CN101573634A - 用于相控阵的相移及组合体系结构 - Google Patents

Abstract

本发明提供了改进的相控阵技术及体系结构。举例来说，线性相控阵包括N个离散移相器和N－1个可变移相器，其中N－1个可变移相器分别耦合在N个离散移相器的相邻输出节点之间，使得N个离散移相器降低由N－1个可变移相器所提供的连续相移量。N个离散移相器中的每一个离散相移器可以在两个和更多个离散相移之间做出选择。N个离散移相器还能优选地消除在线性相控阵中对可变终端阻抗的需要。

Description

用于相控阵的相移及组合体系结构

政府权利声明

本发明按照国防高级研究计划署(Defense Advanced ResearchProjects Agency)签署的合同N66001-02-C-8014而得到政府支持。美国政府对本发明享有特定权利。

技术领域

本发明一般地涉及信号发射及接收系统，尤其涉及用于这类系统的相控阵(phased array)。

背景技术

在这一部分中，在说明系统需求及现有实施方案的上下文中提供相控阵的概述。在这一部分中，将着重于对接收机的描述，但所述概念也可应用于发射机。

相控阵用于电子控制接收机的最大敏感度方向，其提供空间选择性或等效的更高天线增益。相控阵在许多不同的无线应用中使用，所述不同的无线应用包含但不限于RADAR(雷达)及数据通讯。射束控制(beam steering)可通过如下步骤实现：首先以累进量对每一个所接收的信号进行相移，以补偿到达信号间的相继差异。随后将这些信号进行组合，其中信号在预期方向将相长性(constructively)相加，而其它方向则是相消性(destructively)相加。

图1示出了在射频(RF)下进行组合且含有N个单元的常规线性相控阵接收机100的框图，其中N＝4。天线(102-0到102-3)间隔距离为d并沿z轴定位。使用球坐标系统，到达阵中第n个单元且入射角为θ的信号将产生如下相移ψ_n：

ψ_n＝-nkd cos(θ)＝-nψ_o，    (1)

其中k为相速，等于2π/λ，而λ为波长。接收单元中的移相器(104-0到104-3)叠加一个大小为(N-n)α的补偿延迟。经由组合器106对所有并联接收机的输出进行组合，所得的信号用相量(phasor)符号表示为：

$I=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{I}_n{e}^{j[{\mathrm{\ψ}}_n-(N-n)\mathrm{\α}]}=I_o{e}^{-\mathrm{jN\α}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{jn}[\mathrm{kd}\cos \left(\mathrm{\θ}\right)-\mathrm{\α}]}.---\left(2\right)$

虽然在此等式中使用了电流，但也可使用其它度量。从式中能够得知最大敏感度的角度θ_max出现在：

${\mathrm{\θ}}_{\max }=\arccos \left(\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{kd}}\right){|}_{d=\mathrm{\λ}/2}=\arccos \left(\frac{\mathrm{\α}}{\mathrm{\π}}\right)|,---\left(3\right)$

其中kdcos(θ_max)＝α；因此α就可用于射束的控制。在θ_max，电流同相相加到结果值，该结果值等于每个单独电流的N倍。这使得接收的功率级别增大到N²倍。

因为现在有N个接收单元会产生不相关噪声，所以总噪声功率增大到N倍(方差相加)；因此，所接收的信噪比将增大到N倍。可用于相控阵的另一个度量是方向性，其是最大辐射功率与来自等向性辐射体的功率之比。这也可示出为N；因此，方向性越高，要求相控阵内所需的单元也就越多。

可以从这些等式中推导出某些基本系统要求。首先，假设天线系以半波长的距离相间隔，即kd＝π。这一间隔消除了栅瓣的存在。例如，对θ＝0的四单元线性阵的例子ψ_o＝π，且各个接收天线的入射相位为(0，-π，-2π，-3π)。每一个移相器内所需的相移于是就为(α_min-3π，α_min-2π，α_min-π，α_min)，其中α_min是通过该装置的最小可能相移。当θ＝π/2时，ψ_o＝0且各天线的入射相位为(0，0，0，0)。通过移相器所需的相移于是都等于α_min。这两个情况定义了每一单元内所需的相移范围，即从α_min到α_min-3π。更一般地，对N单元的阵而言，移相器需要从α_min变化到α_min-(N-1)π。这样大的相移范围会难以实现。

