CN101529844A - 无线通信系统中用于载波频率偏移量估计和帧同步的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本文中公开了一种用于执行载波频率偏移量估计和帧同步的方法。在一种办法中，该方法包括对至少一个估计信道抽头执行一级鉴频以生成鉴频值；根据鉴频值估计相位误差；以及，根据鉴频值检测预定帧同步图案。本文中还描述了具有用于执行该方法的代码的计算机程序产品以及用于执行该方法的无线通信设备。

Description

无线通信系统中用于载波频率偏移量估计和帧同步的方法和设备

根据35U.S.C.§119要求优先权

本专利申请要求于2006年10月26日提交且被转让给本发明受让人并因而被明确援引纳入于此的题为“Signal Acquisition(信号捕获)”的临时申请No.60/854,877的优先权。

背景

领域

本公开系统一般涉及无线通信系统中用于信号捕获的系统，尤其涉及无线通信系统中用于载波频率偏移量估计和帧同步的方法和设备。

背景

无线组网系统已经变成世界上一大群人藉此得以通信的盛行手段。无线通信设备已经变得越来越小并且越来越强大以满足消费者的需要，包括便携性和便利性的改进。用户已发现诸如蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、笔记本计算机等无线通信设备的许多用途，并且这些用户要求可靠的服务和扩大的覆盖区域。

无线通信网络通常被用来传达信息，不管用户位于何处(建筑内部或外部)以及用户是不动的还是正移动(例如，在交通工具中、正步行)。一般地，无线通信网络通过移动设备与基站或接入点通信来建立。接入点覆盖一地理区域或蜂窝小区，并且移动设备在被操作时其可进入或离开这些地理蜂窝小区。为达成不中断的通信，移动设备被指派其已进入的蜂窝小区的资源并且被解指派其已离开的蜂窝小区的资源。

还可以不利用接入点而是单单利用对等通信来构建网络。在进一步的实施例中，网络可包括接入点(基础设施模式)和对等通信两者。这些类型的网络被称为自组织(ad hoc)网络。自组织网络可以是自配置的，从而当移动设备(或接入点)接收来自另一个移动设备的通信时，该另一个移动设备被添加到该网络。当移动设备离开该区域时，它们被动态地从该网络移除。由此，网络的格局可不断改变。在多跳拓扑结构中，传输通过数个跳跃或段被转送，而非直接从发送方到接收方。

诸如WiMedia超宽带(UWB)通用无线电平台之类的超宽带技术具有最优化无线个人区域网(WPAN)内的多媒体设备之间的无线连通性的固有能力。无线标准的目标是满足诸如低成本、低功耗、小形态因素、高带宽和多媒体服务质量(QoS)支持等要求。

WiMedia UWB通用无线电平台提出分布式介质接入技术，其提供了操作同一个网络中的不同无线应用的解决方案。WiMedia UWB通用无线电平台纳入基于多频段正交频分复用(MB-OFDM)的媒体接入控制(MAC)层和物理(PHY)层规范。WiMedia MAC和PHY规范被有意地设计成适应由全球制定规章的机构设置的各种要求。需要满足各个国家的规章制度的制造商由此可容易并具成本效率地这样做。WiMedia UWB尝试实现的一些其他应用友好特征包括每节点复杂程度的降低、长电池寿命、支持多功率管理模式以及更高的空间容量。

WiMedia UWB顺应性接收机必须在提供大的带宽的同时应付来自现有无线服务的干扰。同时，它们必须用非常低的发射功率来执行。操作环境中的接收机所面临的一个挑战是信号的捕获，以及作为其一部分，估计载波频率偏移量和发射信号中的帧的帧检测。

因此，本领域中需要能满足上述挑战。

概述

目前所描述的办法涉及载波频率偏移量估计和帧同步。在一种办法中，描述了一种用于执行组合的载波频率偏移量估计和帧同步的方法，包括对至少一个估计信道抽头执行一级鉴频以生成鉴频值；根据鉴频值估计相位误差；以及，根据估计相位误差确定预定帧同步图案。

在另一种办法中，描述了一种用于执行组合的载波频率偏移量估计和帧同步的设备，包括用于对至少一个估计信道抽头执行一级鉴频以生成鉴频值的装置；用于根据鉴频值估计相位误差的装置；以及，用于根据估计相位误差确定预定帧同步图案的装置。

在又一种办法中，描述了一种无线通信设备。远程站设备包括天线；耦合至天线的接收机，该接收机具有配置成执行用于执行组合的载波频率偏移量估计和帧同步的方法的电路，该方法包括对至少一个估计信道抽头执行一级鉴频以生成鉴频值；根据鉴频值估计相位误差；以及，根据估计相位误差确定预定帧同步图案。

在又一种办法中，描述了一种计算机程序产品。该计算机程序产品包括计算机可读介质，其具有：用于使计算机对至少一个估计信道抽头执行一级鉴频以生成鉴频值的代码；用于使计算机根据鉴频值估计相位误差的代码；以及，用于使计算机根据估计相位误差确定预定帧同步图案的代码。

附图简要描述

图1是示例性自组织无线网络的框图；

图2是示例性无线终端设备的框图；

图3是遵守WiMedia超宽带(UWB)标准的分组结构；

图4是UWB谱的全球分配的图表；

图5是图3的分组的前同步码结构；

图6是图5的前同步码结构的分组/帧同步序列发生器的框图；

图7是用于生成前同步码图案的基序列的非周期性自相关函数的标绘；

图8是用于生成基序列的分级基序列发生器的框图；

图9是图7的基序列与图8的相应分级基序列之间的非周期性互相关的标绘；

图10是图7的基序列与相应基序列的经舍入版本之间的非周期性互相关的标绘；

图11是图解用于时-频码(TFC)-1和TFC-2的捕获/同步过程的时间线；

图12是图解用于TFC-3和TFC-4的捕获/同步过程的时间线；

图13是图解用于TFC-5、TFC-6和TFC-7的捕获/同步过程的时间线；

图14是图解用于TFC-8、TFC-9和TFC-10的捕获/同步过程的时间线；

图15是同步器的框图，该同步器包括分组检测模块、时基估计模块和载波频率偏移量(CFO)估计及帧同步模块；

图16是实现图15的同步器的CFO估计及帧同步模块的CFO估计器和帧同步器的框图；

图17是用于TFC-1和TFC-2的CFO估计及帧同步处理器的框图；

图18图解用于TFC-1和TFC-2的帧同步检测的操作；

图19是用于TFC-3和TFC-4的CFO估计及帧同步处理器的框图；

图20是用于TFC-5、TFC-6和TFC-7的CFO估计及帧同步处理器的框图；

图21图解用于TFC-5、TFC-6和TFC-7的帧同步检测的操作；

图22是用于TFC-8、TFC-9和TFC-10的CFO估计及帧同步处理器的框图；

图23图解用于TFC-8、TFC-9和TFC-10的帧同步检测的操作；

图24是图15的同步器的匹配滤波器的第一示例性实现；

图25是图15的同步器的匹配滤波器的第二示例性实现；以及，

图26是用于实现滑动窗的L抽头多径能量组合器的示例性实现。

详细描述

现在参照附图描述各种实施例。在以下描述中，出于解释目的阐述了众多的具体细节以图提供对一个或多个方面透彻的理解。但是显而易见的是，没有这些具体细节也可实践此类实施例。在其它实例中，以框图形式示出公知的结构和设备以便于描述这些实施例。

