CN101548326B - 相位比较器以及使用它的时钟生成电路、图像显示装置和再现信号处理装置 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种同步型再现信号处理装置，在反复检测再现数据与时钟的相位误差并根据其相位误差生成与再现信号同步的时钟时，滤波处理部(34)对来自相位误差计算部(33)的当前时刻之前的相位误差序列进行使用例如由多个抽头的FIR滤波器进行加权运算的滤波处理，对减轻了混入该相位误差序列中的噪声的影响的基准值进行反馈修正来进行生成。交叉检测部(32)检测被采样的再现数据交叉由上述滤波处理部(34)生成的基准值时的定时。因此，能够不限制其被反馈的基准值的动态范围而有效地利用，并可同时实现抗噪性的强化。
Description
技术领域
本发明涉及用于生成与所输入的再现信号同步的时钟的时钟生成电路中的相位比较器以及使用它的再现信号处理装置。
背景技术
在以往的一般的再现信号处理装置中，为了抽取与记录数据同步的时钟，例如在专利文献1中利用量(子)化单元(A/D转换器)对所输入的再现信号进行量(子)化，并基于由偏置(offset)调整电路除去了量化数据的偏置成分的再现数据来利用数字电路计算频率误差和相位误差，且用环路滤波器进行平滑，使用D/A转换器将数字修正量转换为模拟值，进行VCO(电压控制振荡器)的振荡频率控制。图2表示这种反馈型时钟生成电路的框图结构。通过进行如上述那样的反馈型控制，实现驱动A/D转换器以及数字部的时钟与再现信号的同步。针对数据的解码，需要取得时钟与量化后的再现数据同步，所以能够由数据检测器基于该数据进行数据的检测。
但是，例如在光盘领域中，CD、DVD等的高密度化不断发展，进而再现速度的高速化也不断发展，如图2所示的再现信号处理装置那样，在反馈环内含有数字运算的同步型时钟生成电路中，为了实现高速工作而需要进行流水线处理，所以时钟抽取的反馈环中的时钟数字等待时间将会增加。如图19所示那样的以往的一般的相位比较器是使用再现信号进行零交叉(zero cross)时的数据来计算相位误差的，因而相位比较器的线性范围(range)为-π～+π。其结果，在位于线性范围之外时，将发生相位反转。当时钟等待时间增加时，该相位反转频繁地发生，尤其是时钟生成电路的俘获范围(capturerange)(同步范围)大幅度恶化。图20示出这种情况。
与此不同，在专利文献2中，将相位比较器的结构做成图21所示的结构。在图21的相位比较器中，与以往的一般的结构不同，形成为以下结构：不是将计算相位误差的定时固定为零交叉，而是将前次的相位误差乘以增益而生成基准值，在所输入的采样数据与该基准值交叉(cross)的定时计算相位误差。通过如此形成相位比较器的结构，即使时钟等待时间增加，也能够扩大相位比较器的线性范围、以及减小相位反转的反转电平，能够大幅度地改善同步特性。图22表示上述图21所示的相位比较器的特性。
专利文献1：日本特开2002-8315号公报
专利文献2：日本专利第3889027号说明书
发明内容
在上述专利文献2所记载的结构中，通过将反馈增益设为1，能够充分地利用基准值的范围，可期待得到大幅度的改善。
但是，设想在将专利文献2的相位比较器应用于Blu-ray盘(蓝光盘)系统等与高密度记录对应的再现信号处理装置时，与CD、DVD相比，再现信号的S/N发生劣化，在将反馈增益设定为1的状态下，抗噪性变弱，而且由于增益控制和偏置控制的并用而发生基准值的发散，将陷入死锁(dead lock)状态。图23示出这种情况。相反，如果使反馈增益小于1，则能够避免死锁状态，但会使基准值的可变范围受到限制，不能充分地利用基于反馈控制的动态范围。
本发明的目的在于，在时钟生成电路的相位比较器中，当将计算相位误差的定时设定为与基准值交叉的定时并对该基准值进行反馈修正时，能够不限制该被反馈的上述基准值的动态范围而有效运用，且还能同时实现抗噪性的强化。
为了实现上述目的，在本发明中通过对当前时刻之前的相位误差序列进行滤波处理来生成基准值。