第二个系统要求源于移相器的插入损耗。这归因于，将k＝β-jα代入等式(2)，其中α为每单位长度的损耗，就导致总和中的指数减小项。对于相干信号相加，必须插入放大器来均衡变化的信号振幅。若没有这些放大器，阵的方向性就是受到影响。

上述示例针对在RF进行组合(RF-combined)的相控阵。然而，也可以对接收信号路径中任一点上(诸如在中频(IF)、基频、甚至在数字域内)的信号进行组合。每种组合都有其各自的优缺点。比较两种极端情况下，即RF组合以及数字组合，可以发现RF组合能够实现最低的功耗和最小的所需面积。但其代价是高频时需生成极为精确的相移及振幅平衡。另一方面，数字组合(也可称为数字射束形成，digital beamforming)具有能在数模转换器(ADC)的精度范围内产生极为精确的相移及振幅平衡的优点。但数字射束形成的主要缺点是需要全部的并联接收机都馈入单个ADC。在数据速率极高的情况下，这个ADC会相当复杂。因此，数字射束形成在面积和功耗方面并不经济。

相控阵的另一选择是在混频器之后于IF下进行组合。应该理解对信号的相移既可以在信号路径上实现，也可以在本地振荡器(LO)路径上实现。LO信号的多个相位可以在全局或在本地生成，并且这些不同的相位可用来为各阵单元提供必需的相移。这样做的好处是能够极大地优化振幅匹配，因为信号路径中不再需要有损耗的移相器。然而，此方法的缺点在于LO发生及分布电路可能消耗相当大的功率和/或占据相当大的面积。另外，这类方法还会面临混频器非线性的问题，其中由于此时位于期望方向之外的阻挡信号尚未被消除，其仍然会到达混频器。

发明内容

本发明的原理提供了改进的相控阵技术及体系结构。

举例来说，在本发明的一方面，线性相控阵包括N个离散移相器和N-1个可变移相器，其中N-1个可变移相器分别在N个离散移相器的相邻输出节点之间耦合，使得N个离散移相器降低N-1个可变移相器所提供的连续相移量。N个离散移相器中的每一个在两个或更多个离散相移之间做出选择。N个离散移相器还优选地消除线性相控阵中对可变终端阻抗的需求。

在本发明的另一方面，一种在线性相控阵中使用的方法包括以下步骤。首先，提供N个离散移相器和N-1个可变移相器。N-1个可变移相器分别耦合在N个离散移相器的相邻输出节点之间。随后，从与N个离散移相器相关联的多个相移模式中选择一个相移模式。与N个离散移相器相关联的离散相移设置按模式配置，使得随着离散相移设置数量的增加，N-1个可变移相器的可变相移范围缩小。

有利地，本发明的描述性原理提供了适于在硅中单芯片集成的相控阵。这是通过提供具有低插入损耗及低返回损耗的可广泛调整的移相器实现的。更特别地，本发明的描述性原理提供了降低移相器所需范围及最小化插入及返回损耗的相移及组合体系结构。

本发明的这些及其它目的、特征和优点将从与附图一同阅读的以下本发明示范性实施例的详细描述中变得清楚。

附图说明

图1示出了常规线性相控阵。

图2A示出了根据本发明一个实施例的线性相控阵。

图2B示出了根据本发明一个实施例的在中频级后面的线性相控阵。

图2C示出了根据本发明另一个实施例的在中频级后面的线性相控阵。

图2D示出了根据本发明一个实施例的在中频级实现的线性相控阵。

图3(a)至3(c)示出了根据本发明实施例在各个调谐级上的相应相移分布。

图4示出了根据本发明一个实施例的三个不同模式的仿真阵增益。

图5示出了根据本发明一个实施例的双向可变移相器的仿真相移。

具体实施方式

应该理解，虽然在此对于接收机的N单元线性阵描述了本发明的说明性原理，但这些原理也可应用于发射机。

图2A一般性地描绘了4单元线性相控阵的一个实施例，该相控阵可应用于接收机及发射机两者。相控阵体系结构200的主要功能部件包括并联的离散移相器230、231、232和233，离散移相器230、231、232和233分别连接至节点270、271、272和273。此外，本发明的体系结构分别在相邻节点270和271、271和272、以及272和273之间插入双向可变移相器(VPS)262、263和264。此外，终端阻抗261和265分别附至节点270和273，且这两个节点是线性相控阵的两个输出。应注意，虽然这些节点用作接收机实施方式中的输出，但由于可变移相器是双向的，所以也应理解上述节点还可用作发射机实施方式中的输入。