如在本申请中所使用的，术语“组件”、“模块”、“系统”等旨在指示计算机相关实体，或者硬件、固件、软硬件组合、软件，或执行中的软件。例如，组件可以是但不限于在处理器上运行的进程、处理器、对象、可执行件、执行的线程、程序、和/或计算机。作为说明，在计算设备上运行的应用和该计算设备两者皆可以是组件。一个或多个组件可驻留在执行的进程和/或线程中，且组件可以局部化在一台计算机上和/或分布在两台或多台计算机之间。此外，这些组件可从其上存储着各种数据结构的各种计算机可读介质来执行。各组件可借助于本地和/或远程进程来通信，诸如根据具有一个或多个数据分组的信号(例如，来自通过该信号与本地系统、分布式系统中的另一组件交互、和/或在诸如因特网之类的网络上与其它系统交互的一个组件的数据)。本文中使用措词“示例性”来表示“起到示例、实例、或例示的作用”。本文中描述为“示例性”的任何实施例不必被解释为优于或胜过其他实施例。

此外，本文中结合用户设备来描述各种实施例。用户设备也可被称为系统、订户单元、订户站、移动站、移动台、远程站、接入点、远程终端、接入终端、终端设备、手持机、主机、用户终端、终端、用户代理、无线终端、无线设备、或用户装备。用户设备可以是蜂窝电话、无绳电话、会话发起协议(SIP)话机、无线本地环路(WLL)站、个人数字助理(PDA)、具有无线连接能力的手持式设备、或连接到无线调制解调器的其他处理设备。在某些实施例中，用户设备可以是例如附连有UWB调制解调器的消费者电子设备，诸如打印机、相机/可携式摄像机、音乐播放器、单独的磁性或闪存设备、或其他具有内容存储的AV装备。

而且，本文中所描述的各个方面或特征可使用标准编程和/或工程技术实现为方法、装置、或制品。如在本文中使用的术语“制品”旨在涵盖可从任何计算机可读设备、载体、或媒介获访的计算机程序。例如，计算机可读介质可包括但不限于磁存储设备(例如，硬盘、软盘、磁条...)、光盘(例如，压缩盘(CD)、数字多功能盘(DVD)...)、智能卡、和闪存设备(例如，记忆卡、记忆棒、钥匙型驱动器...)。

各种实施例将以可包括数个设备、组件、模块等的系统的方式来呈现。将理解和领会，各种系统可包括其他设备、组件、模块等，和/或可以并不包括结合附图所讨论的所有设备、组件、模块等。也可以使用这些办法的组合。

现参考附图，图1图解示例自组织无线网络100。无线网络100可包括任何数目的进行无线通信的移动设备或节点，出于说明的简便性图解了其中4个。移动设备可以是例如蜂窝电话、智能电话、膝上型设备、手持式通信设备、手持式计算设备、卫星无线电、全球定位系统、个人数字助理(PDA)、和/或适于在无线网络100上通信的其他设备。无线网络100还可以包括一个或多个基站或接入点(未图示)。

在无线网络100中，终端设备112被示为经由通信链路120与终端设备114通信以及经由通信链路112与终端设备116通信。终端设备116也被示为经由通信链路124与终端设备118通信。终端设备112、114、116和118可根据图2中所示的终端设备200的可能配置的示例性简化框图来构建和配置。如本领域技术人员将领会的，终端设备200的精确配置可取决于具体应用和总体设计约束而变化。处理器202可实现本文中所公开的系统和方法。

终端设备200可被实现为具有耦合至天线206的前端收发机204。基带处理器208可被耦合至收发机204。基带处理器308可被实现为具有基于软件的体系结构或其他类型的体系结构，诸如硬件或硬件与软件的组合。可以使用微处理器来作为运行除其他功能外还提供控制和整个系统管理功能的软件程序的平台。数字信号处理器(DSP)可被实现为具有嵌入式通信软件层，其运行专用算法来减少对微处理器的处理需求。可以利用DSP来提供各种信号处理功能，诸如信标信号捕获、时间同步、频率跟踪、扩频处理、调制和解调功能、以及前向纠错。

终端设备200还可以包括耦合至基带处理器208的各种用户接口210。用户接口210可包括键板、鼠标、触摸屏、显示器、响铃器、振动器、音频扬声器、话筒、相机、存储和/或其他输入/输出设备。

基带处理器208包括处理器202。在基带处理器208的基于软件的实现中，处理器202可以是在微处理器上运行的软件程序。然而，如本领域技术人员将容易领会的，处理器202并不被限定于本实施例，并且可由本领域已知的任何手段来实现，包括任何硬件配置、软件配置、或其能够执行本文中所描述的各种功能的组合。处理器202可以被耦合至用于数据存储的存储器212。还可以如图2中所示地提供用于执行应用操作系统和/或单独应用的应用处理器214。应用处理器214被示为耦合至基带处理器208、存储器212、和用户接口210。

图3图解遵守由ECMA国际在标准ECMA-368，“高速率超宽带PHY和MAC标准”(2005年12月)中颁布的针对高速率短程无线通信的WiMedia超宽带(UWB)物理层(PHY)和媒体接入层(MAC)标准的分组的分组结构300。

该ECMA标准为利用未被许可的3,100-10,600MHz频带、支持53,3Mb/s、80Mb/s、106,7Mb/s、160Mb/s、200Mb/s、320Mb/s、400Mb/s、和480Mb/s的数据率的无线个人区域网(PAN)指定了UWB PHY。UWB谱被划分成14个频段，其中每一个具有528MHz的带宽。前12个频段随后被编组为各由3个频段组成的4个频段群，并且最后2个频段被编组为第五频段群。图4图解UWB谱的全球分配。

