ}/2)}{\mathrm{Vc}}\frac{\sin (2\mathrm{\πL}/\mathrm{\λc})}{2\mathrm{\πL}/\mathrm{\λc}}---\left(\mathrm{1,27}\right)$

另外，(1.26)式的积分范围的严格值为±(Lcosθ)/2，但是，由于公式复杂，因此，使θ成为小角，省略cosθ。

图6是表示实测电缆的结构的侧面图。在该电缆的隙槽部存在有6个隙槽。

试将上述延时模型成立的情况与实际的电缆特性进行比较。在220MHz的共振频率下，如图6所示，参照电缆上的波长与基本节距一致。这时，来自每一基本节距的各漏泄点的反射波的反射系数Vr在考虑相移时，

[数25]

Vr＝α_mes(e^jφ+e^o+e^-jφ+e^jφ-2π+e^-j2π+e^-jφ-2π)＝2.69×α_mes  (1，28)

其中，α为各隙槽的反射系数。由于实测电缆的隙槽均为相同结构，因此，各漏泄点的反射系数也相同。另外，反射波的相位以Φ＝2π·2/9赋予，但这成为各隙槽的间隔的2倍的相移。同样，注意到隔1/2波长的隙槽的相位偏移2π。

下面的(表1)表示实测电缆的特性。

(表1)

由于实测电缆为50m，因此，包含约40个隙槽部。因此，

[数26]

$\mathrm{VSWR}=\frac{1+\mathrm{\ΣVr}}{1-\mathrm{\ΣVr}}=\frac{1+40\×\mathrm{Vr}}{1-40\×\mathrm{Vr}}=\frac{1+107.6\×{\mathrm{\α}}_{\mathrm{mes}}}{1-107.6\×{\mathrm{\α}}_{\mathrm{mes}}}---\left(\mathrm{1,29}\right)$

${\mathrm{\α}}_{\mathrm{mes}}=\frac{1}{107.6}\frac{\mathrm{VSWR}-1}{\mathrm{VSWR}+1}=-50.2\mathrm{dB}$

另一方面，将表1所示的实测电缆的结构参数代入(1.27)式，得52.9dB。由于此值与实测值大致相等，因此，可以说上述延时模型成立。

(4)辐射效率

(1)辐射效率的计算

首先，对辐射功率和电流的关系进行研究。

图7是用于考察辐射功率的图。

设由电流I_o辐射的功率为P_o时，由图7中左侧(基准系)的图考虑时，得到下式。

[数27]

Po＝Io²Zo           (1，30)

图7中右侧(电流等分系)的图是将电流n等分来考虑的情况。设等分的电流为In，则由各电流辐射的功率Pn为：

[数28]

Pn＝∑In²Zn＝n·In²Zn＝n·(Io/n)²Zn＝Io²(Zn/n)    (1，31)

无论利用基准系、电流等分系中任一系进行研究，辐射功率都相同，由此得P_o＝Pn。因此，得

[数29]

Zn/n＝Zo  ∴Zn＝Zo ×n         (1，32)

即，在将电流等分而计算辐射功率的情况下，需要根据等分数增加辐射阻抗。

设流过外部导体的电流的等分数为n，则

[数30]

I_k＝I_h/n  及L_k＝L(1-k/n)        (1.33)

与辐射有关的实效偏向电流参照(1.5)式得

[数31]

${\mathrm{Ieq}}_k={2I}_k\sin (\mathrm{\θ}/2)=\frac{I_o}{n}\frac{L\sin \mathrm{\θ}}{\mathrm{\πr}}\sin (\mathrm{\θ}/2)---\left(\mathrm{1,34}\right)$

实效偏向电流的方向由(1.6)式而为π/2+θ/2，由此其方向的等效长度为

[数32]

