JP4944203B2 - 無線通信システムにおけるキャリア周波数オフセット推定おびフレーム同期のための方法および装置 - Google Patents

Description

米国特許法のもとでの優先権主張

本出願は２００６年１０月２６日出願の仮出願番号60/854,877、名称“Signal Acquisition”（「信号取得」）に対する優先権を主張する。これは本出願の譲受人に譲渡され、ここに参照として明白に組み込まれる。

本開示システムは一般に無線通信システムにおける信号取得用システムに関する。より詳細には、無線通信システムにおけるキャリア周波数オフセット推定おびフレーム同期のための方法および装置に関する。

無線ネットワークシステムは多くの人々が世界的に交信する一般的な手段になっている。無線通信デバイスはより良い携帯性と利便性を含めた消費者ニーズを満たすために、より小さく、より強力になっている。ユーザは、携帯電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）、ノート等のような無線通信デバイスの利用法を見いだしてきた。そのようなユーザは信頼性のあるサービスおよびより広いカバレッジエリアを要求する。

一般に、無線通信ネットワークはユーザがどこに位置しているか（構造物の内または外）、およびユーザが静止しているか移動しているか（例えば車の中、歩行中）にかかわらず情報を伝達するために利用される。一般に、無線通信ネットワークは、基地局またはアクセスポイントと交信する移動デバイスを通じて確立される。アクセスポイントは地域またはセルをカバーし、移動デバイスは動作中にこれらの地理的セルに出入りするかもしれない。中断のない通信を達成するために、移動デバイスは、それが入ったセルの資源を割り当てられ、それが出たセルの資源割当を解かれる。

ネットワークは、アクセスポイントを利用せずピアツーピア通信を利用するだけでも構築できる。更に別の実施例において、ネットワークはアクセスポイント（インフラストラクチャモード）およびピアツーピア通信の双方を含んでも良い。これらの形式のネットワークはアドホックネットワークと呼ばれる。アドホックネットワークは、移動デバイス（またはアクセスポイント）が別の移動デバイスからの通信を受信する時に、もう一方の移動デバイスがネットワークに追加される、自己構築型であるかもしれない。移動デバイスがそのエリアを出ると、それらは動的にネットワークから除外される。したがって、ネットワークのトポグラフィーは絶えず変化することができる。マルチホップトポロジーにおいて、伝送は送信側から受信側へ直接ではなく、多くのホップまたはセグメントを介して転送される。

ＷｉＭｅｄｉａ超広帯域（ＵＷＢ）共通無線プラットフォームのような超広帯域技術は無線パーソナルエリアネットワーク（ＷＰＡＮ）内のマルチメディアデバイス間の無線接続性を最適化する固有の能力を有する。無線規格の目標は低価格、低消費電力、小型、広帯域幅およびマルチメディアサービス品質（ＱｏＳ）のサポートのような要求事項を満足させることである。

ＷｉＭｅｄｉａ ＵＷＢ共通無線プラットフォームは同じネットワーク内で異なる無線アプリケーションを動作させるための方法を提供する分散媒体アクセス技術を提示する。ＷｉＭｅｄｉａ ＵＷＢ共通無線プラットフォームはマルチバンド直交周波数分割多重（ＭＢ−ＯＦＤＭ）に基づく媒体アクセス制御（ＭＡＣ）層および物理（ＰＨＹ）層の仕様を組み込んでいる。ＷｉＭｅｄｉａ ＭＡＣおよびＰＨＹ仕様は、世界的規制団体（global regulatory bodies）によって設定された種々の要件に適応するように意図的に設計されている。その結果、種々の国において規制を満たす必要がある製造者は、容易にかつ高い費用効率でそれをできる。ＷｉＭｅｄｉａ ＵＷＢが実施を試みる他のいくつかのアプリケーションに適した特徴はノードあたりの複雑度の抑圧、電池の長寿命化、複数電力管理モードのサポートおよびより高い空間容量を含む。

ＷｉＭｅｄｉａ ＵＷＢ準拠の受信機は広い帯域幅を提供する一方、既存の無線サービスからの干渉に対処しなければならない。同時に、受信機は非常に低い送信電力で動作しなければならない。ある動作環境において受信機が直面する１つの問題は、信号の取得であり、その一部としてのキャリア周波数オフセットの推定および送信信号内のフレームのフレーム検出である。