此ECMA标准指定了用以传送信息的多频段正交频分调制(MB-OFDM)方案。每频段使用总共110个副载波(100个数据载波和10个保护载波)来传送信息。此外，12个导频副载波允许相干检测。频域扩展、时域扩展、和前向纠错(FEC)编码被用于改变数据率。所使用的FEC是编码率为1/3、1/2、5/8和3/4的卷积码。

经编码数据随后时域时-频码(TFC)来扩展。在一种办法中，如由ECMA标准所颁布的，有两种类型的时-频码(TFC)：一种是经编码信息在3个频段上被交织，称为时-频交织(TFI)；以及一个是经编码信息在单个频段上被传送，称为固定频率交织(FFI)。

在前4个频段群中的每一个内，定义了使用TFI的4个时-频码和使用FFI的3个时-频码；藉此提供对每频段最多达7个信道的支持。对于第五频段群，定义了使用FFI的两个时-频码。该ECMA标准总共指定了30个信道。

图5图解图3的WiMedia UWB分组的标准前同步码结构。该前同步码包含总共30个OFDM码元。头24个前同步码码元用于分组检测、时基估计、CFO估计和帧同步。信道估计使用最后6个前同步码码元。

图6是包括扩展器602的前同步码码元发生器600的框图，图解了可如何生成前同步码码元的一种办法，其中：

1.对于给定时-频码(TFC)(即1-10，称为TFC-1到TFC-10)，选择时域基序列s_基[m]，m＝0，1，…，127以及二进制覆盖序列s_覆盖[n]＝±1，n＝0，1，…，23。二进制覆盖序列被用作用于确定分组/帧同步序列的结束的定界符。

2.在基序列的结束处填37个0以形成经扩展的序列s_扩展[k]，k＝0，1，…，164。

3.使用扩展器602以经扩展的基序列来扩展覆盖序列。第n个前同步码码元的第k个采样给出为：

s_同步，n[k]＝s_覆盖[n]×s_扩展[k]，k＝0，1，…，164，n＝0，1，…，23。

图7图解对应于TFC-1的基序列s_基[m]的非周期性自相关。其他基序列可具有类似的自相关函数。在一种同步办法中，利用了该卓越的自相关性质。例如，基序列由图8中所示的分级基序列发生器800生成。使用分级序列的基本前提是将发射机处的编码过程划分为分级结构，从而降低在接收机处的解码过程的复杂性。参考附图，用扩展器802以第二个二进制序列{b[k]，k＝0，2，…，7}来扩展第一个二进制序列{a[k]，k＝0，2，…，15}以生成长度为128的中间序列(也被称为二进制分级序列)C{c[k]，k＝0，2，…，127}。随后，在使用FFT模块804对中间序列C取快速傅立叶变换(FFT)并使用频域整形模块806在频域中整形该序列之后，经由快速傅立叶逆变换(IFFT)模块808将该序列变换回时域以获得基序列s_基[m]。对应于这10个基序列中的每一个存在二进制序列{a[k]}和{b[k]}的唯一性集合。

图9图解了用于TFC-1的基序列s_基[m]与使用分级基序列发生器800生成的相应中间序列C{c[k]}之间的非周期性互相关。此互相关性质指示当在接收机处采用匹配滤波器时，基序列可被替换成二进制序列C来作为滤波器系数。在如以下所图解的一种办法中，可以高效率地使用二进制序列C的分级结构来简化接收机中用于同步的硬件。进一步，将前同步码基序列的经舍入版本用作匹配滤波器系数也会是有利的。图10图解了用于TFC-1的基序列s_基[m]与相应基序列的经舍入版本之间的非周期性互相关。

作为同步概览，图11-14图解对应所有TFC的同步和捕获时间线。具体地，图11图解对应TFC-1和TFC-2的捕获时间线1100；图12图解对应TFC-3和TFC-4的捕获时间线1200；图13图解对应TFC-5、TFC-6和TFC-7的捕获时间线1300；以及图14图解对应TFC-8、TFC-9和TFC-10的捕获时间线1400。

首先参照图11，主要同步任务可被分成3个单独部分：

1.分组检测。

2.时基估计。

3.载波频率偏移量(CFO)估计和帧同步。

如以上所讨论的，ECMA标准提供多个频段，以及如从对应所有TFC的时间线看出的，接收机在断言分组检测之前将默认停留在频段1上。这是因为在分组检测之前，接收机不具有关于用以切换到其他频段的正确时基的知识(若其处于TFI模式)。由此，频段1中的头3个前同步码码元将被消耗用于分组检测。一旦分组检测已完成，下一个阶段即时基估计被启用，并且接收机将扫描频段1中的下一个前同步码码元以确定用于OFDM码元的最优FFT窗。在对频段1的时基估计已完成(例如，时基已被恢复)之后，接收机将具有足以知道根据TFC切换到其他频段的信息，并且自动增益控制(AGC)增益估计将被执行。在决定AGC之后，前同步码码元的剩余部分将被用于CFO估计和帧同步检测。每当检测到帧同步，CFO估计的最终输出将被发送给相位旋转器，并且接收机将进行信道估计。

图15图解用于执行主要同步任务的同步器1500。同步器1500包括可变增益放大器(VGA)模块1502、模数转换器(ADC)1504、匹配滤波器(MF)1506、平方单元1508、分组检测模块1510、时基估计模块1540和CFO估计及帧同步模块1570。

如以上所讨论的，MF 1506的系数{q[k]，k＝0，2，…，127}可被选为或者二进制序列{c[k]，k＝0，2，…，127}或者经舍入前同步码基序列{round(s_基[k])，k＝0，2，…，127}。然而由于二进制序列{c[k]}的分级结构，MF1506的实现可如图17的二进制分级序列MF 1700所示地被简化；而对于经舍入版本，有限冲激响应(FIR)实现MF 1800在图18中示出，其在一种办法中是有127个抽头延迟线的FIR滤波器。

在舍入办法中，匹配滤波器系数q[k]，k＝0，2，…，127被设为前同步码基序列的经舍入版本Round(s_基[k])。如对所有前同步码基序列观察到的，Round(s_基[k])仅从{±2，±1，0}取值，这有助于降低硬件复杂性，因为乘以2可便利地实现为左移1位。另外，如图10中可见，Round(s_基[k])与基序列s_基[k]维持良好的互相关性质。用于匹配滤波器实现的这两种不同方法的复杂性总结在下表中：

匹配滤波器类型	实数乘法次数	实数加法次数	LUT大小(比特)
				二进制分级	0	22	10*(16+8)＝240
经舍入基序列	0	127	10*128*3＝3840