${\mathrm{Leq}}_k=\frac{L_k\sin \mathrm{\θ}}{\sin (\mathrm{\π}/2+\mathrm{\θ}/2)}=\frac{L\sin \mathrm{\θ}}{\cos (\mathrm{\θ}/2)}(1-k/n)---\left(\mathrm{1,35}\right)$

即，可以看作(1.34)式的辐射电流Ieq_k流过等效长度Leq_k的距离。

因此，各电流的辐射功率考虑(1.32)式为：

[数33]

$P_k={\mathrm{Ieq}}_k^2\·\mathrm{nRr}={\mathrm{Ieq}}_k^2\·n80{\mathrm{\π}}^2{({\mathrm{Leq}}_k/\mathrm{\λ})}^2$

$=n80{\mathrm{\π}}^2{\left(\frac{\mathrm{IoL}\sin \mathrm{\θ}}{\mathrm{n\πr}}\sin (\mathrm{\θ}/2)\right)}^2{\left(\frac{L\sin \mathrm{\θ}}{\mathrm{\λ}\cos (\mathrm{\θ}/2)}(1-k/n)\right)}^2---\left(\mathrm{1,36}\right)$

$=80{\left(\frac{L\sin \mathrm{\θ}}{r}\right)}^2{\left(\frac{L\sin \mathrm{\θ}}{\mathrm{\λ}}\right)}^2{\tan }^2(\mathrm{\θ}/2)\frac{{(1-k/n)}^2}{n}{\mathrm{Io}}^2$

设电缆内传播功率为Pt时，考虑I_o ²＝Pt/Zo，取各辐射功率的总和。

[数34]

$P_{\mathrm{rad}}=\mathrm{\Σ}{P}_k=\frac{80}{3}{\left(\frac{L\sin \mathrm{\θ}}{r}\right)}^2{\left(\frac{L\sin \mathrm{\θ}}{\mathrm{\λ}}\right)}^2{\tan }^2(\mathrm{\θ}/2)\left(\frac{\mathrm{Pt}}{\mathrm{Zo}}\right)$

      (1，37)

$\mathrm{\η}=\frac{80}{3\mathrm{Zo}}{\left(\frac{L\sin \mathrm{\θ}}{r}\right)}^2{\left(\frac{L\sin \mathrm{\θ}}{\mathrm{\λ}}\right)}^2{\tan }^2(\mathrm{\θ}/2)$

在(1.37)式中，假定隙槽为无限小的大小。在有限长度的隙槽的情况下，需要考虑从隙槽内的各微小部分辐射的波的相位。在以隙槽中心的辐射波相位为基准时，各微小部分的相位差为2πx/λ，由此，作为隙槽整体的平均振幅为：

[数35]

$A=\underset{-L/2}{\overset{L/2}{\∫}}\exp (j2\mathrm{\πx}/\mathrm{\λ})=L\frac{\sin (\mathrm{\πL}/\mathrm{\λ})}{\mathrm{\πL}/\mathrm{\λ}}---\left(\mathrm{1,38}\right)$

考虑到这一点时，辐射效率η修正为：

[数36]

$=\frac{80}{3\mathrm{Zo}}{\left(\frac{L\sin \mathrm{\θ}}{r}\right)}^2{\left(\frac{L\sin \mathrm{\θ}}{\mathrm{\λ}}\right)}^2{\tan }^2(\mathrm{\θ}/2)\frac{\sin (\mathrm{\πL}/\mathrm{\λ})}{\mathrm{\πL}/\mathrm{\λ}}---\left(\mathrm{1,39}\right)$

在实测电缆的情况下，该修正在600MHz下为1dB的程度。

另外，对于(1.24)式导出且考察的隙槽右侧的偏向电流也按照(1.39)式进行电波辐射，因此，整体的辐射效率η为(1.39)式的2倍，能够利用下式进行计算。

[数37]