具体而言，本发明的相位比较器用于时钟生成电路，该时钟生成电路根据由采样单元对所输入的再现信号进行采样而得到的再现数据来抽取与上述再现信号同步的同步时钟，该相位比较器的特征在于，包括：交叉检测部，接收由上述采样单元得到的上述再现数据以及预定的基准值，并检测上述再现数据与上述基准值交叉的交叉定时；极性判断部，接收上述再现数据，并判断该再现数据的边沿极性；相位误差计算部，接收上述再现数据、由上述交叉检测部输出的交叉定时信号以及上述极性判断部的判断结果，将在上述交叉定时的上述再现数据与零值之差作为相位误差来进行计算；以及滤波处理部，在由上述交叉检测部检测到的定时将由上述相位误差计算部计算出的相位误差进行滤波，生成提供给上述交叉检测部的上述基准值。
本发明的特征在于，在上述相位比较器中，上述滤波处理部是FIR(Finite Impulse Response：有限冲激响应)滤波器。
本发明的特征在于，在上述相位比较器中，上述滤波处理部是IIR(Infinite Impulse Response：无限冲激响应)滤波器。
本发明的特征在于，在上述相位比较器中，上述滤波处理部进行所输入的相位误差的包络检测后进行输出。
本发明的特征在于，在上述相位比较器中，上述滤波处理部基于上述再现数据的极性变化间隔，在极性变化间隔短时判断为上述再现数据的信号质量低，对对应的上述相位误差进行屏蔽处理而不反映给上述滤波处理部。
本发明的特征在于，在上述相位比较器中，上述滤波处理部具有对上述交叉检测部输出的定时进行计数的计数器，每当上述计数器的计数值达到预定次数时将上述计数器以及上述滤波处理部复位为0。
本发明的特征在于，在上述相位比较器中，上述滤波处理部具有对上述交叉检测部输出的定时间隔进行计数的计数器，在上述计数器的计数值超出预定次数时，将上述计数器以及上述滤波处理部复位为0。
本发明的特征在于，在上述相位比较器中，上述滤波处理部具有对上述再现数据的极性变化次数进行计数的计数器，每当上述计数器的计数值达到预定次数时，将上述计数器和上述滤波处理部复位为0。
本发明的特征在于，在上述相位比较器中，上述滤波处理部具有对上述再现数据的极性变化次数进行计数的第一计数器、和对上述交叉检测部输出的定时间隔进行计数的第二计数器，在上述第一计数器值和上述第二计数器值之差超出预定值时，将上述第一计数器、上述第二计数器以及上述滤波处理部复位为0。
本发明的特征在于，在上述相位比较器中，上述交叉检测部和上述滤波处理部分别按照与上述基准值相对的上述采样数据的边沿极性来独立地工作。
本发明的时钟生成电路的特征在于，具有上述相位比较器，根据由上述相位比较器的上述相位误差计算部计算出的相位误差来生成与上述再现信号同步的同步时钟。
本发明的图像显示装置的特征在于，包括：LSI，其具有时钟生成电路和根据由上述时钟生成电路所得到的时钟对包括音频数据和图像数据的接收信号进行解码的信号处理电路；和显示终端，其接收来自上述LSI的解码信号来用解码后的音频数据发音，并且显示解码后的图像数据。
本发明的再现信号处理装置的特征在于，在上述相位比较器中，上述所输入的再现信号经由包括无线通信路径、光纤、同轴电缆、或电力线的通信路径来提供。
本发明的再现信号处理装置的特征在于，在上述相位比较器中，上述所输入的再现信号由包括DVD盘、CD盘、或者Blu-ray盘在内的光盘所提供。
根据以上所述，在本发明中，在时钟生成电路的相位比较器中，能够对当前时刻之前的相位误差序列进行滤波处理来生成基准值，在所输入的再现数据与该基准值交叉的定时生成相位误差，从而能够不限制被反馈的基准值的动态范围而有效运用，且还能同时实现抗噪性的增强。
如以上说明那样，根据本发明，在时钟生成电路的相位比较器中，获得能够增强抗噪性、并且能够不限制被反馈的基准值的动态范围而有效运用的效果。
附图说明
图1是本发明第一实施方式的相位比较器的框图。
图2是包括具有本发明第一实施方式的相位比较器的时钟生成电路的再现信号处理装置的框图。
图3是在本发明第一实施方式的相位比较器中所具有的极性判断部的内部结构例的图。