表1：匹配滤波器实现比较。

操作次数是针对一个采样持续期T_采样＝1/528MHz＝1.89ns内的或者I或者Q支路。对于每一种办法，基准序列可被存储在具有表1中所列出的大小的查找表(LUT)中。

MF 1506的输出由平方单元1508处理。将接收到的采样记为r[n]，匹配滤波器输出的幅值平方可表达为：

$R\left[n\right]={\left|\underset{k=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}r\right[n+k]\·q[k\left]\right|}^2,$

注意可以执行等增益组合(EGC)运算以收集来自多径信道的能量：

$D\left[n\right]=\underset{m^{\′}=n}{\overset{n+N-1}{\mathrm{\Σ}}}R\left[m^{\′}\right],$

其中N是被组合的连贯路径的数目，以及是D[n]滑动窗输出。EGC可被实现为如图19中所示的L抽头多径能量组合器1900。L抽头多径能量组合器1900允许向每一个抽头指派不同的权重。EGC运算的结果可被分组检测模块1510和时基估计模块1540使用。

如所讨论的，同步过程中的第一步骤是分组检测模块1510检测有效分组的存在性。分组检测模块1510在已检测到有效分组后将向时基估计模块1540断言分组检测信号。具体地，一旦断言分组检测(即，分组检测模块1510已通过将检测_标记设为逻辑真来指示了已检测到分组)，时基估计模块1540就被启用。随后，时基估计模块1540捕获时基，并向CFO估计及帧同步模块1570断言码元_同步信号。

图16图解可为CFO估计及帧同步模块1570实现的示例性CFO估计器及帧同步器1600。CFO估计器及帧同步器1600包括采样器1602、分用器1604和复用器1606、以及多个CFO估计器和帧同步器子模块1610、1620、1630、1640。分用器1604和复用器1606基于TFC将选择性信号从MF 1506路由到多个CFO估计及帧同步处理器1610、1620、1630、1640中的每一个。在一种办法中，不直接使用接收到的信号，而是代之使用MF 1506的输出来执行CFO估计并利用10·log₁₀128＝21dB的处理增益。

图17图解用于TFC-1和TFC-2的CFO估计及帧同步处理器1610。该处理器的操作对于TFC-1和TFC-2是相同的。首先确定频率，其中将初始CFO记为ΔF_i＝f_T，i-f_R，i，其中f_T，i和f_R，i是发射机和接收机对于频段i，i＝1，2，3的本机频率。频率误差对于相干地累积128个OFDM采样引入可忽略的损耗。由此，对于频段i中的第n个前同步码码元，MF 1506的第m个输出近似为：

                            n＝0，1，…，7；i＝1，2，3。

其中t_3n+i，m是对应于f_i[n，m]的采样时间，w_MF是噪声项，以及h_i[m]是对应频段i的第m个信道抽头系数。

根据从时基估计模块1540获得的码元_同步信息，对于来自MF 1506的每165个输出，选择33个连贯采样作为鉴频器(FD)的输入。在一种办法中，码元_同步信息标识这33个连贯采样中的第一个采样。在另一种办法中，这些采样不必为连贯的，并且还可以包括不同数目的采样。

FD计算同一个频段中的两个连贯前同步码码元的MF 1506输出之间的互相关。

$Q_i[n,m]=f_i[(n+1),m]f_i^{*}[n,m]$

${\left|h_i\right[m\left]\right|}^2\exp (j2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δ}{F}_i\·{\mathrm{PT}}_s)+w_{\mathrm{FD}}$

其中T_s＝1/(528MHz)是采样周期，w_FD是来自FD的噪声项，以及P＝3×165＝495是延迟。通过累积33个连贯FD输出，该系统就能获得：

$V_i\left[n\right]=\underset{m=0}{\overset{32}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_i[n,m_0+m]$

$\left(\underset{k=0}{\overset{32}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_i\right[m_0+m\left]\right|}^2\right)\exp (j2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δ}{F}_i\·{\mathrm{PT}}_s)+w_{\mathrm{AC}}$

其中w_AC是来自累积的噪声项，以及m₀是通过时基估计获得的开始索引。注意，发现m₀初始用于使对应频段1所收集的总信道能量

最大化，但以可忽略的损耗应用于频段2和3。下表列出用于标准前同步码的覆盖序列：

m	用于TFC 1、2的s覆盖[m]	用于TFC 3、4的s覆盖[m]	用于TFC 5、6、7的s覆盖[m]	用于TFC 8、9、10的s覆盖[m]
					0	1	1	-1	1
1	1	1	-1	1
					2	1	1	-1	-1
3	1	1	-1	-1
					4	1	1	-1	1
5	1	1	-1	1
					6	1	1	-1	-1
7	1	1	1	-1
					8	1	1	-1	1
9	1	1	-1	1
					10	1	1	1	-1
11	1	1	-1	-1
					12	1	1	-1	1
13	1	1	1	1
					14	1	1	-1	-1
15	1	1	-1	-1
					16	1	1	1	1
17	1	1	-1	1
					18	1	1	-1	1
19	1	-1	1	1
					20	1	1	-1	1
21	-1	-1	1	1
					22	-1	1	1	-1
23	-1	-1	1	-1

表2：用于标准前同步码的覆盖序列

对于帧同步检测，如表2中所见，用于TFC-1和TFC-2的覆盖序列除对于这三个频段的每一者之中的最后一个码元之外维持+1。这三个频段中的覆盖序列的符号翻转助益于检测头24个前同步码码元的结束并生成帧_同步信号。

然而，如还从V_i[n]的上式可见的，归因于CFO的相位旋转为2πΔF_iPT_s，并且该相位旋转对于有总共40ppm偏移的频段12(在频段群(BG)4中)取其最大可能值：

θ_max＝2π×(9240MHz×40ppm)×(3×165)×(1/528MHz)＝124.74°

θ_max的此值指示以下各项：

-首先，由于|θ_max|＜π，因此其保证了对于所有BG，CFO估计不存在“±2nπ”模糊性，即，所估计的CFO是整个CFO，而非其分数。

-其次，由于|θ_max|可取大于π/2的值，因此其仅通过检查变量V_i[n]即使在无噪声场景中也不足以测试以下两个假言：

H0：CFO(仅θ)

H1：CFO以及覆盖序列符号翻转(θ+π)

