CN101536337A - 有效信号内插的方法和设备 - Google Patents

Abstract

在一个或更多个实施方式中，过采样方法和对应的过采样电路通过下述方式有效地产生过采样信号：确定过采样信号中不会被过采样信号的下游处理使用的采样相位，并且对于过采样信号跳过与不会被用的采样相位相对应的输出值的产生。在通信接收机实施方式中，确定不会被使用的采样相位包括：参照接收到的通信信号的当前估计出的多径延迟，确定过采样信号中哪些采样相位将不会被具有已知处理延迟分配约束的下游处理电路使用，该过采样信号是从接收到的通信信号得到的。已知延迟分配约束例如包括Rake耙指布局约束或信道均衡器抽头布局约束。

Description

有效信号内插的方法和设备

技术领域

本发明总的来讲涉及信号处理，具体地讲，涉及信号内插处理。

背景技术

通常的数字通信接收机将由它的“前端”电路输出的基带接收模拟信号转换为相应离散时间序列的量化值。根据基本的乃奎斯特(Nyquist)准则，以最高频率的2倍或者高于2倍的频率对基带模拟信号进行采样允许得到的离散时间序列模仿模拟基带信号而不损失信息。

然而，如果模拟基带信号被过采样，也就是用于产生离散时间序列的采样率在乃奎斯特率之上，则可以更加容易地实现诸如滤波等的实际数字信号处理算法。例如，在宽带CDMA(WCDMA)信号处理的情况下，实际最小采样率等于每“码片”1.22个采样点，这解释成在接收到的信号中每0.82码片1个离散时间采样点。然而，考虑到数字处理实现，每3/4码片1个采样点提供更加实际的“数字友好”最小采样基准。利用该最小值，接收机过采样率包括1/2码片1个采样点的2×过采样(“OS2”)或者每1/4码片1个采样点的4×过采样(“OS4”)。

接收机架构和操作至少部分地确定了优选的过采样参数。例如，考虑代表WCDMA系统中的普通接收器设计的Rake(耙式)接收机结构。Rake接收机解扩并且组合接收到的信号的多径副本从而最大限度地利用接收机可用的信号能量。在简化模型中，Rake接收机中的每个解扩“耙指”基于将由采样后的离散时间序列表示的接收到的信号与适当延迟后的基准扩频序列进行相关，来处理与一个无线电传播路径对应的发送信号的副本。Rake接收机然后利用一组组合权重将每个耙指的相关结果(解扩值)进行求和。

作为一种简化，可以假定各个Rake耙指的延迟间距遵循乃奎斯特最小值并且在“实际”WCDMA Rake接收机应用中，3/4码片的最小距离表示对最小耙指布局的便利选择。利用该最小间隔并假定非基于网格的耙指布局，耙指可以在等于1/4码片倍数的任何延迟结束。通过基于网格的耙指布局，当将耙指布置为覆盖信号能量的区域以代替将耙指布置为匹配各个物理路径延迟时，耙指延迟降至3/4码片倍数。

尽管如此，必须生成与1/4码片间距对应的采样点以允许3/4码片最小间距。获得期望的OS4采样点的一个方案包括：对OS2序列进行上采样(对于OS2序列的每两个采样点插入零)并且按OS4率应用由预定数目的滤波器抽头组成的有限冲激响应(FIR)滤波器。尽管获得的OS4序列与OS2序列相比较而言没有包含附加信息，但是它允许利用简单的Rake结构以实现接收到的符号序列的最佳解调。

然而，本领域技术人员应该明白，当利用基于网格的耙指布局时，在解扩期间并不一定要使用与1/4码片的所有倍数对应的所有采样点。对OS2序列进行内插以获得这些最终不会被使用的采样点代表了不必要的处理开销并且浪费了接收机功率。当然，相同问题出现于其它网格间距/相位参数以及非网格布局中。