したがって、上述の問題に対処する必要が当該技術分野に存在する。

ここに説明する手法はキャリア周波数オフセット推定およびフレーム同期に関する。一手法において、周波数弁別値(frequency discriminated value)を生成するために少なくとも１つの推定されたチャネルタップに第１のレベルの周波数弁別(frequency discrimination)を実行することと、その周波数弁別値から位相誤差を推定することと、予め定めたフレーム同期パターンをその推定された位相誤差から決定することとを含む一体化したキャリア周波数オフセット推定とフレーム同期を実行するための方法を説明する。

別の手法において、周波数弁別値を生成するために少なくとも１つの推定されたチャネルタップに第１のレベルの周波数弁別を実行するための手段と、その周波数弁別値から位相誤差を推定するための手段と、予め定めたフレーム同期パターンをその推定された位相誤差から決定するための手段とを含む一体化したキャリア周波数オフセット推定とフレーム同期を実行するための装置を説明する。

さらに別の手法において、無線通信装置を説明する。リモート局の装置は、アンテナと、アンテナに接続された受信機とを含む。前記受信機は一体化したキャリア周波数オフセット推定とフレーム同期を実行するための方法を実行するように構成された回路を有し、前記方法は、周波数弁別値を生成するために少なくとも１つの推定されたチャネルタップに第１のレベルの周波数弁別を実行することと、その周波数弁別値から位相誤差を推定することと、予め定めたフレーム同期パターンをその推定された位相誤差から決定することとを含む。

さらに別の手法において、計算機プログラム製品を説明する。本計算機プログラム製品は、計算機に、周波数弁別値を生成するために少なくとも１つの推定されたチャネルタップに第１のレベルの周波数弁別を実行させるためのコードと、計算機に、その周波数弁別値から位相誤差を推定させるためのコードと、計算機に、予め定めたフレーム同期パターンをその推定された位相誤差から決定させるためのコードとを有する計算機可読媒体を含む。

図１は、代表的なアドホック無線ネットワークのブロック図。 図２は、代表的な無線端末デバイスのブロック図。 図３は、ＷｉＭｅｄｉａ超広帯域（ＵＷＢ）規格に準拠するパケット構造を示す図。 図４は、ＵＷＢスペクトルの国際的な割当てを示す図。 図５は、図３のパケットのプリアンブル構造を示す図。 図６は、図５のプリアンブル構造のためのパケット／フレーム同期シーケンス生成器のブロック図。 図７は、プリアンブルパターンを生成するために用いられる基底シーケンスの非周期的自己相関関数の図。 図８は、基底シーケンスを生成するために用いられる階層的基底シーケンス発生器のブロック図。 図９は、図７の基底シーケンスと図８の対応する階層的基底シーケンスとの間の非周期的相互相関の図。 図１０は、図７の基底シーケンスと対応する基底シーケンスの丸めたバージョンとの間の非周期的相互相関の図。 図１１は、時間−周波数符号（ＴＦＣ）−１およびＴＦＣ−２に対する取得／同期処理を示すタイムライン（timeline）の図。 図１２は、ＴＦＣ−３およびＴＦＣ−４に対する取得／同期処理を示すタイムラインの図。 図１３は、ＴＦＣ−５、ＴＦＣ−６およびＴＦＣ−７に対する取得／同期処理を示すタイムラインの図。 図１４は、ＴＦＣ−８、ＴＦＣ−９およびＴＦＣ−１０に対する取得／同期処理を示すタイムラインの図。 図１５は、パケット検出モジュール、タイミング推定モジュール、並びにキャリア周波数オフセット（ＣＦＯ）推定およびフレーム同期モジュールを含む同期装置のブロック図。 図１６は、図１５の同期装置のＣＦＯ推定およびフレーム同期モジュールを実施するＣＦＯ推定器およびフレーム同期装置のブロック図。 図１７は、ＴＦＣ−１およびＴＦＣ−２に対するＣＦＯ推定およびフレーム同期プロセッサのブロック図。 図１８は、ＴＦＣ−１およびＴＦＣ−２に対するフレーム同期検出の動作を示す図。 図１９は、ＴＦＣ−３およびＴＦＣ−４に対するＣＦＯ推定およびフレーム同期プロセッサのブロック図。 図２０は、ＴＦＣ−５、ＴＦＣ−６およびＴＦＣ−７に対するＣＦＯ推定およびフレーム同期プロセッサのブロック図。 図２１は、ＴＦＣ−５、ＴＦＣ−６およびＴＦＣ−７に対するフレーム同期検出の動作を示す図。 図２２は、ＴＦＣ−８、ＴＦＣ−９およびＴＦＣ−１０に対するＣＦＯ推定およびフレーム同期プロセッサのブロック図。 図２３は、ＴＦＣ−８、ＴＦＣ−９およびＴＦＣ−１０に対するフレーム同期検出の動作を示す図。 図２４は、図１５の同期装置の整合フィルタの第１の代表的実施を示す図。 図２５は、図１５の同期装置の整合フィルタの第２の代表的実施を示す図。 図２６は、スライディング窓の実施の用いられるＬ−タップマルチパスエネルギー合成器の代表的実施を示す図。