为了成功检测符号翻转，使用二级鉴频器：

Z_i[n]＝V_i[n+1]·(V_i[n])^*，n＝0，1，…，5，

其在图18的帧同步检测过程1800中图解。第一行代表用于这三个频段中的任一个的覆盖序列(注意，用于所有这三个频段的覆盖序列是相同的)。第二行示出与第一级FD输出相关联的相位(对于高BG，注意θ与θ+π之间的模糊性)，以及第三行示出与第二级FD输出相关联的相位。

每一个频段中覆盖序列的结束由第二级FD来检测：

帧_同步信号基于来自这三个频段的多数投票来生成，即，每当这三个频段的至少两个输出指示覆盖序列的结束时，就断言帧_同步＝+1并且将接收机切换到信道估计模式。多数投票可便利地实现为：

对于CFO估计，对这三个频段中的每一个，第一级FD输出V_i[n]被累积：

其中n_i是频段i中累积的初始值为

的开始码元索引。该累积继续直至该频段中的覆盖序列的结束被检测到(cfo_est_ctrl_i＝-1)。随后V_i由arctan(·)运算处理以计算角度：

以及频率偏移量的估计可计算为：

$\widehat{\mathrm{\δ}}=\frac{1}{3}\·\frac{1}{2\mathrm{\πP}{T}_s{F}_0}[\frac{{\widehat{\mathrm{\θ}}}_1}{{\mathrm{\α}}_1}+\frac{{\widehat{\mathrm{\θ}}}_2}{{\mathrm{\α}}_2}+\frac{{\widehat{\mathrm{\θ}}}_3}{{\mathrm{\α}}_3}],$

其中F₀＝4224MHz是振荡器基频，以及系数α_i被定义为中心频率F_i与基频F₀之比。

对于这三个频段中的每一个的频率误差的最终估计给出为：

$\mathrm{\Δ}{\hat{F}}_i=\widehat{\mathrm{\δ}}{\mathrm{\α}}_i{F}_0,i=\mathrm{1,2,3}$

以及每采样相位误差为：

${\mathrm{\ω}}_i=2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δ}{\hat{F}}_i\·T_s=\frac{{\mathrm{\α}}_i}{3P}[\frac{{\widehat{\mathrm{\θ}}}_1}{{\mathrm{\α}}_1}+\frac{{\widehat{\mathrm{\θ}}}_2}{{\mathrm{\α}}_2}+\frac{{\widehat{\mathrm{\θ}}}_3}{{\mathrm{\α}}_3}],i=\mathrm{1,2,3}.$

最终，相位误差被发送给相位旋转器以校正任何频率误差。

图19图解实现用于TFC-3和TFC-4的CFO估计及帧同步处理器1620的示例性CFO估计及帧同步处理器1900。由于处理器针对TFC-3和TFC-4的操作相同，因此出于说明简单性，描述将集中在TFC-3上。

对于TFC-3和TFC-4的鉴频，在一种办法中使用两个一级鉴频器(FD)来满足目标CFO估计性能。第一FD计算同一个频段中的两个毗连前同步码码元的MF 1506输出之间的互相关。

$Q_i^{\left(1\right)}[n,m]=f_i[(2n+1),m]f_i^{*}[2n,m]$

${\left|h_i\right[m\left]\right|}^2\exp (j2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δ}{F}_i\·P_1{T}_s)+w_{\mathrm{FD}},$

n＝0，1，2，3；i＝1，2，3

其中f_i[2n，m]和f_i[(2n+1)，m]是对应频段i中的第(2n)和第(2n+1)个前同步码码元的来自MF的第m个输出；以及P₁＝165是延迟。根据图12的时间线，上式中所涉及的码元对被列出如下：

频段索引i    码元对

1            19和20

2            15和16、21和22

3            17和18、23和24

通过累积来自第一FD的33个连贯输出，就获得：

$V_i^{\left(1\right)}=\underset{m=0}{\overset{32}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_i^{\left(1\right)}[n,m_0+m]$

$\left(\underset{k=0}{\overset{32}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_i\right[m_0+m\left]\right|}^2\right)\exp (j2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δ}{F}_i\·P_1{T}_s)+w_{\mathrm{AC}}$

第二FD计算MF 1506针对码元15和20(频段2)、码元17和23(频段3)的输出之间的互相关。注意为了这样做，MF 1506针对码元15(频段2)和码元17(频段3)的输出被存储在两个缓冲器中，缓冲器各自的大小为33个复数。通过累积来自第二FD的33个连贯输出，就获得下式：

$V_i^{\left(2\right)}=128D_0{E}_s\left(\underset{k=0}{\overset{32}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_i\right[m_0+m\left]\right|}^2\right)\exp (j2\mathrm{\π}\·\mathrm{\Δ}{F}_i\·P_2{T}_s)+w_{\mathrm{AC}},i=\mathrm{2,3}$

其中延迟变成P₂＝6×165＝990。

对于帧同步检测，再次参考表2，用于TFC-3和TFC-4的覆盖序列除对于这三个频段的每一者之中的最后一个码元之外维持+1。V_i ⁽¹⁾[n]中归因于CFO的相位旋转为2πΔF_iP₁T_s，并且其对于有总共40ppm偏移量的频段12(在BG-4中)取其最大可能值。

θ_max＝2π×(9240MHz×40ppm)×165×(1/528MHz)＝41.58°。

θ_max的值指示以下各项：

-首先，由于|θ_max|＜π，因此其保证了对于所有BG，CFO估计不存在“±2nπ”模糊性，即，所估计的CFO是整个CFO，而非其分数。

-其次，由于|θ_max|取比π/2小很多的值，因此其通过仅检查变量V_i ⁽¹⁾[n]即使在低SNR领域中也能够测试以下两个假言：

H0：CFO(仅θ)

H1：CFO以及覆盖序列符号翻转(θ+π)

每一个频段中覆盖序列的结束由第一FD来检测：

类似于TFC-1和TFC-2，帧_同步信号是基于来自三个频段的多数投票而生成的：

对于CFO估计，对频段2和频段3的第一FD输出被累积：

其中n_i是频段i中的累积的开始码元索引。该累积继续直至该频段中的覆盖序列的结束被检测到(cfo_est_ctrl_i＝-1)。注意，根据图12中所示的时间线，对于频段1仅有一个V₁ ⁽¹⁾[n]，其表现为噪声很高。由此，在我们的设计中，我们在CFO估计中不使用V₁ ⁽¹⁾[n]从而避免性能降级。V₁ ⁽¹⁾[n]仅用于检测帧同步。