相似问题出现于码片均衡器以及其它分数间隔的均衡器结构中。信道均衡器利用多径信道特征(路径延迟和系数)的知识以补偿在接收CDMA中由符号间干扰(ISI)导致的码正交性的损失。然而，并非所有延迟都用于给定(抽头)延迟解决方案。知道了从信道估计处理获知的多个传播信道抽头如何进行间隔可以允许接收机挑选出较少数目的均衡器信道抽头以进行均衡处理。也就是说，对于某些多径信道实现，能够设计抽头减少的信道均衡器，并且这些计数减少的抽头仅仅对应于来自过采样基带信号的采样点的有限子集。例如，假定可能的信道均衡抽头位于(1、1.25、1.5、1.75、2.0、2.25、......)并且4×过采样信号具有相位(0、1、2和3)。另外，假定针对当前信道条件，在x.25处的均衡器抽头没有被使用(“x”等于1、2、......)。在这种情况下，过采样信号中的“相位1”的采样点不是必需的并且内插滤波器中对它们的计算代表了被浪费了的接收机处理。

更加一般的是，许多过采样信号产生应用包括基于延迟的处理，其中，与一些处理延迟对应的过采样信号采样点被使用而与其它处理延迟对应的其它采样点没有被使用。在这些输出值与过采样信号的后续处理所不关注的延迟相对应这个方面来说，产生输出值代表了被浪费的接收机处理。

发明内容

在信号过采样应用中，产生过采样信号中在过采样信号的下游处理中不会被使用的输出值代表了接收机功率和计算循环的浪费。因此，这里教导的一个或更多个电路和对应方法实施方式基于关注处理延迟的改变实现过采样处理的动态适应。

作为一个例子，在这里教导的一个或更多实施方式中，无线通信设备中的过采样电路根据过采样信号的下游处理(例如，耙式接收机或码片均衡器处理)需要哪些特定过采样值而适应性地改变它的功能。对于基于内插的过采样，这种操作智能地减小了内插滤波器响应长度并且同时以减小的长度优化了滤波器性能。

广泛地讲，根据这里教导的方法和对应的电路实施方式，自适应内插处理根据关于下游信号处理而受关注的延迟值而适应性地改变由该处理执行的一组过采样操作。更具体地讲，自适应内插处理跳过了过采样流中与不会被使用的处理延迟对应的输出值的产生，由此增大了过采样处理的效率。

在至少一个实施方式中，有效产生过采样信号的方法包括：确定过采样信号中不会被过采样信号的下游处理使用的采样相位；以及对于过采样信号，跳过与不会被使用的采样相位相对应的输出值的产生。另外，通过对于过采样信号跳过已经出现在输入数据流中的输出值的产生，在至少一个这种实施方式中获得了效率，该过采样信号是从该输入数据流得出的。

在以上方法的至少一个实施方式中，确定过采样信号中不会被过采样信号的下游处理使用的采样相位包括：参照接收到的通信信号的当前估计的多径延迟，确定过采样信号中哪些采样相位将不会被具有已知处理延迟分配约束(processing delay assignment constraint)的下游处理电路使用，其中过采样信号是从接收到的通信信号得到的。该下游处理电路例如包括：具有受约束的Rake耙指布局的Rake接收机或具有受约束的信道均衡滤波器抽头布局的信道均衡器电路。

该方法可以在包括过采样控制器和过采样信号发生器的过采样电路中实现，其中，该过采样控制器识别不会被使用的采样相位，该过采样信号发生器由该过采样控制器以能够工作的方式控制以对于不会被使用的相位而跳过输出值的产生。因此，对应无线通信设备的一个实施方式包括过采样信号发生器、接收信号处理电路和过采样控制器，其中，该过采样信号发生器被配置为从来自接收信号的输入数据采样点产生过采样信号，该接收信号处理电路被配置为以规定的处理延迟排列(delayalignment)而处理过采样信号。该过采样控制器被配置为：识别内插信号中不会被接收信号处理电路使用的采样相位，并且控制过采样信号发生器滤波器以跳过过采样信号中与不会被使用的采样相位相对应的输出值的产生。该无线通信设备可以包括所有或部分的移动终端，诸如在宽带码分多址接入(WCDMA)或者其它类型的无线通信网络中使用的移动通信终端。