图4是在本发明第一实施方式的相位比较器中所具有的极性判断部的工作时序图。
图5是在本发明第一实施方式的相位比较器中所具有的交叉检测部的内部结构例的图。
图6是在本发明第一实施方式的相位比较器中所具有的交叉检测部的工作时序图。
图7是在本发明第一实施方式的相位比较器中所具有的相位误差计算部的内部结构例的图。
图8是在本发明第一实施方式的相位比较器中所具有的相位误差计算部的工作时序图。
图9是在本发明第一实施方式的相位比较器中所具有的滤波处理部的内部结构例的图。
图10是表示在本发明第一实施方式的相位比较器中所具有的滤波处理部的第一变形例的图。
图11是表示在本发明第一实施方式的相位比较器中所具有的滤波处理部的第二变形例的图。
图12是表示在本发明第一实施方式的相位比较器中所具有的滤波处理部的第三变形例的图。
图13是表示在本发明第一实施方式的相位比较器中所具有的滤波处理部的第四变形例的图。
图14是表示在本发明第一实施方式的相位比较器中所具有的滤波处理部的第五变形例的图。
图15是本发明第二实施方式的相位比较器的框图。
图16是表示在本发明第二实施方式的相位比较器中所具有的滤波处理部的内部结构例的图。
图17是表示在本发明第二实施方式的相位比较器中所具有的滤波处理部的变形例的图。
图18是表示包括内置有具备本发明相位比较器的时钟生成电路的LSI的再现信号处理装置的结构例的图。
图19是表示以往的时钟生成电路中的相位比较器的内部结构的图。
图20是表示以往的时钟生成电路中的相位比较器的特性的图。
图21是表示专利文献2的相位比较器的内部结构的图。
图22是表示专利文献2的相位比较器的特性的图。
图23是表示在使用了专利文献2的相位比较器时发生基准值的发散现象的情况的图。
标号说明
1：A/D转换器(采样单元)
2：偏置调整器
3：相位比较器
4：环路滤波器
5：D/A转换器
6：VCO
7：数据检测器
10：时钟生成电路
31：极性判断部
32：交叉检测部
33：相位误差计算部
34、35：滤波处理部
311、313、322、324、331、348、356、361、362、384：寄存器
334、341、342、343、351、352、414、415：具备使能功能的寄存器
312、321、353、416：减法器
323、347、365、391：加法器
325：逻辑运算电路
332、363、364：选择器
333、344、345、346、354、355、388、389、390：乘法器
366：消波(clip)电路
371：屏蔽信号生成部
372：AND运算电路
381：边沿计数器(计数器)
382、393、403、419：比较器
383、404、418：预定值
385、386、387：具有复位功能的使能寄存器
392、413：边沿间隔计数器(计数器)
394：OR运算电路
401、411：极性变化检测部
402：计数器
412：变化间隔计数器(第一计数器)
413：边沿间隔计数器(第二计数器)
417：绝对值计算电路
101：信息记录部
102：信息读出部
103：LSI
具体实施方式
以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。
<实施方式1>
图1是表示本发明第一实施方式的相位比较器的结构的图。
在图1所示的相位比较器3中，31是判断再现数据的边沿极性的极性判断部，32是检测所输入的再现数据与基准值交叉的定时的交叉检测部，33是在交叉检测部32输出的交叉定时将所输入的再现数据与零值之差乘以由上述极性判断部31输出的极性来计算相位误差的相位误差计算部，34是对所输入的相位误差序列进行滤波处理来生成基准值的滤波处理部。
图2表示使用了该相位比较器3的时钟生成电路以及再现信号处理装置的一例。所输入的再现信号被ADC(A/D转换器(采样单元))1进行量化，之后被偏置调整器2进行偏置控制。偏置调整后的再现数据被输出到数据检测器7，进行数据的抽取。再现数据还输出到相位比较器3，在此，计算与时钟的相位误差。计算出的相位误差被输出到环路滤波器4，被DAC5转换为模拟信号，由VCO6进行振荡频率的控制。最后，时钟生成电路10进行环路控制，使得所输入的再现信号与VCO6的输出时钟同步，相位比较器3的输出变为0。