如图所示，本发明的说明性原理使用离散相移单元(230-233)来降低可变移相器中所需的连续相移。离散移相器可以在0和δ_n之间选择相移。这样的修改不仅能缩小所需的VPS范围，还能消除对可变终端阻抗的需要，这是因为阻抗变化会随着VPS相移范围的缩小而降低。此外，离散移相器中的一个或更多个离散移相器可以包括180°相移。

假定根据本发明原理形成的各相移单元之间的该一般性关系，在下文中描述各个说明性实施例。

图2B示出了相控阵的一个实施例，该相控阵通过在RF进行组合并同时限制RF移相器的要求来最小化并行硬件的量。在此实施例中，离散相移单元(230-233)位于RF前端。图2B进一步示出了相控阵的两个输出节点(即270和278)是如何能够分别附至混频器268和269，以及如何使用装置280来可任选地选择混频器中频(IF)信号(节点278和279)，从而在节点290(在发射机实施方式中为IF输入节点)处提供单个IF输出。应该理解N单元线性相控阵可以通过适当调整RF单元和可变移相器的数量来获得。

如图2B详细所示，RF前端250包括天线210，所述天线210连接至RF放大器220，所述RF放大器220连接至离散移相器230，以及所述离散移相器230连接至缓冲器240。同样地，前端251、252和253也包括相同单元，即251包括211、221、231和241；252包括212、222、232和242；253包括单元213、223、233和243。对接收机来说，RF放大器是用于降低接收阵的整体噪声指数的低噪声放大器。对发射机来说，RF放大器是用于增加输出发射功率的功率放大器。这些RF放大器需要可变增益来补偿相移网络中的损耗。

如前所述，将离散相移单元230-233插入各个前端以降低可变移相器262-264中所需的连续相移。离散移相器在0和δ_n之间选择相移。此外，这一插入还缩小了所需的VPS范围，还允许消除可变终端阻抗，因为阻抗变化会随着VPS相移范围的缩小而降低。最后，前端中的缓冲器(240-243)将离散移相器与连续移相器的性能隔离开来。

双向可变移相器(VPS)262-264耦合相邻RF前端(250-253)之间的信号。这一相邻耦合允许一个单元的相移被其后续单元重新使用，由此又降低了每个移相器中所需的总相移。也就是说，相移的多线共享缩小了移相器所需的范围。在这些VPS装置中所需的相移取决于RF前端中是否使用离散移相器(230-233)。根据VPS装置的具体实现，其特征阻抗可取决于相移。结果就会需要终端阻抗(261和265)具有可变性以跟踪VPS的特征阻抗。

如图所示，RF输出，即270及273，对准不同的入射角。这提供了不同入射角的同时指向(illumination)。举例来说，节点270可用于扫描RADAR的一个角度范围，而节点273可用以扫描不同的角度范围。如果不希望同时工作，则可以使用选择器280来将这两个输出多路复用至单线上。

对入射角为θ的输入平面波而言，阵中每个信号的到达相位一律降低ψ_o的量，其中ψ_o由等式(1)所定义。离散移相器(230-233)叠加额外的相位延迟δ_n。存在有两个来自阵的输出，其标示为RFp及RFn，且编号为270及273。在输出RFp处所得的信号为：

$I_{\mathrm{RFP}}=I_o\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j[-n{\mathrm{\ψ}}_o-{\mathrm{\δ}}_n-\mathrm{n\α}]}---\left(4\right)$

对相干信号相加，总和中的每一元素必须相同；因此，对RFp来说：

δ_o＝ψ_o+δ₁+α＝2ψ_o+δ₂+2α＝...＝Nψ_o+δ_N+Nα.    (5)