当然，本发明不限于以上特征和优点。实际上，本领域技术人员在阅读下面的详细描述以及当浏览附图时将会明白附加的特征和优点。

附图说明

图1是在具有下游处理电路的情景中所示的过采样电路的一个实施方式的框图。

图2是例如可在图1的过采样电路中实现的过采样处理逻辑的一个实施方式的逻辑流程图。

图3是例如确定由图2的处理逻辑产生的过采样信号中的不会被使用的采样相位的处理逻辑的一个实施方式的逻辑流程图。

图4和图5是例如包括图1所示的过采样电路的实施方式的无线通信设备的不同实施方式的框图。

图6到图8是可用于基于内插的信号过采样的与内插滤波器设计的一个实施方式关联的信号频谱的曲线图。

具体实施方式

图1示出了过采样电路10，它包括过采样控制器12，并且过采样电路10还包括过采样信号发生器14或者与过采样信号发生器14相关联。在操作中，过采样信号发生器14响应于过采样控制器12的控制而产生过采样信号，并且下游处理电路16处理该过采样信号。

图2示出了实现由过采样电路10实现的过采样处理的一个实施方式的处理逻辑。这种处理可以由硬件、软件、或者它们的组合实现，并且尽管该处理表明了顺序的操作，但是应该理解至少可以并行地执行一些处理动作并且所示的处理可以仅仅包括更大处理操作的一部分。

基于上述内容，图2的处理开始于过采样控制器12确定在过采样信号(由过采样信号发生器14输出的)中不会被过采样信号的下游处理使用的采样相位(步骤100)。处理继续进行，过采样控制器12将过采样信号发生器14配置为：对于过采样信号，跳过与不会被使用的相位相对应的输出值的产生(步骤102)。

如将在下面更加详细地描述的，过采样信号发生器14可以从包括无线接收到的信号的采样点的输入数据流得到过采样信号。在这个情景下，不会被使用的采样相位(还称作“不受关注的采样相位”)取决于信号处理延迟排列约束(alignment constraints)和接收信号的当前多径延迟。图3概括地示出了相应处理，它从获得诸如由功率延迟分布表示的接收信号的多径延迟信息开始(步骤104)。处理继续如下：基于多径延迟信息和下游处理电路16的(已知)处理延迟排列约束而确定不会被使用的采样相位(步骤106)，其中，在这些应用中，该下游处理电路16可以包括Rake接收机电路或信道均衡电路。

图4通过示出包括过采样电路10的实施方式的无线通信设备30的一个实施方式而更加详细地阐述了通信信号处理应用情景。所示的无线通信设备30包括过采样电路10的一个实施方式并且还包括天线32、前端电路34、模数转换器(ADC)/滤波器电路36、缓冲器38、Rake接收机电路40、解码器42、和延迟估计器44、信道估计器46和(信号)质量估计器48。

本领域技术人员应该认识到，图4呈现了非限制性功能电路布局，并且在通信信号处理情景中，过采样电路10可以被包括在具有其它电路布局的无线通信设备中。例如，尽管没有示出与发送相关的电路，但是无线通信设备中可以包括这些电路，例如，无线通信设备30包括移动终端、PDA、膝上型/台式计算机或其中的通信卡或者其它这种双向通信装置。在这里想到的至少一个实施方式中，通信设备30例如包括配置为在基于WCDMA标准的无线通信网络中使用的移动或基站收发器。

此外，本领域技术人员应该明白，所示的电路布局可以表示“功能”电路部件而非物理电路实现。例如，无线通信设备30可以包括具有大量专用或可编程数字信号处理资源的基带处理器，其中，这些大量专用或可编程数字信号处理资源被配置为执行一些或所有的数字基带处理。这样，能够通过硬件、软件或者它们的任何组合，在一个或更多个这种基带处理器内实现Rake接收机电路40、延迟估计电路44、信道估计电路46和质量估计电路48的全部或一部分。相似地，可以在基带处理器内实现过采样电路10的全部或者一部分。