以下，对图1所示的相位比较器3的结构以及工作详细地进行说明。在本实施方式中，设所输入的再现数据是用2的补码表示的数字数据。
图3表示极性判断部31的结构例。311和313是用所输入的时钟进行驱动的寄存器，312是减法器。寄存器311按每个时钟沿读取再现数据，所以减法器312计算所输入的再现数据序列的斜率。在本实施方式中，再现数据用2的补码来表示，所以减法器312的输出MSB表示符号位。因此，寄存器313的输出在再现数据的梯度为0以上时为0，在再现数据的梯度为负时为1。通过进行以上的运算，极性判断部31的输出在再现数据处于上升状态时为0，相反，在处于下降状态时为1。图4表示图3所示的极性判断部31的时序。
图5表示相位比较器3内的交叉检测部32的结构例。在该图中，322以及324是用所输入的时钟进行驱动的寄存器，321是减法器，323是加法器，325是逻辑运算电路。减法器321进行再现数据与基准值的差运算。322是保持其结果的寄存器，所以加法器323对从再现数据减去基准值后的数据序列进行1+D运算。寄存器324是保持加法器323的MSB的寄存器，所以逻辑运算电路325的输出在加法器323的输出从负变为正的定时变为1。即，交叉检测部32检测再现数据与基准值在上升时交叉的定时。图6表示图5所示的交叉检测部32的时序。在该结构中，形成检测再现数据与基准值在上升时交叉的定时的结构，但也可以形成检测在下降时交叉的定时的结构。
图7表示相位比较器3内的相位误差计算部33的结构例。在该图中，331是用所输入的时钟进行驱动的寄存器，332是极性输入为0(上升状态)时输出1、在极性输入为1(下降状态)时输出-1的选择器，333是乘法器，334是在所输入的时钟定时交叉定时为1时读取乘法器333的输出的寄存器。寄存器331进行用于取得极性信号和交叉定时的一致性的延迟调整，在交叉定时为1时，将寄存器331的输出乘以与极性对应的符号(选择器332的输出)后进行相位误差的更新。图8表示图7所示的相位误差计算部33的时序。在本实施方式中，将交叉检测部32的结构设为以再现数据与基准值在上升时交叉的定时来计算相位误差的结构，但也可以形成以在下降时交叉的定时来计算相位误差的结构。
图9表示相位比较器3内的滤波处理部34的结构例。在该图中，341、342以及343是在寄存器348的输出为1时按照所输入的时钟保持相位误差的寄存器，344、345以及346是增益乘法器，347是加法器，348是将交叉定时作为输入的定时调整用的寄存器。通过如此形成滤波处理部34的结构，能够在寄存器341、342、343中每当相位误差被更新时保持相位误差序列，用3抽头(tap)的FIR滤波器对该保持着的误差序列进行加权运算，从而减少混入相位误差序列的噪声的影响，能够生成相位比较器3的基准值。
如以上说明的那样，在时钟生成电路10的相位比较器3中，能够对当前时刻之前的相位误差序列进行滤波处理来生成基准值，在所输入的再现数据与该基准值交叉的交叉定时生成相位误差，从而能够不限制被反馈的基准值的动态范围而有效地利用，且还能同时实现抗噪性的强化。
(滤波处理部的变形例1)
图10表示上述实施方式1的图1中滤波处理部34的变形例1。
在该图中，351和352是用所输入的时钟进行驱动的寄存器，在寄存器356的输出为1时进行所输入的数据的保持。353是减法器，354和355是增益乘法器。356是保持交叉定时的寄存器，用于定时调整。图10所示的滤波器是一阶IIR滤波器，通过如此形成滤波处理部34的结构，每当相位误差被更新时进行滤波处理，通过适当地设定增益乘法器354、355的值，能够去除滤波处理部34的增益特性的高通成分，能够对所输入的相位误差进行噪声成分的抑制。