発明の詳細な説明

図面を参照して種々の実施例について説明する。以下の記述において、説明のために、１つ以上の態様の完全な理解を与えるために多くの具体的詳細を記述する。しかし、そのような（複数の）実施例がこれらの具体的詳細なしで実施されるかもしれないことは明白であろう。他の場合には、周知の構造およびデバイスは、これらの実施例についての説明を容易にするためにブロック図の形で示される。

用語「部品」、「モジュール」、「システム」等は、この出願で用いられる場合、計算機関連のエンティティ、ハードウェア、ファームウェア、ハードウェアとソフトウェアの組合せ、ソフトウェア、または計算用ソフトウェアのいずれかを指すことが意図されている。例えば、部品は、非限定的に、プロセッサ上で実行する処理、プロセッサ、オブジェクト、エクゼキュータブル、実行のスレッド、プログラム、および／または計算機であってもよい。例示として、計算デバイスで実行するアプリケーションおよび計算デバイスの双方は部品であってもよい。１つ以上の部品が処理および／または実行のスレッド内にあってもよく、また部品は１つの計算機に局在および／または２つ以上の計算機間に分散されてもよい。さらに、これらの部品は種々のデータ構造を格納している種々の計算機可読媒体から実行できる。これらの部品は、例えば１つ以上のデータパケットを有する信号（例えば、ローカルシステム、分散システム内の別の部品と、および／またはインターネットのようなネットワークに跨って信号を介して他のシステムと相互に関係する１つの部品からのデータ）に従ってローカルおよび／またはリモート処理によって通信するかもしれない。「代表的」という言葉は、ここでは「例、実例、または例証として役立つこと」を意味するために用いられる。ここで「代表的」と説明されたいかなる実施例も、必ずしも他の実施例より好ましいまたは有利であると解釈されるべきではない。

さらに、ユーザデバイスに関連して種々の実施例をここに説明する。ユーザデバイスはシステム、加入者ユニット、加入者局、移動局、移動デバイス、リモート局、アクセスポイント、基地局、リモート端末、アクセス端末、端末デバイス、ハンドセット、ホスト、ユーザ端末、端末、ユーザエージェント、無線端末、無線デバイス、またはユーザ設備と呼ばれることがある。ユーザデバイスは携帯電話、コードレス電話、セッション確立プロトコル（ＳＩＰ）電話、無線ローカルループ（ＷＬＬ）局、携帯情報端末（ＰＤＡ）、無線接続能力を有するハンドヘルドデバイス、または無線モデムに接続された他の（複数の）処理デバイスであり得る。特定の実施例において、ユーザデバイスはＵＷＢモデムが付加された消費者電子デバイス、例えばプリンタ、カメラ／カムコーダ、音楽プレーヤー、スタンドアロンの磁気若しくはフラッシュ記憶デバイス、またはコンテンツを格納した他のＡＶ機器であり得る。

さらに、ここに説明する種々の態様または特徴は方法、装置または製品として標準的プログラミングおよび／または工学的技術を用いて実施されうる。用語「製品」は、ここに用いられる場合、任意の計算機可読デバイス、キャリア、または媒体からアクセス可能な計算機プログラムを包含することを意図されている。例えば、計算機可読媒体は、非限定的に磁気記憶デバイス（例えば、ハードディスク、フロッピー（登録商標）ディスク、磁気ストリップ・・・）、光ディスク（例えば、コンパクトディスク（ＣＤ）、ディジタル多目的ディスク（ＤＶＤ）・・・）、スマートカード、およびフラッシュメモリーデバイス（例えば、カード、スティック、キードライブ・・・）を含むことができる。

種々の実施例は多くのデバイス、部品、モジュール等を含むシステムの形で提示されるだろう。種々のシステムが追加のデバイス、部品、モジュール等を含み得ること、および／または図面に関連して検討するデバイス、部品、モジュールその他のすべてを含むわけではないことが理解されるべきである。これらの方法の組合せも用いられ得る。