基于上述的条件，所示的无线通信设备30的操作如下。前端电路34根据需要对碰撞在天线32上的天线接收到的信号(例如，假定接收到的具有3.84Mcps码片速率和0.22剩余带宽(Excess bandwidth)的WCDMA通信信号)进行模拟滤波、放大和下变频。接着，ADC/滤波器电路36生成与由前端电路34输出的基带模拟信号对应的离散时间序列值(数据流)。采用两倍码片速率，由ADC/滤波器电路36输出的过采样数据流被称作OS2数据。

这样，OS2用作过采样电路10的输入数据流。这里，过采样信号发生器14被配置为内插滤波器，并且过采样控制器12被相应地配置为内插滤波器控制器。由此，过采样信号发生器14通过对输入OS2数据流进行内插处理产生其输出的过采样信号，并且根据这里的教导，过采样控制器12将过采样信号发生器14配置为：跳过过采样信号中与不会被Rake接收机电路40使用的采样相位对应的输出值的产生，即省去内插处理。

如果配置为两倍过采样，则过采样信号发生器14将OS2信号上采样成OS4信号。也就是说，在所示的例子中，过采样信号发生器14以2为因子对输入的OS2信号进行过采样，并且由此产生OS4信号作为它的输出。在从OS2到OS4的过采样情景中，可以将输入的OS2信号表示为x_k并且可以将上采样成OS4的它的副本表示为y_l，其中

             式(1)

设目标OS4信号为z_l，其是通过将上采样信号y_l与由过采样信号发生器14实现的内插滤波器h_i进行卷积而得到的，其中

$z_l={\mathrm{\Σ}}_{i=-N_l}^{N_l}{y}_{l-i}{h}_i$                式(2)

在这个通用模型中，滤波器h_i是实数的并且总共具有2N_l+1个抽头。通过合适的滤波器设计从开始就可以减小实际相关和的数目。通过要求h_i＝0其中i＝±2、±4、......(在下标为过采样率的整数倍处，滤波器冲激响应等于零)以及 $\underset{i\≠0}{\mathrm{\Σ}}{h}_i=1,$ 对所有偶数l，能够保证z_l＝y_l。换言之，可以立即省去一半的内插操作。作为效率的一般观点，过采样信号发生器14可以被配置为：对于已经出现在输入数据流中的过采样信号，跳过输出值的产生，该过采样信号是从该输入数据流得到的。

在确定哪些采样相位(由采样下标l表示的)是实际受关注的采样相位时，可以对OS2数据执行延迟估计。在这个处理中，例如，延迟估计电路44计算OS2信号的功率延迟分布(PDP：Power Delay Profile)。接下来，过采样控制器12例如通过内插将OS2PDP转换成OS4时标，并且由此生成在OS4时标上可能的Rake耙指延迟布局的“列表”(当然，在另一个实施方式中，可以在一些其它处理部件中执行PDP处理)。可以将这些延迟表示为d_n。对于这种处理有两点说明。首先，OS2数据允许生成质量优良的延迟估计，即，所有信息都出现在该信号中。其次，PDP的内插是复杂度相对低的操作，并且一般所需进行操作的频繁度不会高于用于跟踪变化的传播信道条件的PDP更新所需的频繁度。

过采样控制器12根据耙指延迟的列表确定下游基于Rake的处理所关注的OS4采样相位。考虑另一个方法，过采样控制器12确定由过采样信号发生器14生成的OS4信号中不会被Rake接收机电路40使用的采样相位。更广泛地讲，对于各种下游处理场景，过采样控制器12参照接收信号的当前估计的多径延迟，基于与下游处理关联的已知处理延迟分配约束(assignment constraints)，确定由过采样信号发生器14产生的过采样信号中不会被相关下游处理使用的采样相位。