因此，在时钟生成电路10的相位比较器3中，能够对当前时刻之前的相位误差序列进行滤波处理来生成基准值，在所输入的再现数据与该基准值交叉的定时生成相位误差，从而能够不限制被反馈的基准值的动态范围而有效地利用，且还能同时实现抗噪性的强化。
(滤波处理部的变形例2)
图11表示上述实施方式1的图1中滤波处理部34的变形例2。
在该图中，361和362是用所输入的时钟进行驱动的寄存器，363和364是选择器，365是加法器，366是在加法器365的输出的极性与基准值的极性不同时限制为0并将其输出的限制电路。寄存器361用于所输入的交叉定时的定时调整。在寄存器361的输出(使交叉定时延迟1个时钟的信号)为1时，选择器363输出相位误差，在不是1时输出消波电路366的输出。向寄存器362输入选择器363的输出，将其作为基准值而输出。选择器364在该基准值的极性为正时输出-1，在为负时输出+1。加法器365将基准值与选择器364的输出相加后输出。消波电路366进行限制为0的处理使得加法器365的输出保持相同极性，与0交叉而使极性不会发生变化。通过如此形成滤波处理部364的结构，能够对检测到的相位误差序列进行用零值限制的包络(envelope)检测。
因此，在时钟生成电路10的相位比较器3中，能够对当前时刻之前的相位误差序列进行基于包络检测的滤波处理来生成基准值，在所输入的再现数据与该基准值交叉的定时生成相位误差，从而能够不限制被反馈的基准值的动态范围而有效地利用，且还能同时实现抗噪性的强化。
(滤波处理部的变形例3)
图12表示上述实施方式1的图1中滤波处理部34的变形例3。
在该图中，对图9所示的滤波处理部34的结构追加了用于屏蔽交叉定时信号的屏蔽信号生成部371和AND运算电路372。屏蔽信号生成部371对交叉定时的间隔进行计数，在计数值为预定值以上时输出使能信号。AND运算电路372针对所输入的交叉定时，仅在使能信号为1、即交叉定时的间隔为预定值以上时使定时信号的更新有效。由此，能够消除可靠性低的高频模式的误差因素。
因此，在时钟生成电路10的相位比较器3中，能够对当前时刻之前的相位误差序列除去可靠性低的高频模式的信息而进行滤波处理来生成基准值，在所输入的再现数据与该基准值交叉的定时生成相位误差，从而能够不限制被反馈的基准值的动态范围而有效地利用，且还能同时实现抗噪性的强化。
(滤波处理部的变形例4)
图13表示上述实施方式1的图1中滤波处理部34的变形例4。
在该图中，寄存器385、386以及387在交叉定时为1时保持所输入的相位误差序列，基于此而生成基准值。边沿计数器(计数器)381对交叉定时的边沿数进行计数。比较器382进行该计数值和预定值383的比较，在相等时向计数器381和寄存器385、386、387输出复位信号。当边沿计数器381被复位为0时，再次对交叉定时的边沿数进行计数。另外，寄存器385、386、387的值被复位为0，基准值也被复位为0。
因此，在时钟生成电路10的相位比较器3中，能够对当前时刻之前的相位误差序列进行滤波处理来生成基准值，在所输入的再现数据与该基准值交叉的定时生成相位误差，从而能够不限制被反馈的基准值的动态范围而有效地利用，且还能同时实现抗噪性的强化。
进而，每当对交叉定时计数预定数时，将基准值强制性地设为0，从而能够抑制基准值的振荡。
(滤波处理部的变形例5)
图14表示上述实施方式1的图1中滤波处理部34的变形例5。
在该图中，寄存器385、386以及387在交叉定时为1时保持所输入的相位误差序列，并基于此而生成基准值。边沿间隔计数器(计数器)392对交叉定时的边沿的边沿间隔进行计数。比较器393进行该计数值和预定值383的比较，在边沿间隔计数器392的输出为预定值383以上时，向边沿间隔计数器392和寄存器385、386、387输出复位信号。边沿间隔计数器392被复位为0时，再次进行交叉定时的边沿间隔的计数运算。而且，寄存器385、386、387的值被复位为0，基准值也被复位为0。边沿间隔计数器392在交叉定时为1时也被复位为0。