$=\frac{160}{3\mathrm{Zo}}{\left(\frac{L\sin \mathrm{\θ}}{r}\right)}^2{\left(\frac{L\sin \mathrm{\θ}}{\mathrm{\λ}}\right)}^2{\tan }^2(\mathrm{\θ}/2){\left(\frac{\sin (\mathrm{\πL}/\mathrm{\λc})}{\mathrm{\πL}/\mathrm{\λ}}\right)}^2---(1,40)$

(2)辐射效率的增加(多个隙槽的配置)

下面，作为使辐射效率增加的结构，考虑将多个隙槽相对于电缆方向配置在同一位置。

图8是表示配置了二个隙槽的情况的图。

在使隙槽的倾斜方向相同的情况下，如图8(a)所示，由于各隙槽的偏向电流彼此反向，因此，作为整体的偏向电流相互抵消。因此，如图8(b)所示，优选将隙槽的倾斜方向设定为反向。另外，图中的箭头表示隙槽的倾斜方向，↑为右上，↓为右下。

图9是表示配置四个隙槽的情况的图。另外，图中的箭头表示隙槽的倾斜方向，↑为右上，↓为右下。

另外，如图9所示，为了提高辐射效率，配置四个隙槽，使各偏向电流彼此正交。在该情况下，在正交的电流间没有干扰。但是，当进一步增加隙槽数量时，由于各偏向电流变得不正交，因此，产生电流间的干扰，结果是无法得到与隙槽数增加相应的辐射效率的增加。

图10是表示在外部导体上设置与大的隙槽等效的多个小型隙槽的LCX的具体构成的剖面图及侧面图。在本实施方式中，使小型隙槽的数量从数个到数十个左右。其中，理想优选为使小型隙槽尽量小且配置多个。

如图10所示，该LCX构成为具备：中心导体2、绝缘体3、外部导体4及外皮(鞘)5，如上所述，在外部导体4上设置有多个隙槽1。

(5)具体的隙槽部的结构

图11是示意性地表示现有LCX的隙槽部的配置的侧面图。在该电缆的隙槽部存在有6个隙槽。

图12是表示本发明的LCX中使隙槽部的节距间隔正弦地变化的构成的侧面图。在该电缆的隙槽部存在有6个隙槽。

在该图12中，用虚线表示的隙槽部表示现有的LCX的隙槽部的位置。即，在现有的LCX中，如图11所示，隙槽部的配置为间隔无周期性变化的均等的配置。

在本发明的LCX中，当使隙槽部的节距间隔正弦地变化时，如图12所示，变成如下的情况。

(1)正弦波的节距为50m，隙槽部的节距间隔最初为1.25m，对应于正弦函数逐渐变大，第11个隙槽部的位置比节距间隔均等时的12.5m的位置前进0.4m，成为12.9m的位置。和节距间隔均等时的位置的差与正弦波y＝sinx的振幅量一致。当超过正弦波的0.25节距时，隙槽部的节距间隔逐渐变小，第21个隙槽部(正弦波的0.5节距)为25m的位置，成为与节距间隔均等时相同的位置。

(2)当超过正弦波的0.5节距时，隙槽部的节距间隔逐渐变小，第31个隙槽部的位置成为37.1m的位置，比节距间隔均等时的37.5m的位置落后0.4m。在此，和节距间隔均等时的位置的差也与正弦波y＝sinx的振幅量一致。当超过正弦波的0.75节距时，隙槽部的节距间隔逐渐变大，第41个隙槽部成为50m的位置，成为与节距间隔均等时相同的位置。

图13是表示本发明的LCX中使隙槽部的节距间隔二次函数地变化的构成的侧面图。

在本发明的LCX中，当使隙槽部的节距间隔二次函数地变化时，如图13所示，变成如下的情况。

(1)二次函数的节距为50m，隙槽部的节距间隔最初为1.25m，对应于二次函数逐渐变大，第11个隙槽部的位置比节距间隔均等时的12.5m的位置前进0.4m，成为12.9m的位置。在此，和节距间隔均等时的位置的差与图13所示的二次函数y＝A{1-|4·(x-0.25)|²}的振幅量一致。当超过二次函数的0.25节距时，隙槽部的节距间隔逐渐变小，第21个隙槽部(二次函数的0.5节距)为25m的位置，成为与节距间隔均等时相同的位置。