在检查针对所示例子处理延迟约束时，可以观察不同Rake耙指的延迟，以码片周期为模(对于OS4是4个采样)，p_n＝d_n mod 4。那么，在提供给Rake接收机电路40的OS4信号中必须可供解扩使用的采样相位的集合P为： $P=\underset{n}{\mathrm{}\∪\mathrm{}}{p}_n.$ 对于特定Rake耙指配置，一些相位将不会出现于列表P中。在这些情况下，例如，如果在数据解扩中将不会使用OS4采样相位1和/或3，则过采样控制器12将过采样信号发生器14配置为：对那些不会被使用的相位，跳过内插操作。换言之，过采样信号发生器14跳过与不会被使用的采样相位对应的输出值的产生。

作为一个例子，假定使用3/4码片固定网格耙指布局，但是另外假定Rake接收机电路40中仅仅一些Rake耙指用于解扩来自过采样信号发生器14的OS4信号。在这种情况下，Rake接收机电路40不可能使用OS4信号中与所有采样相位对应的输出值。也就是说，一些OS4信号采样点并不是Rake接收机电路40所必需的，并且过采样控制器12识别该条件并且将过采样信号发生器14配置为：跳过与不会被使用的采样相位相对应的输出值的内插。

在另一个例子中，假定1码片间隔的固定网格用作Rake接收机电路40的处理延迟排列约束(alignment constraint)。在这种情况下，如果在OS4标度内Rake耙指相位都是偶数，则Rake接收机电路40所需的OS4值已经是从OS2信号可得到的。这样，过采样信号发生器14可以被配置为：跳过已经出现在它的输入信号中的过采样输出信号中的那些值的产生，即，跳过所有内插处理。

在配置过采样信号发生器14以对于不会被使用的采样相位跳过输出值的产生和/或避免产生已经出现在它的输入信号中的值的方面，应该明白，在常见的无线通信处理应用中，“相对”不频繁地激活延迟估计电路44。相似地，相对不频繁地改变Rake接收机电路40中的Rake耙指位置。这样，一般不需要过度频繁地进行以下操作：设置过采样信号发生器14以控制对于哪些采样相位产生输出值。例如，可以每几帧接收到的通信信号地对过采样信号发生器14的配置进行一次更新。

然而，应该明白，这里的教导还可以构思出这样的实施方式，其中Rake活动耙指选择决策(active finger selection decision)或者“通用”Rake耙指子集组合决策用于动态地控制过采样信号发生器14的过采样配置。这些决策以及由过采样控制器12进行的过采样信号发生器14的对应配置更新可以比每几个帧一次更频繁地出现，例如假定接收到的信号是多时隙帧时每时隙出现一次。注意：通用Rake接收机将相对大数目的耙指布置在接收到的信号的延迟分布内，并且将这些耙指的相对小的子集进行组合以使最大限度地收集期望信号能量，同时抑制有色干扰(coloredinterference)。

返回图5来看无线通信设备30的另一个实施方式。这里，缓冲器电路38位于过采样电路10之前并且由此向过采样电路10提供由接收到的信号得到的经缓冲后的采样点(即经缓冲后的OS2信号)。相反，图4所示的实施方式对由过采样电路10输出的过采样信号进行缓冲，即，OS4信号被保持在缓冲器38。在该情景中，Rake接收机电路40使用经缓冲后的OS4信号对包括在接收信号中的期望CDMA码信道进行解扩和组合。

这样，针对每个缓冲器大小的数据，发生一次过采样。虽然如此，将过采样信号发生器14配置为跳过过采样信号中下游处理不需要的输出值的产生能够通过省去不需要的计算操作而提高操作效率。然而，在图5的实施方式中，将过采样的复杂度减小为最小能够显著地影响处理效率，并且最终非常显著地影响无线通信设备30的功耗。

更具体地讲，在所示的结构中，OS2信号而非OS4信号被缓冲。假定OS4信号的输出值中的副本具有OS2信号中的输入值，所需的缓冲器38的大小可以被减小至一半。更加明显的是，过采样电路10被配置为即时内插经缓冲后的OS2信号，使得以接收信号中受关注的每个(码)信道一次的方式向Rake接收机电路40提供OS4信号。(按照需要进行即时内插)。以这种方式，通过智能地跳过OS4信号中不需要的输出值的产生所获得的效率被乘以了被解扩的独立码信道的数目。