次に、図面を参照して、図１は例示的なアドホック無線ネットワーク１００を示す。無線ネットワーク１００は任意の数の移動デバイスまたはノードを含むことができる。図示を容易にするために、その中の無線通信中の４つを示す。移動デバイスは、例えば、携帯電話、スマートフォン、ラップトップ、ハンドヘルド通信デバイス、ハンドヘルドの計算デバイス、衛星ラジオ、全地球測位システム、携帯情報端末（ＰＤＡ）、および／または無線ネットワーク１００上で通信するための他の適切なデバイスであるかもしれない。無線ネットワーク１００は１つ以上の基地局またはアクセスポイント（図示しない）を含むことができる。

無線ネットワーク１００において、端末デバイス１１２は、通信リンク１２０を介して端末デバイス１１４と、および通信リンク１２２を介して端末デバイス１１６と交信しているように示されている。また、端末デバイス１１６は通信リンク１２４を介して端末デバイス１１８とも交信しているように示されている。端末デバイス１１２、１１４、１１６、および１１８は図２に示すような端末デバイス２００の構成可能な代表的簡易ブロック図に従って構築され、構成されうる。当業者が理解するように、端末デバイス２００の詳細な構成は特定の用途および全体の設計制約条件に依存して変化し得る。プロセッサ２０２はここに開示されるシステムおよび方法を実施できる。

端末デバイス２００はアンテナ２０６に接続されたフロントエンド送受信機２０４を用いて実施されうる。ベースバンドプロセッサ２０８は送受信機２０４に接続されうる。ベースバンドプロセッサ２０８はソフトウェアベースのアーキテクチャ、またはハードウェア若しくはハードウェアとソフトウェアの組合せのような他の形式のアーキテクチャで実施されうる。マイクロプロセッサは特に全体のシステム管理機能を提供するソフトウェアプログラムを走らせるプラットフォームとして利用されうる。ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）は、マイクロプロセッサに対する処理要求を低減するために特定用途アルゴリズムを走らせる組み込み通信ソフトウェア層で実施されうる。ＤＳＰはパイロット信号取得、時間同期、周波数追跡、スペクトル拡散処理、変復調機能、および前方誤り訂正のような種々の信号処理機能を提供するために利用されうる。

また、端末デバイス２００はベースバンドプロセッサ２０８に接続された種々のユーザインタフェース２１０も含みうる。ユーザインタフェース２１０はキーパッド、マウス、タッチスクリーン、ディスプレイ、電鈴、バイブレーター、音声スピーカー、マイクロホン、カメラ、メモリー、および／または他の入／出力デバイスを含みうる。

ベースバンドプロセッサ２０８はプロセッサ２０２を含む。ベースバンドプロセッサ２０８のソフトウェアベースの実施において、プロセッサ２０２はマイクロプロセッサ上で走るソフトウェアプログラムでありうる。しかし、当業者が容易に理解するように、プロセッサ２０２はこの実施例に限定されず、ここに説明する種々の機能を実行することができる任意のハードウェア構成、ソフトウェア構成、またはそれらの組合せを含む当業者に既知の任意の手段で実施されうる。プロセッサ２０２はデータ格納のためのメモリー２１２に接続されうる。アプリケーション動作システムおよび／または個々のアプリケーションを実行するためのアプリケーションプロセッサ２１４もまた図２に示すように与えられうる。アプリケーションプロセッサ２１４がベースバンドプロセッサ２０８、メモリー２１２、およびユーザインタフェース２１０と接続されているように図示している。

図３に、規格ＥＣＭＡ−３６８“High Rate Ultra Wideband PHY and MAC Standard”（「高速超広帯域ＰＨＹおよびＭＡＣ規格」（２００５年１２月））内でＥＣＭＡインターナショナルによって発表された高速、近距離無線通信用ＷｉＭｅｄｉａ超広帯域（ＵＷＢ）物理層（ＰＨＹ）および媒体アクセス層（ＭＡＣ）規格に準拠するパケットのパケット構造３００を示す。