(2)当超过二次函数的0.5节距时，隙槽部的节距间隔逐渐变小，第31个隙槽部的位置成为37.1m的位置，比节距间隔均等时的37.5m的位置落后0.4m。在此，和现有位置的差也与二次函数y＝A{-1+|4·(x-0.75)|²}的振幅量一致。当超过二次函数的0.75节距时，隙槽部的节距间隔逐渐变大，第41个隙槽部成为50m的位置，成为与节距间隔均等时相同的位置。

实施例1

(1)现有设计的情况

图14是表示现有LCX的VSWR的频率特性的图表。

对以下的(表2)所示的现有结构即隙槽部的节距间隔均等的LCX，基于本方法计算VSWR，得到图14。

[表2]

根据现有设计的LCX的结构

中心导体外径	17mm
		绝缘体外径	42mm
外部导体外径	45mm
		鞘外径	48mm
隙槽部的节距间隔	1.25m
		电缆长度	200m

VSWR在频率210MHz附近恶化的原因是在隙槽周期中能由式(1.17)计算的共振点。另外，共振点出现在整数倍的位置。在该频率中，由于向LCX的输入功率大多返回发送侧，因此，LCX不能使用。

按照表2的现有设计试制电缆。而且，将对试制的电缆测定VSWR的结果表示于图17。与图14的计算结果同样，在210MHz和其整数倍的频率中，产生隙槽共振导致的VSWR极端恶化的现象。

另外，图14中的右侧图表示在电缆长度方向96m区间、距电缆8m为止、高度1.5m的范围内来自LCX的辐射电场分布。可知电场强度在电缆长度方向稳定。

(2)使隙槽部的节距间隔正弦地变化的情况

图15是表示本发明的LCX中使隙槽部的节距间隔正弦地变化的情况下的VSWR的频率特性的图表。

利用本方法计算VSWR得到图15。变化条件以50m为1个单位，在该区间使隙槽部的节距间隔正弦地变化。变化量的正负最大值为±0.4m。另外，将在与上述(1)同样的范围内的LCX附近的电场分布表示于图15中的右侧图。

在该LCX中，如图15所示，可知没有图14所示的VSWR极端恶化的现象，VSWR的值低且分散。其结果，必须回避共振点而使用的LCX直到高频率(在此为1000MHz以上)都可使用。

为了确认计算结果，试制电缆。LCX的结构除隙槽部的节距间隔以外，其余与现有设计的表2同样。试制的LCX的隙槽部的节距间隔以1.25m为基本量正弦地变化。变化条件与实施例1的(2)同样，以50m为1个单位，在该区间使隙槽部的节距间隔正弦地变化。变化量的正负最大值为±0.4m。图18表示VSWR的测定结果。与图15的计算结果同样，可知图14所示的VSWR极端恶化的现象消失，VSWR的值低且分散。

另外，由图15中的右侧图可知，电场强度稍有变化。

实施例2

(1)节距变化函数为二次函数的情况

图16是表示本发明的LCX中使隙槽部的节距间隔二次函数地变化时的VSWR的频率特性的图表。

变化条件与实施例1的(2)同样，以50m为1个单位，在该区间使隙槽部的节距间隔二次函数地变化。变化量的正负最大值为±0.4m。图16表示VSWR的测定结果。另外，图16中的右侧图表示LCX附近的电场分布。将该图16与图15进行比较可知，VSWR急剧恶化的现象在频率800MHz～900MHz附近与图15所示的正弦地变化相比，被进一步改善。