最终累积结果V₂ ⁽¹⁾和V₃ ⁽¹⁾由arctan(·)运算处理以计算角度：

平均结果为：

${\mathrm{\θ}}_2^{\left(1\right)}=\frac{1}{2}[{\widehat{\mathrm{\θ}}}_2^{\left(1\right)}+\frac{{\mathrm{\α}}_2\·{\widehat{\mathrm{\θ}}}_3^{\left(1\right)}}{{\mathrm{\α}}_3}]$

${\mathrm{\θ}}_3^{\left(1\right)}=\frac{1}{2}[\frac{{\mathrm{\α}}_3\·{\widehat{\mathrm{\θ}}}_2^{\left(1\right)}}{{\mathrm{\α}}_2}+{\widehat{\mathrm{\θ}}}_3^{\left(1\right)}]$

其中系数α_i被定义为中心频率F_i与基频F₀之比。

α_i＝F_i/F₀，i＝2，3。

在一种办法中，若仅θ₂ ⁽¹⁾和θ₃ ⁽¹⁾被用于执行CFO估计，则残留误差将不能令人满意。为改善性能，CFO估计将依赖于来自第二FD的输出，并且角度θ₂ ⁽¹⁾和θ₃ ⁽¹⁾将仅用作基准。细节描述如下。

来自第二FD的结果V₂ ⁽²⁾和V₃ ⁽²⁾在arctan(·)函数中被处理以计算：

然而，由于第二FD的延迟为P₂＝6×165＝990，因此对于具有总共40ppm偏移量的频段12(BG-4)，

的最大可能值为：

2π×(9240MHz×40ppm)×(6×165)×(1/528MHz)＝249.48°。

换言之，角度

具有±2π模糊性，并且竞争候选为：

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_i^{\left(2b\right)}={\widehat{\mathrm{\θ}}}_i^{\left(2a\right)}-\mathrm{sign}\left[{\widehat{\mathrm{\θ}}}_i^{\left(2a\right)}\right]\×2\mathrm{\π},i=\mathrm{2,3}.$

由此，我们具有平均结果的两个竞争版本：

${\mathrm{\θ}}_2^{\left(2a\right)}=\frac{1}{2}[{\widehat{\mathrm{\θ}}}_2^{\left(2a\right)}+\frac{{\mathrm{\α}}_2\·{\widehat{\mathrm{\θ}}}_3^{\left(2a\right)}}{{\mathrm{\α}}_3}],$ ${\mathrm{\θ}}_3^{\left(2a\right)}=\frac{1}{2}[\frac{{\mathrm{\α}}_3\·{\widehat{\mathrm{\θ}}}_2^{\left(2a\right)}}{{\mathrm{\α}}_2}+{\widehat{\mathrm{\θ}}}_3^{\left(2a\right)}]$

以及

${\mathrm{\θ}}_2^{\left(2b\right)}=\frac{1}{2}[{\widehat{\mathrm{\θ}}}_2^{\left(2b\right)}+\frac{{\mathrm{\α}}_2\·{\widehat{\mathrm{\θ}}}_3^{\left(2b\right)}}{{\mathrm{\α}}_3}],$ ${\mathrm{\θ}}_3^{\left(2b\right)}=\frac{1}{2}[\frac{{\mathrm{\α}}_3\·{\widehat{\mathrm{\θ}}}_2^{\left(2b\right)}}{{\mathrm{\α}}_2}+{\widehat{\mathrm{\θ}}}_3^{\left(2b\right)}].$

注意，基准角度θ₂ ⁽¹⁾(或θ₃ ⁽¹⁾)可用于根据以下测试作出选择：

若 $|{\mathrm{\&theta;}}_2^{\left(2a\right)}-(P_2/P_1)\&CenterDot;{\mathrm{\&theta;}}_2^{\left(1\right)}|<|{\mathrm{\&theta;}}_2^{\left(2b\right)}-(P_2/P_1)\&CenterDot;{\mathrm{\&theta;}}_2^{\left(1\right)}|$

${\mathrm{\&theta;}}_2^{\left(2\right)}={\mathrm{\&theta;}}_2^{\left(2a\right)},$ ${\mathrm{\&theta;}}_3^{\left(2\right)}={\mathrm{\&theta;}}_3^{\left(2a\right)};$

否则

${\mathrm{\&theta;}}_2^{\left(2\right)}={\mathrm{\&theta;}}_2^{\left(2b\right)},$ ${\mathrm{\&theta;}}_3^{\left(2\right)}={\mathrm{\&theta;}}_3^{\left(2b\right)}.$

频率偏移量的最终估计由下式给出：

$\widehat{\mathrm{\&delta;}}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{P}_2{T}_s{F}_0}\left[\frac{{\mathrm{\&theta;}}_2^{\left(2\right)}}{{\mathrm{\&alpha;}}_2}\right]$ 或等效地 $\widehat{\mathrm{\&delta;}}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{P}_2{T}_s{F}_0}\left[\frac{{\mathrm{\&theta;}}_3^{\left(2\right)}}{{\mathrm{\&alpha;}}_3}\right]$

以及这三个频段中的每一个的CFO估计给出为：

$\mathrm{\&Delta;}{\hat{F}}_i=\widehat{\mathrm{\&delta;}}{\mathrm{\&alpha;}}_i{F}_0,i=\mathrm{1,2,3}.$

每采样相位误差为：

${\mathrm{\&omega;}}_1=\frac{{\mathrm{\&alpha;}}_1}{{\mathrm{\&alpha;}}_2}\&CenterDot;\frac{{\mathrm{\&theta;}}_2^{\left(2\right)}}{P_2},$ ${\mathrm{\&omega;}}_2=\frac{{\mathrm{\&theta;}}_2^{\left(2\right)}}{P_2},$ ${\mathrm{\&omega;}}_3=\frac{{\mathrm{\&theta;}}_3^{\left(2\right)}}{P_2}.$

最终，相位误差被发送给相位旋转器以校正任何频率误差。

图20图解实现用于TFC-5、TFC-6和TFC-7的CFO估计及帧同步处理器1630的示例性CFO估计及帧同步处理器2000。由于处理器针对TFC-5、TFC-6和TFC-7的操作相同，因此出于说明简单性，描述将集中在TFC-5上。

最初，由两个毗连前同步码码元的MF 1506输出之间的互相关来确定鉴频：

Q[n，m]＝f[(n+1)，m]f^*[n，m]