ＥＣＭＡ規格は、免許不要の３，１００−１０，６００ＭＨｚの周波数帯を利用する無線パーソナルエリアネットワーク（ＰＡＮ）用のＵＷＢ ＰＨＹの仕様を定める。これは５３．３Ｍｂ／ｓ、８０Ｍｂ／ｓ、１０６．７Ｍｂ／ｓ、１６０Ｍｂ／ｓ、２００Ｍｂ／ｓ、３２０Ｍｂ／ｓ、４００Ｍｂ／ｓ、および４８０Ｍｂ／ｓのデータレートをサポートする。ＵＷＢスペクトルはそれぞれ帯域幅５２８ＭＨｚの１４の帯域に分割される。次に、最初の１２の帯域が３つの帯域から成る４つの帯域グループにグループ分けされ、最後の２つの帯域は第５の帯域グループにグループ分けされる。図４にＵＷＢスペクトルの国際的な割当てを示す。

このＥＣＭＡ規格は、情報を伝達するためのマルチバンド直交周波数分割変調（ＭＢ−ＯＦＤＭ）方式を規定する。１帯域あたり合計１１０の副搬送波（１００のデータキャリアと１０のガードキャリア）が情報を伝達するために用いられる。さらに、１２のパイロット副搬送波が、コヒーレント検出のために用意される。周波数領域拡散、時間領域拡散、および前方誤り訂正（ＦＥＣ）符号化が、データレートを変えるために用いられる。用いられるＦＥＣは、１／３、１／２、５／８および３／４の符号化速度を有する畳み込み符号である。

次に、符号化データは時間−周波数符号（ＴＦＣ）を用いて拡散される。一手法において、ＥＣＭＡ規格が公表するように、２つの形式の時間−周波数符号（ＴＦＣ）がある。すなわち、時間−周波数インタリービング（ＴＦＩ）と呼ばれる、符号化された情報が３つの帯域にわたりインタリーブされるもの、および、固定周波数インタリービング（ＦＦＩ）と呼ばれる、符号化された情報が単一の帯域で伝送されるものである。

最初の４つの帯域グループの各々の中で、ＴＦＩを用いる４つの時間−周波数符号、およびＦＦＩを用いる３つの時間−周波数符号が定義され、それによって１帯域あたり最大７つのチャネルに対するサポートを提供する。第５の帯域グループにおいて、ＦＦＩを用いる２つの時間−周波数符号が定義される。このＥＣＭＡ規格は合計で３０のチャンネルを規定する。

図５は図３のＷｉＭｅｄｉａ ＵＷＢパケットの標準プリアンブル構造を示す。プリアンブルは合計３０のＯＦＤＭシンボルを含む。最初の２４のプリアンブルシンボルはパケット検出、タイミング推定、ＣＦＯ推定、およびフレーム同期に用いられる。チャネル推定は最後の６つのプリアンブルシンボルを用いる。

図６はプリアンブルの生成法の一手法を例示する拡散器６０２を含むプリアンブルシンボル生成器６００のブロック図である。ここで、
１． 所与の時間−周波数符号（ＴＦＣ）（すなわち、ＴＦＣ−１からＴＦＣ−１０と呼ばれる１−１０）に対して、時間領域の基底シーケンスｓ_ｂａｓｅ［ｍ］， ｍ＝０，１，・・・，１２７、および、２進のカバーシーケンスｓ_{ｃｏｖｅｒ}［ｎ］＝±１， ｎ＝０，１，・・・，２３を選択する。この２進カバーシーケンスはパケット／フレーム同期シーケンスの終わりを決定するための区切り符号(delimiter)として用いられる。

２． 拡張シーケンスｓ_ｅｘｔ［ｋ］， ｋ＝０，１，・・・，１６４を形成するために基底シーケンスの終わりに３７のゼロを埋め込む。

３． 拡散器６０２を用いて、カバーシーケンスを拡張基底シーケンスで拡散する。ｎ番目のプリアンブルシンボルのｋ番目のサンプルは、
ｓ_{ｓｙｎｃ，ｎ}［ｋ］＝ｓ_{ｃｏｖｅｒ}［ｎ］×ｓ_ｅｘｔ［ｋ］，
ｋ＝０，１，・・・，１６４、ｎ＝０，１，・・・，２３
で与えられる。