将ψ_o求解为α及δ的函数，得到：

ψ_o＝-α-(δ_i+1-δ_i)，(6)

等式(6)示出了离散移相器如何改变入射角(ψ_o)和VPS角度(α)之间的关系。另一输出RFn可遵循相同的程序而得到以下的关系：

$I_{\mathrm{RFN}}=I_o\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j[-n{\mathrm{\ψ}}_o-{\mathrm{\δ}}_n-(N-1-n)\mathrm{\α}]},---\left(7\right)$

δ_o+(N-1)α＝ψ_o+δ₁+(N-2)α＝...＝(N-2)ψ_o+δ_N-2+α＝(N-1)ψ_o+δ_N-1，(8)

ψ_o＝α-(δ_i+1-δ_i).    (9)

这些关系可用于为各个δ_n值推导出ψ_o和α之间的关系。注意到在天线间隔为λ/2的情况下，ψ_o将从-π至π变化。随后则需要计算覆盖这一ψ_o范围所需的α范围。

首先，分析没有离散移相器的情况；从而，对所有n，δ_n＝0。这被考虑为本发明的“实施例A”。当对所有n来说其δ_n＝0时，等式(6)示出RFp输出可用来指向与ψ_o＝-α对应的角度，而等式(7)则示出RFn输出可用来指向与ψ_o＝α对应的角度。由于α从π变化至2π，相控阵可持续地覆盖所有的ψ_o值。所得的ψ_o在输出RFp和RFn之间的分布在图3(a)中描绘，并由表1所归纳。等式(3)随后用于将ψ_o值转换为θ_max值。总之，实施例A不需要离散移相器。但是，需要带有180°调谐范围的VPS。注意到，具有两个输出能允许输入角度范围散布在这两个输出之间；因此为覆盖2π范围的ψ_o只需要π范围的α。

表1：实施例A中离散相移与入射相移范围间的关系，其中α＝π～2π。

模式	δ0	δ1	δ2	δ3	ψo范围，RFp	ψo范围，RFn
							-	0	0	0	0	ψo＝-α＝(-π：-2π)	ψo＝α＝(π：2π)

使用标准的硅基器件(例如载有压变电容器(可变二极管)的传输线)来为可变移相器实现180°调谐范围仍很困难。为了将α的范围减半，就需要离散移相器在两个模式中的一个模式下操作。第一模式是针对所有离散移相器之间的相对相移为零的情况。这就是如上所述的对输出RFp，ψ_o＝-α，而对输出RFn，ψ_o＝+α的情况，不同之处在于此时α是从π到3π/2变化。第二模式是针对δ_j+1-δ_i＝π的情况；因此δ₀＝0、δ₁＝π、δ₂＝0、δ₃＝π。将此代入等式(6)及(9)，得到表2。此结果也描绘在图3(b)中。该情况被考虑为本发明的“实施例B”，其中离散移相器需要在0至180°相移之间切换。另外，需要具有90°调谐范围的VPS。此时，由于使用了两个输出和两个模式，因此为覆盖2π范围的ψ_o只需要π/2范围的α。

表2：实施例B的离散相移与入射相移范围之间的关系，其中α＝π～3π/2。

模式	δ0	δ1	δ2	δ3	ψo范围，RFp	ψo范围，RFn
							1	0	0	0	0	ψo＝-α＝(-π：-3π/2)	ψo＝α＝(π：3π/2)
2	0	π	2π→0	3π→π	ψo＝-α-π＝(0：-π/2)	ψo＝α-π＝(0：π/2)

为了进一步缩小所需的α范围，可再引入两个模式。α范围的缩小对在其相移变化时控制VPS中特征阻抗变化范围来说是有利的。对实施例“A”和“B”而言，VPS阻抗在相当大的相移范围内变化，因此需要在相控阵的两端子处有可变终端阻抗。以π到5π/4的α范围为目标，首先保留实施例B的模式1和2。另外两模式则针对δ_i+1-δ_i＝±π/2。为了减少离散移相器的步数，模式3和4尽可能与模式1和2交叠(overlap)。其结果归纳于表3并由图3(c)示出。该情况被考虑为本发明的“实施例C”，其中需要离散移相器来提供0/90、0/180、0/270和0/180°相移。另外，需要具有45°调谐范围的VPS。此时，为覆盖2π范围的ψ_o只需要π/4范围的α。