       ＝128D₀E_s(s_覆盖[n]·s_覆盖[n+1])|h[m]|²exp(j2π·ΔF·PT_s)+w_FD

其中P＝165是延迟。注意，频段索引被丢弃，因为对于TFC-、TFC-6或TFC-7没有频率跳跃。

通过累积来自第一FD的33个连贯输出，就获得：

$V\left[n\right]=\underset{m=0}{\overset{32}{\mathrm{\&Sigma;}}}Q[n,m_0+m]$

$\left(\underset{k=0}{\overset{32}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|h\right[m_0+m\left]\right|}^2\right)\exp (j2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;F}\&CenterDot;{\mathrm{PT}}_s)+w_{\mathrm{AC}}$

对于帧同步检测，V[n]中归因于CFO的相位旋转为2πΔFPT_s，并且其对于有总共40ppm偏移的频段14(在BG-5中)具有其最大可能值：

θ_max＝2π×(10296MHz×40ppm)×165×(1/528MHz)＝46.33°

θ_max的值指示以下各项：

-首先，由于|θ_max|＜π，因此其保证了对于所有BG，CFO估计不存在“±2nπ”模糊性，即，所估计的CFO是整个CFO，而非其分数。

-其次，由于|θ_max|取比π/2小很多的值，因此其通过仅检查变量V[n]即使在低SNR领域中也能够测试以下两个假言：

H0：CFO(仅θ)

H1：CFO以及覆盖序列符号翻转(θ+π)

图21图解用于TFC-5、TFC-6和TFC-7帧同步检测过程2100。该图中的第一行是覆盖序列，以及第二行代表“”。当结束处的唯一性图案“-++”被检测到时断言信号“帧_同步＝+1”。

CFO估计及帧同步处理器2000还执行CFO估计。在CFO估计期间，FD输出V[n]被累积：

其中n₀是累积的开始码元索引。该累积继续直至覆盖序列的结束被检测到(帧_同步＝+1或cfo_est_ctrl＝-1)。随后V将被发送给arctan(·)运算器以计算角度：

以及频率偏移量的估计可计算为：

$\widehat{\mathrm{\&delta;}}=\frac{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}{2\mathrm{\&pi;P}{T}_{s}F}$

其中F是中心频率。每采样相位误差为：

$\mathrm{\&omega;}=\frac{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}{P}.$

最终，相位误差被发送给相位旋转器以校正任何频率误差。

图22示出用于TFC-8、TFC-9和TFC-10的示例性CFO估计及帧同步处理器。由于对于所有这三个TFC的算法是相同的，因此出于说明的简明性，讨论将集中在TFC-8上。

最初，由同一频段中的两个连贯前同步码码元的MF 1506输出之间的互相关来确定鉴频：

$Q_i[n,m]=f_i[(n+1),m]f_i^{*}[n,m]$

${\left|h_i\right[m\left]\right|}^2\exp (j2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;}{F}_i\&CenterDot;{\mathrm{PT}}_s)+w_{\mathrm{FD}},$

n＝0，1，…，10；i＝1，2

其中f_i[n，m]和f_i[(n+1)，m]是对应频段i中的第n和第(n+1)个前同步码码元的来自MF的第m个输出；以及P＝2×165＝330是延迟。

通过累积33个连贯FD输出，就获得：

$V_i\left[n\right]=\underset{m=0}{\overset{32}{\mathrm{\&Sigma;}}}{Q}_i[n,m_0+m]$

$\left(\underset{k=0}{\overset{32}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|h_i\right[m_0+m\left]\right|}^2\right)\exp (j2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;}{F}_i\&CenterDot;{\mathrm{PT}}_s)+w_{\mathrm{AC}}$

其中w_AC是来自累积的噪声项，以及m₀是通过时基估计获得的开始索引。注意，发现m₀初始用于使对应频段1所收集的总信道能量

最大化，但以可忽略的损耗应用于频段2。

对于帧同步检测，归因于CFO的相位旋转为2πΔF_iPT_s，并且其对于有总共40ppm偏移的频段14(在BG-5中)取其最大可能值：

θ_max＝2π×(10296MHz×40ppm)×(2×165)×(1/528MHz)＝92.66°

θ_max的值指示以下各项：

-首先，由于|θ_max|＜π，因此其保证了对于所有BG，CFO估计不存在“±2nπ”模糊性，即，所估计的CFO是整个CFO，而非其分数。

-其次，由于|θ_max|可取大于π/2的值，因此其通过仅检测变量V_i[n]即使在无噪声场景中也不足以测试以下两个假言：

H0：CFO(仅θ)

H1：CFO以及覆盖序列符号翻转(θ+π)

为了成功检测符号翻转，实现二级鉴频器：

Z_i[n]＝V_i[n+1]·(V_i[n])^*，n＝0，1，…，9，

以及过程在图23的帧同步检测过程2300中图解。第一行代表用于这两个频段中的任一个的覆盖序列(注意，用于频段1和频段2的覆盖序列是相同的)。第二行示出与第一级FD输出相关联的相位(对于高BG，注意θ与θ+π之间的模糊性)。第三行示出与第二级FD输出相关联的相位。虚线指示根据图14的时间线的CFO估计的开始点。

帧同步检测过程2300如下地操作。由于覆盖序列对于频段1和频段2是相同的，因此任一个可被选取用于此目的并且对于帧同步检测可丢弃其他信道索引i。假定CFO估计将不晚于频段1中的码元15(或频段2中的码元16)开始，以使得第二级FD将不会错失第一个“π”。随后该系统将通过下式检测以下两个相位旋转“0”和“π”：

一旦检测到唯一性图案“π-0-π”，就断言帧_同步＝+1并且接收机被切换到信道估计模式。

对于CFO估计，如图23中所示，与第一级FD相关联的相位可以是两种状态θ或θ+π中的任一种。如果state[n]被定义为V_i[n]的状态，则：

对于这两个频段中的每一个，第一级FD输出V_i[n]被累积：

$V_i=\underset{n=n_i}{\mathrm{\&Sigma;}}{V}_i\left[n\right]\&CenterDot;\mathrm{state}\left[n\right],i=\mathrm{1,2}.$

其中n_i是频段i中的累积的开始码元索引。由于在第二级FD的相位为π时发生状态转移，因此V_i[n]的状态可被更新为：

state[n₀]＝-1；n＝n₀；

Do

{n＝n+1；

}

while帧_同步≠+1

一旦断言帧_同步＝+1，接收机就设置信号cfo_est_ctrl＝-1以停止累积，并且V_i将由arctan(·)函数处理以计算角度：

频率偏移量的估计可计算为：

$\widehat{\mathrm{\&delta;}}=\frac{1}{2}\&CenterDot;\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{\mathrm{PT}}_s{F}_0}[\frac{{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_1}{{\mathrm{\&alpha;}}_1}+\frac{{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_2}{{\mathrm{\&alpha;}}_2}],$