实际试制了电缆。LCX的结构除隙槽部的节距间隔以外，其余与以往设计的表2同样。试制的LCX的隙槽部的节距间隔以1.25m为基本量而变化。变化条件与实施例1的(2)同样，以50m为1个单位且在该区间使隙槽节距的间隔二次函数地变化。变化量的正负最大值为±0.4m。图19表示VSWR的测定结果。与图16的计算结果同样，得知图14所示的VSWR极端恶化的现象消失，VSWR的值低且分散。

(2)通过选择节距变化函数来控制在电缆长度方向上的辐射电场强度

由本方法的计算结果可知，通过适当选择变化函数，可以控制LCX周边的电场分布。即，如图14所示，通常设计的LCX周边的电场分布沿电缆的长度方向为一定。但是，通过使隙槽部的节距间隔变化，如图15及图16所示，可以使电场强度沿电缆长度方向变化。因此，在信号收发的覆盖区域空间具有大小的情况(例如：追寻走廊…广场…走廊…广场这种路径的情况等)下，可以控制辐射电场强度以使其适合该空间的大小，因此，可进行遍及覆盖区域整体的稳定的信号收发。

实施例3

(1)无共振电缆

如上述的式(1.20)所示，每次通过隙槽时提高电缆的阻抗，由此可以实现无共振电缆，可以获得超宽带的LCX。作为提高阻抗的方法，具有将中心导体逐渐变细、将绝缘体的介电常数逐渐降低、还有将绝缘体的外径逐渐变粗等方法。

(2)多个隙槽列使得辐射功率增大

如上述的“辐射效率的增加(多个隙槽部的配置)”所示，如果将隙槽的倾斜方向设定为在将外部导体沿周方向展开时的反向，则在电缆化时，在通过隙槽的线上从半径方向透视观察时为同一方向，因此，能够使辐射功率增大。该情况下，辐射在与隙槽相交的平面上变强。

因此，可以对LCX附加指向性。进而，为了增加辐射功率，只要增加隙槽即可。但是，使辐射效率最大的隙槽排列方法为4列且间隔90°，在使用与此相比更多的隙槽列的情况下，辐射效率降低。

(3)多个隙槽使得辐射功率增大

为了提高辐射效率，由式(1.34)可知，只要增大实效偏向电流即可。因此，只要构成长度及宽度都大的隙槽即可，但过大时，在电缆上附加弯曲力或附加有张力时，存在容易从隙槽的端部产生裂纹，降低机械强度的问题。但是，如上述的图10所示，如果较多使用多个小的隙槽，则可不降低机械强度地提高辐射效率。

工业上的可利用性

在同轴电缆的外部导体上列状地设置具有漏泄电磁场形成用的多个隙槽的隙槽部的漏泄同轴电缆中，各隙槽部之间的节距间隔相对于轴方向周期性地变化。该周期性的变化可以按照正弦函数、二次函数、或其他函数。

由此，由于不存在将各隙槽部以规定的节距间隔配置时产生的电磁场的共振状态，因此，可使用的频带宽带化。

Claims (5)

1.一种漏泄同轴电缆，在同轴电缆的外部导体上列状地设置有漏泄电磁场形成用的多个隙槽部，其特征在于，

使所述隙槽部的节距间隔沿轴方向周期性地变化。

2.如权利要求1所述的漏泄同轴电缆，其特征在于，所述隙槽部的节距间隔与正弦函数对应地变化。

3.如权利要求1所述的漏泄同轴电缆，其特征在于，所述隙槽部的节距间隔与二次函数对应地变化。

4.如权利要求1～3中任一项所述的漏泄同轴电缆，其特征在于，所述隙槽部在外部导体上形成多个隙槽列，相对于电缆轴设置在相对位置，且使倾斜方向一致。

5.如权利要求1～4中任一项所述的漏泄同轴电缆，其特征在于，设置在外部导体上的所述隙槽部由与大的隙槽等效的多个小型的隙槽构成。

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