表3：实施例C的离散相移与入射相移范围之间的关系，其中α＝π～5π/4。

模式	δ0	δ1	δ2	δ3	ψo范围，RFp	ψo范围，RFn
							1	0	0	0	0	ψo＝-α＝(-π：-5π/4)	ψo＝α＝(π：5π/4)
2	0	π	2π→0	3π→π	ψo＝-α-π＝(0：-π/4)	ψo＝α-π＝(0：π/4)
							3	π/2	π	3π/2	2π→0	ψo＝-α-π/2＝(π/2：π/4)	ψo＝α-π/2＝(π/2：3π/4)
4	5π/2→π/2	2π→0	3π/2	π	ψo＝-α+π/2＝(-π/2：-3π/4)	ψo＝α+π/2＝(-π/2：-π/4)

所有三个实施例(A、B和C)能够扫描-π到π的ψ_o范围，其对应于π到0的θ范围。可变移相器的连续调谐范围会指示前端是否需要离散移相器。

现在提出几个仿真示例来证明“概念的验证”。实施例“C ”的仿真性能示例在图4中示出为模式1、2和4。此图示出了作为从-π到π连续变化的ψ的函数的相控阵的增益。针对三个不同的α值绘出了一族三根曲线。如图所示，阵增益作为α的函数变化，因为VPS的插入损耗取决于相位延迟。这突显了在RF前端中对可变增益放大器的需要。VPS相移的示例在图5中示出为控制电压的函数。这条相移线使用周期性地载有压变电容器的传输线形成。图5证明了连续可变移相器可以以大于-π到-5π/4的相移范围来实施。插入损耗在-0.8至-2dB间变化，同时所有设置的返回损耗都优于20dB。这一VPS被设计用于实施例“C”。

另一方面，若不需要连续扫描范围，则可以简单使用离散移相器，其中将VPS锁定至单一设置。在实施例“C”中提供三方向天线开关。举例来说，在实施例“C”中，VPS可设置为α＝π。从表3中可知，当α＝π时，RFp和RFn输出在模式3、2和4下都分别对准π/2、0和-π/2。当d＝λ/2时，其对应于θ＝60°、90°、120°。由于RFp和RFn输出指向相同方向，就可对其输出求和，而不是对其多路复用。因此，这一体系结构可用于在三个不同角度之间切换，这对视线被阻挡情况下的视距通信(line-of-sight communicaition)很有用。

现在转到图2C和2D，其示例了可选实施例以便示出图2A线性相控阵体系结构上的变化。

例如，图2C示出了与图2B实施例类似的布置，但是此处选择器280出现在IF混频器299之前。也就是说，对线性相控阵的输出278或输出279的选择是在RF做出的。接着，所选择的输出变换至IF，从而产生IF信号290。

图2D示出了其中线性相控阵在低于RF的频率，即在IF频率实现的实施例。也就是说，图2D示出的是N个RF前端(291-294)以及N个IF混频器(295-298)，后面有离散并行移相器(230-233)和双向连续移相器(262-264)。所有移相器都出现在中频。

应该理解，通过此处详细描述的本发明原理，本领域技术人员将会认识到上述示例性实施例的其他变化。

此外还应认识到，当使用其它相控阵时，在此描述的体系结构还可以用作接收机或发射机的简单分集开关。因此，完整体系结构提供了连续扫描、离散扫描和分集开关。

有利地，本发明的说明性原理提供了用以为相控阵无线接收机或发射机进行相移和信号组合的方法及装置。本发明的说明性原理利用了耦合在相邻射频前端单元(例如，天线和放大器)之间的双向可变移相器。调整这些移相器来提供特定范围的连续相移，使得信号在阵端子处相干组合。在相邻前端单元间的耦合允许一个装置的相移由相邻相移装置“再利用”，由此限制每一装置所需的总相移。此结构还具有提供二个或更多个同时输出的额外优点，其中各个输出指向不同入射角。这允许阵同时指向二个或更多个不同方向。此外，为了克服可变移相器的潜在的有限调谐范围及/或额外的插入损耗，将离散移相器引入每一路径。整体体系结构非常适合将线性相控阵集成至单个半导体芯片上，并尤其适用于毫米波频率。