図７に、ＴＦＣ−１に対応する基底シーケンスｓ_ｂａｓｅ［ｍ］の非周期的自己相関
(aperiodic auto-correlation)を示す。他の基底シーケンスは同様の自己相関関数を持ちうる。１つの同期手法において、この優れた自己相関特性が利用される。例えば、基底シーケンスは、図８に示すように、階層的基底シーケンス生成器８００により生成される。階層的なシーケンスを用いることの背後にある基本的前提は、受信機での復号処理の複雑さが軽減されるように、送信機において符号化処理を階層へ区分けすることである。図を参照して、第１の２進シーケンス｛ａ［ｋ］， ｋ＝０，１，・・・，１５｝は、長さ１２８の中間シーケンス（２進階層シーケンスとも呼ばれる）Ｃ｛ｃ［ｋ］， ｋ＝０，１，・・・，１２７｝を生成するために拡散器８０２を用いて第２の２進シーケンス｛ｂ［ｋ］， ｋ＝０，１，・・・，７｝によって拡散される。次に、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）モジュール８０４を用いて中間シーケンスＣのＦＦＴを取り、周波数領域整形モジュール８０６を用いて、このシーケンスを周波数領域で整形した後、このシーケンスを逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）モジュール８０８を介して時間領域に逆変換し、基底シーケンスｓ_ｂａｓｅ［ｍ］を得る。１０の基底シーケンスの各々に対応して一意の２進シーケンスのセット｛ａ［ｋ］｝および｛ｂ［ｋ］｝がある。

図９にＴＦＣ−１に対する基底シーケンスｓ_ｂａｓｅ［ｍ］と階層的基底シーケンス生成器８００を用いて生成された対応する中間シーケンスＣ｛ｃ［ｋ］｝との間の非周期的相互相関を示す。この相互相関特性は、受信機で整合フィルタが用いられると、フィルタ係数として基底シーケンスを２進シーケンスＣで置き換えてもよいことを示す。一手法において、以下に示すように、２進シーケンスＣの階層構造は、同期に用いられる受信機のハードウェアを簡素化するために効率的に用いられうる。さらに、整合フィルタの係数としてプリアンブル基底シーケンスの丸めたバージョンを用いることは有利であるかもしれない。図１０に、ＴＦＣ−１に対する基底シーケンスｓ_ｂａｓｅ［ｍ］と対応する基底シーケンスの丸めたバージョンとの間の非周期的相互相関を示す。

同期の全体像として、図１１から図１４にすべてのＴＦＣに対する同期と取得タイムラインを示す。詳細には、図１１にＴＦＣ−１およびＴＦＣ−２に対する取得タイムライン１１００を示し、図１２にＴＦＣ−３およびＴＦＣ−４に対する取得タイムライン１２００を示し、図１３にＴＦＣ−５、ＴＦＣ−６およびＴＦＣ−７に対する取得タイムライン１３００を示し、図１４にＴＦＣ−８、ＴＦＣ−９およびＴＦＣ−１０に対する取得タイムライン１４００を示す。

最初に図１１を参照して、主要な同期タスクは３つの別々の部分に分離できる。

１． パケット検出。

２． タイミング推定。

３． キャリア周波数オフセット（ＣＦＯ）推定およびフレーム同期。

上で検討したように、ＥＣＭＡ規格はマルチバンドを提供する。すべてのＴＦＣに対するタイムラインから分かるように、受信機はパケット検出がアサートされる前には、デフォルトで帯域−１に留まるだろう。これは、パケット検出前は、受信機には（それがＴＦＩモードにある場合）他の帯域に切り換える正しいタイミングに関する知識がないからである。したがって、帯域−１内の最初の３つのプリアンブルシンボルはパケット検出のために使われるだろう。パケット検出がいったん完了すると、次のレベル、タイミング推定が実行可能にされ、受信機はＯＦＤＭシンボルに対する最適ＦＦＴ窓決定するために帯域−１内の次のプリアンブルシンボルを調べるだろう。帯域−１に対するタイミング推定が完了した後（例えばタイミングが復元される）、受信機はＴＦＣに従って他の帯域へ移行するために知るべき十分な情報を有するだろう。また、自動利得制御（ＡＧＣ）の利得推定が実行されるだろう。ＡＧＣが確定された後に、プリアンブルシンボルの残余の部分がＣＦＯ推定およびフレーム同期検出に用いられるだろう。フレーム同期が検出される時はいつも、ＣＦＯ推定の最終出力は位相回転器に送られ、受信機はチャネル推定を続ける。

図１５に主要な同期タスクを実行するための同期装置１５００を示す。同期装置１５００は可変利得増幅器（ＶＧＡ）モジュール１５０２、アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）１５０４、整合フィルタ（ＭＦ）１５０６、平方ユニット１５０８、パケット検出モジュール１５１０、タイミング推定モジュール１５４０、並びにＣＦＯ推定およびフレーム同期モジュール１５７０を含む。