当然，尽管以上例子安排在Rake接收机实施方式的情景中，但是内插处理的优点适用于大量各种下游处理电路，诸如信道均衡电路。与通用Rake接收机非常相似，信道均衡器利用滤波器抽头，通过利用抽头组合权重来组合不同延迟形式的接收信号，从而通过对信道失真和有色干扰进行补偿使信号质量最佳。通过知道信道均衡器的延迟排列约束(即，滤波器抽头延迟布局约束)并且参照接收信号的当前估计的多径延迟，过采样控制器12能够确定由过采样信号发生器14产生的过采样信号中不会用于信道均衡的采样相位。

返回到由过采样信号发生器14进行的过采样处理的一个或更多个实施方式的实现细节，注意到过采样信号y_l具有表示为Y(f)的频谱。假定接收到的WCDMA通信信号的相同OS2到OS4过采样，图6示出了频谱Y(f)。基于内插的过采样的一个目的在于抑制频谱中高频的那一半。

通过理想抑制高频的那一半，可以获得在图7中所示的OS4信号频谱G(f)。由具有在Y(f)的通带上增益为1并且在阻带上增益为0的任何内插滤波器可以产生期望的频谱。以上关于h_i的约束还指示出滤波器具有所谓的乃奎斯特响应，即关于该点180度旋转对称(对于WCDMA信号例子，这意味着f＝3.84MHz，增益＝1.0)。这种滤波器的一个例子是具有合适剩余带宽的RC滤波器，但是本领域技术人员将会明白对这种滤波器的任何实际(有限)近似将会在频域中引入一些失真。

因此，在过采样信号发生器14的内插滤波器实施方式中，内插滤波器可以被配置为具有有限滤波器长度，其中，通过使优化了期望滤波器响应的代价函数最小来确定滤波器抽头系数。例如，可以选择如下等于内插频率响应Z(f)＝Y(f)H(f)的均方误差的代价函数：

C＝∫|Z(f)-G(f)|²df                  式(3)

图8示出了Z(f)-G(f)的绝对值。

基于以上约束，设计过程寻求形式为h＝[...，0，h₃，0，h₁，0，1，h₁，0，h₃，0，...]的滤波器。代价函数的约束最小化产生了期望FIR滤波器的值。这里，系数h₃、h₅等等是自由变量，并且第一系数h₁受到下述约束：2. $\underset{i=\mathrm{1,3,5},\·\·\·}{\mathrm{\Σ}}{h}_i=1$ 即 $h_i=0.5-\underset{i=\mathrm{3,5},\·\·\·}{\mathrm{\Σ}}{h}_i.$ 在最小化处理之前，系数h_i可以初始化为相应截断的RC滤波器系数。利用这种方法，可以通过利用较少数目的自由参数来设计“有效”长度较长但实际抽头数目合理的内插滤波器，例如，长度为7的滤波器版本仅仅具有一个自由变量。

当然，滤波器长度涉及滤波器失真性能，并且零失真理论上等效于无限滤波器长度。在具有以上数值的情景中，最简单的长度为3的滤波器(实现每个输出OS4采样点的2个乘累加(MAC)，没有自由变量)导致大约-10.6dB的失真，而长度为7的滤波器(每个输出采样点4个MAC，1个自由变量)导致-19.7dB的失真，而长度为11的滤波器(每个输出采样点6个MAC)导致-27.4dB的失真。

尽管以上滤波器响应优化例子是指从OS2到OS4内插WCDMA信号(2×内插)的特定情况，但是本领域技术人员将会立即明白类似处理可以应用到其它情况，诸如OS2到OS8(4×内插)。广泛地讲，在滤波器结构约束归纳为滤波器响应在下标为内插率整数倍时等于零的任何情况下，可以应用优化方案。