虽然已经在此参考附图描述了本发明的说明性实施例，但是应该理解本发明并不限于这些精确实施例，并且本领域技术人员能够在不背离本发明范围或精神的情况下对上述实施例进行各种其他的变化和修改。

Claims (23)

1.一种线性相控阵，包括：

N个离散移相器；以及

N-1个可变移相器，其中所述N-1个可变移相器分别耦合在所述N个离散移相器的相邻输出节点之间，使得所述N个离散移相器降低由该N-1个可变移相器所提供的连续相移量。

2.如权利要求1所述的线性相控阵，其中所述N个离散移相器中的每一个离散相移器在两个和更多个离散相移之间选择。

3.如权利要求1所述的线性相控阵，其中所述N个离散移相器消除在线性相控阵中对可变终端阻抗的需要。

4.如权利要求1所述的线性相控阵，其中所述N个离散移相器和所述N-1个可变移相器在射频(RF)下工作。

5.如权利要求4所述的线性相控阵，其中所述线性相控阵的两输出节点分别耦合至两个中频(IF)混频器。

6.如权利要求5所述的线性相控阵，其中选择器耦合至所述两个IF混频器。

7.如权利要求4所述的线性相控阵，其中所述线性相控阵的两输出节点耦合至选择器。

8.如权利要求7所述的线性相控阵，其中所述选择器的输出节点耦合至中频(IF)混频器。

9.如权利要求1所述的线性相控阵，其中所述N个离散移相器和所述N-1个可变移相器在中频(IF)下工作。

10.如权利要求9所述的线性相控阵，其中所述线性相控阵的N个输入节点耦合至N个IF混频器，该N个IF混频器耦合至N个RF前端单元。

11.如权利要求1所述的线性相控阵，其中所述N-1个可变移相器是双向的。

12.如权利要求1所述的线性相控阵，其中所述N-1个可变移相器可以被调整为提供给定范围内的连续相移，使得出现其中的信号在所述相控阵的一个或多个节点处相干组合。

13.如权利要求1所述的线性相控阵，其中所述线性相控阵的输出节点对准不同的入射角度。

14.如权利要求1所述的线性相控阵，其中所述线性相控阵包括两个或更多个输出。

15.如权利要求14所述的线性相控阵，其中所述两个或更多个输出可以沿着所述N-1个可变移相器的任何输出连接，使得所述两个或更多个同时输出对准不同的入射角度。

16.如权利要求15所述的线性相控阵，其中所述两个或更多个输出降低对所述N-1个可变移相器的相移变化要求。

17.如权利要求1所述的线性相控阵，其中所述N个离散移相器的相移设置按模式配置，使得入射角被划分为多个部份。

18.如权利要求17所述的线性相控阵，其中随着所述离散相移设置数量的增加，所述N-1个可变移相器的可变相移范围缩小。

19.一种在线性相控阵中使用的方法，包括以下步骤：

提供N个离散移相器和N-1个可变移相器，其中所述N-1个可变移相器分别耦合在所述N个离散移相器的相邻输出节点之间；以及

从与所述N个离散移相器相关联的多个相移模式中选择相移模式，其中与所述N个离散移相器相关联的离散相移设置按模式配置，以使得随着所述离散相移设置数量的增加，所述N-1个可变移相器的可变相移范围缩小。

20.如权利要求19所述的方法，其中所述N个离散移相器和所述N-1个可变移相器在射频(RF)下工作。

21.如权利要求19所述的方法，其中所述N个离散移相器和所述N-1个可变移相器在中频(IF)下工作。

22.如权利要求19所述的方法，其中所述N-1个可变移相器是双向的。

23.如权利要求19所述的方法，其中所述N-1个可变移相器可以被调整为提供给定范围内的连续相移，使得出现其中的信号在所述相控阵的一个或多个节点处相干组合。

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