其中F₀＝4224MHz是振荡器基频，以及系数α_i被定义为中心频率F_i与基频F₀之比：

α_i＝F_i/F₀，i＝1，2。

对于这两个频段中的每一个的频率误差的最终估计给出为：

$\mathrm{\&Delta;}{\hat{F}}_i=\widehat{\mathrm{\&delta;}}{\mathrm{\&alpha;}}_i{F}_0,i=\mathrm{1,2}$

以及每采样相位误差为：

${\mathrm{\&omega;}}_i=2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;}{\hat{F}}_i\&CenterDot;T_s=\frac{{\mathrm{\&alpha;}}_i}{2P}[\frac{{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_1}{{\mathrm{\&alpha;}}_1}+\frac{{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_2}{{\mathrm{\&alpha;}}_2}],i=\mathrm{1,2}.$

最终，相位误差被发送给相位旋转器以校正任何频率误差。

将理解，本文中所描述的实施例可由硬件、软件、固件、中间件、微码、或其如何组合来实现。当这些系统和/或方法在软件、固件、中间件或微码、程序代码或代码片断中实现时，可将它们存储在诸如存储组件之类的机器可读介质中。代码片断可表示过程、函数、子程序、程序、例程、子例程、模块、软件包、类、或者指令、数据结构、或程序语句的任何组合。通过传递和/或接收信息、数据、自变量、参数、或存储器内容，一代码段可被耦合到另一代码段或硬件电路。可使用包括存储器共享、消息传递、令牌传递、网络传输等任何合适方式来传递、转发、或传送信息、自变量、参数、数据等。

对于软件实现，本文中所描述的技术可以使用执行本文中所描述功能的模块(例如，程序、函数等)来实现。软件代码可被存储在存储器单元中并由处理器来执行。存储器单元可在处理器内实现或外置于处理器，在后一种情形中其可通过本领域中所知的各种手段被可通信地耦合到处理器。

以上已描述的包括一个或多个实施例的示例。当然，不可能为了描述上述实施例而描述可构想到的组件或方法的每种组合，但本领域普通技术人员可认识到，各实施例的许多进一步组合和排列都是可能的。因此，所述实施例旨在涵盖所有落入所附权利要求的精神和范围内的这种改变、修改以及变型。此外，就术语“包括”在本详细描述或所附权利要求书中使用的范畴而言，此术语旨在以与术语“包含”于权利要求中被用作过渡词时所解释的相类似的方式作可兼之解。

Claims (23)

1.一种用于执行组合的载波频率偏移量估计和帧同步的方法，包括：

对至少一个估计信道抽头执行一级鉴频以生成鉴频值；

根据所述鉴频值估计相位误差；以及，

根据所述估计相位误差确定预定帧同步图案。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述预定帧同步图案包括交变符号的序列。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述估计相位误差与估计频率误差成比例。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括对所述至少一个估计信道抽头执行增强的一级鉴频以生成增强的一级鉴频值，其中所述至少一个估计信道抽头被延迟预定量的时间。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，估计所述相位误差包括根据所述鉴频值和所述增强的一级鉴频值来估计所述相位误差。

6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，还包括对所述至少一个估计信道抽头执行增强的二级鉴频以生成增强的二级鉴频值。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括对估计载波频率偏移量执行加权平均计算。

8.一种用于执行组合的载波频率偏移量估计和帧同步的设备，包括：

用于对至少一个估计信道抽头执行一级鉴频以生成鉴频值的装置；

用于根据所述鉴频值估计相位误差的装置；以及，

用于根据所述估计相位误差确定预定帧同步图案的装置。

9.如权利要求8所述的设备，其特征在于，所述预定帧同步图案包括交变符号的序列。

10.如权利要求8所述的设备，其特征在于，所述估计相位误差与估计频率误差成比例。

11.如权利要求8所述的设备，其特征在于，还包括用于对所述至少一个估计信道抽头执行增强的一级鉴频以生成增强的一级鉴频值的装置，其中所述至少一个估计信道抽头被延迟预定量的时间。

12.如权利要求11所述的设备，其特征在于，所述用于估计相位误差的装置包括用于根据所述鉴频值和所述增强的一级鉴频值来估计所述相位误差的装置。

13.如权利要求11所述的设备，其特征在于，还包括用于对所述至少一个估计信道抽头执行增强的二级鉴频以生成增强的二级鉴频值的装置。

14.如权利要求8所述的设备，其特征在于，还包括用于对估计载波频率偏移量执行加权平均计算的装置。

15.一种无线通信设备，包括：

天线；

耦合至所述天线的接收机，所述接收机具有配置成执行用于执行组合的载波频率量偏移估计和帧同步的方法的电路，所述方法包括：

对至少一个估计信道抽头执行一级鉴频以生成鉴频值；

根据所述鉴频值估计相位误差；以及，

根据所述估计相位误差确定预定帧同步图案。

16.如权利要求15所述的无线通信设备，其特征在于，所述预定帧同步图案包括交变符号的序列。

17.如权利要求15所述的无线通信设备，其特征在于，所述估计相位误差与估计频率误差成比例。

18.如权利要求15所述的无线通信设备，其特征在于，所述方法还包括对所述至少一个估计信道抽头执行增强的一级鉴频以生成增强的一级鉴频值，其中所述至少一个估计信道抽头被延迟预定量的时间。

19.如权利要求18所述的无线通信设备，其特征在于，估计所述相位误差包括根据所述鉴频值和所述增强的一级鉴频值来估计所述相位误差。

20.如权利要求18所述的无线通信设备，其特征在于，所述方法还包括对所述至少一个估计信道抽头执行增强的二级鉴频以生成增强的二级鉴频值。

21.如权利要求15所述的无线通信设备，其特征在于，所述方法还包括对估计载波频率偏移量执行加权平均计算。

22.一种计算机程序产品，包括：

计算机可读介质，包括：

用于使计算机对至少一个估计信道抽头执行一级鉴频以生成鉴频值的代码；

用于使所述计算机根据所述鉴频值估计相位误差的代码；以及，

用于使所述计算机根据所述估计相位误差确定预定帧同步图案的代码。

23.一种处理器，包括：

存储器，所述存储器被配置成使所述处理器实现用于执行组合的载波频率偏移量估计和帧同步的方法，所述方法包括：

对至少一个估计信道抽头执行一级鉴频以生成鉴频值；

根据所述鉴频值估计相位误差；以及，

根据所述估计相位误差确定预定帧同步图案。

Images