不管以上滤波器响应优化教导是否应用到过采样信号发生器14，可以注意到当以低信号质量进行操作时，与接收到的干扰分量相比较，由滤波器失真导致的信号衰减增加可以忽略。由此，可以应用低阶和低质量内插滤波器，从而节省额外功率。因此，这里的一个教导在于：过采样控制器12可以被配置为根据信号质量而改变过采样信号发生器14中的内插滤波器的有效长度。

在一个或更多实施方式中，过采样信号发生器14被实现为具有可编程或以其它方式可配置的数目的活动抽头的内插滤波器。通过这种结构，过采样控制器12从质量估计电路48接收信号质量信息(例如，信号与干扰噪声比(SINR：signal-to-noise and interference ratio))，并且然后调整过采样信号发生器14的内插滤波器长度。更具体地讲，对于更高信号质量，过采样控制器12增大由过采样信号发生器14使用的内插滤波器长度，并且对于较低信号质量，过采样控制器12减小由过采样信号发生器14使用的内插滤波器长度。

基于上述内容，这里的教导公开了一种通过下述方式高效地产生过采样信号的方法和对应电路：确定过采样信号中不会被该过采样信号的下游处理使用的采样相位并且对于过采样信号跳过与不会被使用的采样相位相对应的输出值的产生。在通信接收机应用中，可以从接收到的通信信号采样点得到过采样信号，并且参照接收信号的当前估计的多径延迟，可以通过与过采样信号的下游处理相关联的已知处理延迟分配约束确定不会被使用的相位。当然，这些教导用作这里教导的有效信号过采样的非限制性例子。

因而，本发明不限于上述描述和附图。相反，本发明仅仅由权利要求书及其合理等同物进行限定。

Claims (24)

1、一种有效产生过采样信号的方法，该方法包括以下步骤：

确定过采样信号中不会被该过采样信号的下游处理使用的采样相位；以及

对于所述过采样信号，跳过与不会被使用的采样相位相对应的输出值的产生。

2、根据权利要求1所述的方法，该方法还包括以下步骤：对于所述过采样信号，跳过已经出现在输入数据流中的输出值的产生，其中所述过采样信号是从该输入数据流得到的。

3、根据权利要求1所述的方法，该方法还包括以下步骤：根据与输入数据流关联的信号质量估计，控制用于产生所述过采样信号的内插滤波器的滤波器长度，其中所述过采样信号是从该输入数据流得到的。

4、根据权利要求1所述的方法，该方法还包括以下步骤：基于优化了用于产生所述过采样信号的内插滤波器的期望响应的代价最小函数，计算该内插滤波器的滤波器抽头系数。

5、根据权利要求1所述的方法，其中，确定过采样信号中不会被该过采样信号的下游处理使用的采样相位这一步骤包括以下步骤：参照接收到的通信信号的当前估计出的多径延迟，确定所述过采样信号中哪些采样相位将不会被具有已知处理延迟分配约束的下游处理电路使用，其中所述过采样信号是从所述接收到的通信信号得到的。

6、根据权利要求5所述的方法，其中，确定所述过采样信号中哪些采样相位将不会被具有已知处理延迟分配约束的下游处理电路使用这一步骤包括以下步骤：对于下游耙式接收机电路，确定所述过采样信号中哪些采样相位与不会被使用的耙式耙指布局相对应。

7、根据权利要求5所述的方法，其中，确定所述过采样信号中哪些采样相位将不会被具有已知处理延迟分配约束的下游处理电路使用这一步骤包括以下步骤：对于下游信道均衡电路，确定所述过采样信号中哪些采样相位与不会被使用的信道均衡滤波器抽头布局相对应。