因此，在时钟生成电路10的相位比较器3中，能够对当前时刻之前的相位误差序列进行滤波处理来生成基准值，在所输入的再现数据交叉该基准值的定时生成相位误差，从而能够不限制被反馈的基准值的动态范围而有效地利用，且还能同时实现抗噪性的强化。
进而，在交叉定时的间隔超出预定值时，将基准值强制性地设为0，从而能够抑制基准值的振荡。
<实施方式2>
图15是表示本发明第二实施方式的相位比较器的结构的图。与图1的不同点是极性判断部31的输出也被输入到滤波处理部35。图16表示图15中的滤波处理部35的结构例。基本框图结构与图13所示的滤波处理部34的结构相同。具体的不同点是在图16所示的滤波处理部35中使用所输入的再现数据的极性变化数来生成用于进行基准值的复位的定时。为了实现这点，极性变化检测部401检测所输入的极性从正切换为负或者从负切换为正的定时边沿。计数器402对由极性变化检测部401检测到的定时边沿数进行计数，在该值等于预定值404时，比较器403生成对计数器复位和基准值复位的复位信号。
因此，在时钟生成电路10的相位比较器3中，能够对当前时刻之前的相位误差序列进行滤波处理来生成基准值，在所输入的再现数据与该基准值交叉的定时生成相位误差，从而能够不限制被反馈的基准值的动态范围而有效地利用，且还能同时实现抗噪性的强化。
进而，每当所输入的再现数据的极性变化达到预定次数时，将基准值强制地设为0，从而能够抑制基准值的振荡。
(滤波处理部的变形例1)
图17表示上述实施方式2的图1中滤波处理部35的变形例1。在图17所示的滤波处理部35中，当所输入的交叉定时间隔与极性变化间隔之差为预定值以上时，判断为基准值发散，将基准值复位为0。为了实现该功能，极性变化检测部411根据所输入的极性信息检测再现数据从正变为负或者从负变为正的定时。变化间隔计数器(第一计数器)412根据由极性变化检测部411检测到的变化定时对极性变化的间隔进行计数。该值在极性变化的定时被输出到具有使能功能的寄存器414。另一方面，边沿间隔计数器(第二计数器)413对交叉定时的边沿间隔进行计数。该计数值在检测到交叉定时的定时被输出到具有使能功能的寄存器415。减法器416进行两个具有使能功能的寄存器414、415的保持值之间的差运算，由绝对值计算电路417转换为绝对值。绝对值计算电路417的输出为预定值418以上时，判断为基准值发散，比较器419向存储相位误差序列的寄存器385、386、387输出复位信号，并将基准值复位为0。
因此，在时钟生成电路10的相位比较器3中，能够对当前时刻之前的相位误差序列进行滤波处理来生成基准值，在所输入的再现数据与该基准值交叉的定时生成相位误差，从而能够不限制被反馈的基准值的动态范围而有效地利用，且还能同时实现抗噪性的强化。
进而，每当所输入的再现数据的极性变化间隔与交叉定时间隔之差超出预定值时，将基准值强制地设为0，从而能够抑制基准值的振荡。
在上述实施方式1以及实施方式2中，都示出了交叉检测器32在再现数据与基准值在上升时交叉的定时计算相位误差的情况，但形成为在下降时交叉的定时计算相位误差的结构也能够获得同样的效果。此时，考虑输入到滤波处理部34、35的相位误差处于下降沿这一点而需要使极性反转。
另外，即使将交叉检测部32和滤波处理部34、35设置成可独立并行检测再现数据与基准值在上升沿和下降沿双方交叉，也能够获得同样的效果。
图18是表示包括内置有具备本发明的相位比较器3的时钟生成电路10的LSI的再现信号处理装置的整体概略结构的框图。例如，当应用于DVD再现装置等时，信息记录部101是记录介质(DVD介质)，信息读出部102是从记录介质读出记录数据的光拾取器，103是包括使用被光拾取器读出的再现信号波形进行波形均衡、纠错、数据解调等的信号处理电路的LSI。使用该LSI输出的解码数据和时钟进行信息的显示和向音频的转换。
在以上的说明中，说明了将来自DVD等记录介质的再现信号作为输入的情况的例子，当然，在将经过无线通信路径或光纤、同轴电缆、电力线路等有线通信路径提供的信号作为输入信号时也能够应用本发明。
另外，在本发明的再现信号处理装置中，也包括用软件进行数字控制值的设定控制的情况。