ＭＦ１５０６の係数｛ｑ［ｋ］， ｋ＝０，２，・・・，１２７｝は、上で検討したように、２進シーケンス｛ｃ［ｋ］， ｋ＝０，２，・・・，１２７｝または丸めたプリアンブル基底シーケンス｛ｒｏｕｎｄ（ｓ_ｂａｓｅ［ｋ］）， ｋ＝０，２，・・・，１２７｝のいずれかとして選択されうる。しかし、２進シーケンス｛ｃ［ｋ］｝の階層構造のため、図２４の２進の階層的シーケンスＭＦ２４００に示すように、ＭＦ１５０６の実施は簡易化されうる。一方、丸められたバージョンについて、有限インパルス応答（ＦＩＲ）実施のＭＦ２５００を図２５に示す。これは一手法においては１２７のタップ付遅延線路を備えたＦＩＲフィルタである。

丸めを用いた手法において、整合フィルタの係数ｑ［ｋ］， ｋ＝０，２，・・・，１２７はプリアンブル基底シーケンスの丸めたバージョンＲｏｕｎｄ（ｓ_ｂａｓｅ［ｋ］）に設定される。すべてのプリアンブル基底シーケンスについて分かるように、Ｒｏｕｎｄ（ｓ_ｂａｓｅ［ｋ］）は｛±２，±１，０｝からの値のみを取る。これは２を乗算することが１ビットだけ左シフトすることによって都合良く実施されるため、ハードウェアの複雑さを低下させることに役立つ。また図１０で分かるように、Ｒｏｕｎｄ（ｓ_ｂａｓｅ［ｋ］）は、基底シーケンスｓ_ｂａｓｅ［ｋ］との良好な相互相関特性を保持する。整合フィルタ実施のための２つの異なる方法の複雑さを以下の表にまとめて示す。

動作回数は、Ｔ_{ｓａｍｐｌｅ}＝１／５２８ＭＨｚ＝１．８９ｎｓ内のＩまたはＱ分岐のいずれかに対するものである。各手法において、参照シーケンスは表１に記載されているようなサイズのルックアップ表（ＬＵＴ）に格納されうる。

ＭＦ１５０６の出力は平方ユニット１５０８によって処理される。受信サンプルをｒ［ｎ］とすると、整合フィルタ出力の振幅の平方は、

で表される。

マルチパスチャネルからのエネルギーを集めるために等利得合成(equal gain combining)（ＥＧＣ）動作が実行されうることに注意。

ここでＮは合成される連続した経路の数であり、Ｄ［ｎ］はスライディング窓の出力である。ＥＧＣは図２６に示すように、Ｌ−タップマルチパスエネルギー合成器２６００として実施されうる。Ｌ−タップマルチパスエネルギー合成器２６００は各タップへ異なる重みが割り当て可能である。ＥＧＣ動作の結果はパケット検出モジュール１５１０およびタイミング推定モジュール１５４０で用いられうる。

検討したように、同期処理における最初のステップは、パケット検出モジュール１５１０が有効なパケットの存在を検出することである。パケット検出モジュール１５１０は有効なパケットを検出した後に、パケット検出信号をタイミング推定モジュール１５４０にアサートする。詳細には、パケット検出がいったんアサートされると（すなわち、パケット検出モジュール１５１０がｄｅｔ＿ｆｌａｇを真に設定してパケットが検出済みであることを示している）、タイミング推定モジュール１５４０は実行可能にされる。次に、タイミング推定モジュール１５４０は、タイミングを取得し、ｓｙｍｂｏｌ＿ｓｙｎｃ信号をＣＦＯ推定およびフレーム同期モジュール１５７０へアサートする。

図１６に、ＣＦＯ推定およびフレーム同期モジュール１５７０に対して実施されうる代表的ＣＦＯ推定器およびフレーム同期装置１６００を示す。ＣＦＯ推定器およびフレーム同期装置１６００はサンプラ１６０２、デマルチプレクサ１６０４およびマルチプレクサ１６０６、複数のＣＦＯ推定器およびフレーム同期装置サブモジュール１６１０、１６２０、１６３０、１６４０を含む。デマルチプレクサ１６０４およびマルチプレクサ１６０６はＭＦ１５０６から複数のＣＦＯ推定およびフレーム同期プロセッサ１６１０、１６２０、１６３０、１６４０の各々１つへＴＦＣに基づいて選択的信号を送る。一手法において、直接受信信号ではなく、ＭＦ１５０６の出力は、ＣＦＯ推定を実行するために用いられ、プロセス利得１０・ｌｏｇ_１０１２８＝２１ｄＢを利用する。