8、根据权利要求5所述的方法，该方法还包括以下步骤：响应于所述接收到的通信信号的当前估计出的多径延迟的更新，对不会被使用的采样相位的确定进行更新。

9、根据权利要求1所述的方法，其中，所述过采样信号是从接收到的宽带码分多址接入(WCDMA)的采样点得到的。

10、根据权利要求1所述的方法，该方法还包括以下步骤：对所述接收到的WCDMA信号的采样点进行缓冲并且根据需要利用所缓冲的采样点产生所述过采样信号。

11、一种用于有效地产生过采样信号的过采样电路，所述过采样电路包括一个或更多个处理电路，该一个或更多个处理电路被配置为：

确定过采样信号中不会被该过采样信号的下游处理使用的采样相位；以及

对于所述过采样信号，跳过与不会被使用的采样相位相对应的输出值的产生。

12、根据权利要求11所述的内插电路，其中，所述一个或更多个处理电路包括过采样控制器和过采样信号发生器，其中，所述过采样控制器被配置为确定所述不会被使用的采样相位，所述过采样信号发生器由所述过采样控制器以能够工作的方式控制以：对于过采样信号，跳过与所述不会被使用的采样相位相对应的输出值的产生。

13、根据权利要求12所述的内插电路，还包括下游处理电路，该下游处理电路被配置为处理所述过采样信号并且以通信的方式耦接到所述过采样控制器和所述过采样信号发生器中的至少一个。

14、根据权利要求12所述的内插电路，其中，所述过采样控制器包括内插滤波器控制器，并且所述过采样信号发生器包括内插滤波器。

15、根据权利要求11所述的内插电路，其中，所述一个或更多个处理电路被配置为：对于所述过采样信号，跳过已经出现在输入数据流中的输出值的内插，其中所述过采样信号是从该输入数据流得到的。

16、根据权利要求11所述的内插电路，其中，所述一个或更多个处理电路被配置为：根据与输入数据流关联的信号质量估计，控制用于产生所述过采样信号的内插滤波器的滤波器长度，其中所述过采样信号是从所述输入数据流得到的。

17、根据权利要求11所述的内插电路，其中，所述一个或更多个处理电路被配置为：基于优化了用于产生所述过采样信号的内插滤波器的期望响应的代价最小函数，计算该内插滤波器的滤波器抽头系数。

18、根据权利要求11所述的内插电路，其中，所述一个或更多个处理电路被配置为：基于接收到的通信信号的当前估计出的多径延迟和与被配置为处理所述过采样信号的下游处理电路相关联的已知处理延迟分配约束，确定所述过采样信号中不会被所述过采样信号的下游处理使用的采样相位，所述过采样信号是从所述接收到的通信信号得到的。

19、根据权利要求18所述的内插电路，其中，所述下游处理电路包括耙式接收机电路，该耙式接收机电路包括所述内插电路，或者该耙式接收机电路与所述内插电路相关联，并且其中，所述内插电路确定所述过采样信号中哪些采样相位与不会被使用的耙式耙指布局相对应。

20、根据权利要求18所述的内插电路，其中，所述下游处理电路包括信道均衡电路，该信道均衡电路包括所述内插电路，或者该信道均衡电路与所述内插电路相关联，并且其中，所述内插电路确定所述过采样信号中哪些采样相位与不会被使用的信道均衡滤波器抽头布局相对应。

21、根据权利要求18所述的内插电路，其中，所述一个或更多个处理电路被配置为：响应于对所述接收到的通信信号的当前估计出的多径延迟的更新，而对不会被使用的采样相位的确定进行更新。

22、根据权利要求11所述的内插电路，其中，所述输入数据流包括接收到的宽带码分多址接入(WCDMA)信号的采样点，并且其中，所述内插电路包括用于缓冲所述采样点的缓冲器，或者所述内插电路与用于缓冲所述采样点的缓冲器相关联，并且所述内插电路被配置为按照需要利用经缓冲后的采样点来产生所述过采样信号。

23、一种包括权利要求11所述的内插电路的无线通信设备。

24、一种无线通信设备，该无线通信设备包括：

过采样信号发生器，其被配置为由输入数据采样点产生过采样信号，该输入数据采样点是由接收信号得到的；

接收信号处理电路，其被配置为以规定的处理延迟排列来处理所述过采样信号；以及

过采样控制器，其被配置为：识别所述内插信号中不会被所述接收信号处理电路使用的采样相位，并且控制所述过采样信号发生器滤波器，以跳过所述过采样信号中与不会被使用的采样相位对应的输出值的产生。

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