产业上的可利用性
如以上说明那样，在本发明中，在时钟生成电路的相位比较器中，能够不限制被反馈的基准值的动态范围而有效地利用，且还能同时实现抗噪性的强化，所以，在需要根据再现信号对与数据同步的时钟进行再现的功能的再现信号处理装置例如光盘再现系统、特别是需要以高密度来进行高速再现的情况下本发明是有用的。
Claims (14)
1.一种相位比较器，用于时钟生成电路，该时钟生成电路根据由采样单元对所输入的再现信号进行采样而得到的再现数据来抽取与上述再现信号同步的同步时钟，
该相位比较器的特征在于，包括：
交叉检测部，接收由上述采样单元得到的上述再现数据和预定的基准值并检测上述再现数据与上述基准值交叉的交叉定时；
极性判断部，接收上述再现数据并判断该再现数据的边沿极性；
相位误差计算部，接收上述再现数据、由上述交叉检测部输出的交叉定时信号、以及上述极性判断部的判断结果，并计算出在上述交叉定时的上述再现数据与零值之差作为相位误差；以及
滤波处理部，按上述交叉检测部检测出的定时对上述相位误差计算部计算出的相位误差进行滤波，来生成供给上述交叉检测部的上述基准值。
2.根据权利要求1所述的相位比较器，其特征在于，
上述滤波处理部是FIR滤波器。
3.根据权利要求1所述的相位比较器，其特征在于，
上述滤波处理部是IIR滤波器。
4.根据权利要求1所述的相位比较器，其特征在于，
上述滤波处理部进行所输入的相位误差的包络检测后进行输出。
5.根据权利要求1所述的相位比较器，其特征在于，
上述滤波处理部根据上述再现数据的极性变化间隔，在极性变化间隔短的情况下判断为上述再现数据的信号质量低，对对应的上述相位误差进行屏蔽处理而不反映给上述滤波处理部。
6.根据权利要求1所述的相位比较器，其特征在于，
上述滤波处理部具有对上述交叉检测部输出的定时进行计数的计数器，每当上述计数器的计数值达到预定次数时将上述计数器和上述滤波处理部复位为0。
7.根据权利要求1所述的相位比较器，其特征在于，
上述滤波处理部具有对上述交叉检测部输出的定时间隔进行计数的计数器，当上述计数器的计数值超出预定次数时将上述计数器和上述滤波处理部复位为0。
8.根据权利要求1所述的相位比较器，其特征在于，
上述滤波处理部具有对上述再现数据的极性变化次数进行计数的计数器，每当上述计数器的计数值达到预定次数时将上述计数器和上述滤波处理部复位为0。
9.根据权利要求1所述的相位比较器，其特征在于，
上述滤波处理部具有对上述再现数据的极性变化次数进行计数的第一计数器和对上述交叉检测部输出的定时间隔进行计数的第二计数器，当上述第一计数器的值和上述第二计数器的值之差超出预定值时将上述第一计数器、上述第二计数器以及上述滤波处理部复位为0。
10.根据权利要求1～9中任意一项所述的相位比较器，其特征在于，
上述交叉检测部和上述滤波处理部分别按照与上述基准值相对的上述采样数据的边沿极性来独立地工作。
11.一种时钟生成电路，其特征在于，
具有上述权利要求1～10中任意一项所述的相位比较器，
根据由上述相位比较器的上述相位误差计算部计算出的相位误差来生成与上述再现信号同步的同步时钟。
12.一种图像显示装置，其特征在于，包括：
LSI，其具有上述权利要求11所述的时钟生成电路，还具有根据由上述时钟生成电路得到的时钟来对包括音频数据和图像数据的接收信号进行解码的信号处理电路；和
显示终端，其接收来自上述LSI的解码信号，用解码后的音频数据发音，并且显示解码后的图像数据。
13.一种再现信号处理装置，其特征在于，
具有上述权利要求1～10中任意一项所述的相位比较器，
其中，上述所输入的再现信号经由包括无线通信路径、光纤、同轴电缆或电力线的通信路径来提供。
14.一种再现信号处理装置，其特征在于，
具有上述权利要求1～10中任意一项所述的相位比较器，
其中，上述所输入的再现信号由包括DVD盘、CD盘或者Blu-ray盘的光盘提供。
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