図１７にＴＦＣ−１およびＴＦＣ−２に対するＣＦＯ推定およびフレーム同期プロセッサ１６１０を示す。プロセッサの動作はＴＦＣ−１とＴＦＣ−２に対して同一である。最初に、周波数が決定される。ここで、初期ＣＦＯをΔＦ_ｉ＝ｆ_Ｔ，ｉ−ｆ_Ｒ，ｉで表す。ｆ_Ｔ，ｉおよびｆ_Ｒ，ｉは帯域−ｉ，ｉ＝１，２，３に対する送信機および受信機の局部発振周波数である。１２８のＯＦＤＭサンプルのコヒーレント累算における周波数誤差による損失は無視できる。したがって、帯域−ｉのｎ番目のプリアンブルシンボルについて、ＭＦ１５０６からのｍ番目の出力はおよそ、

である。

ここで、ｔ_{３ｎ＋ｉ，ｍ}はｆ_ｉ［ｎ，ｍ］に対応するサンプリング時間、ｗ_ＭＦは雑音項、ｈ_ｉ［ｍ］は帯域−ｉに対するｍ番目のチャネルタップ係数である。

タイミング推定モジュール１５４０から得られるｓｙｍｂｏｌ＿ｓｙｎｃ情報に従って、ＭＦ１５０６からの１６５の各出力について、３３の連続サンプルが周波数弁別器(frequency discriminator)（ＦＤ）への入力として選択される。一手法において、ｓｙｍｂｏｌ＿ｓｙｎｃ情報は３３の連続サンプルの最初のサンプルを識別する。別の手法において、サンプルは、連続している必要はなく、また、異なる数のサンプルを含んでもよい。

ＦＤは同じ帯域内の２つの連続したプリアンブルシンボルのＭＦ１５０６の出力間の相互相関を計算する。

ここで、Ｔ_ｓ＝１／（５２８ＭＨｚ）はサンプリング期間、ｗ_ＦＤはＦＤからの雑音項、Ｐ＝３×１６５＝４９５は遅延である。３３の連続したＦＤ出力を累算することによりシステムは、

を得ることができる。

ここで、ｗ_ＡＣは累算からの雑音項、ｍ_０はタイミング推定から得られる開始インデックスである。ｍ_０は帯域−１に対する集められた全チャネルエネルギー

を最大化するために最初に求められるが、帯域−２および帯域−３に無視できる程度の低下で適用されることに注意のこと。下表に標準プリアンブルに対するカバーシーケンスを記載する。

フレーム同期検出のために、表２で分かるように、ＴＦＣ−１およびＴＦＣ−２に対するカバーシーケンスは、３つの帯域の各々における最後のシンボル以外は＋１を保持する。３つの帯域におけるカバーシーケンスの符号反転(sign flipping)は、最初の２４のプリアンブルシンボルの終了を検出し、ｆｒａｍｅ＿ｓｙｎｃ信号を生成することに役立つ。

しかし、上記のＶ_ｉ［ｎ］の式からさらに分かるように、ＣＦＯによる位相回転は２πΔＦ_ｉＰＴ_ｓであり、この位相回転は全体で４０ｐｐｍのオフセットを有する（帯域群（ＢＧ）−４内の）帯域−１２に対して取り得る最大値
θ_ｍａｘ＝２π×（９２４０ＭＨｚ×４０ｐｐｍ）×（３×１６５）×（１／５２８ＭＨｚ）＝１２４．７４°
を取る。

θ_ｍａｘのこの値は以下のことを示す。

第１に、｜θ_ｍａｘ｜＜πであるため、これはすべてのＢＧについて、ＣＦＯ推定における「±２ｎπ」のあいまいさがなく、すなわち推定されたＣＦＯはＣＦＯの全体であって部分ではないことを保証する。

第２に、｜θ_ｍａｘ｜はπ／２より大きい値を取るかもしれないため、これは２つの仮説、
Ｈ０：ＣＦＯ（θのみ）
Ｈ１：ＣＦＯおよびカバーシーケンスの符号反転（θ＋π）
を、変数Ｖ_ｉ［ｎ］のみを検査してテストすることは、たとえ雑音のないシナリオにおいても、不十分である。

符号反転の検出に成功するために、第２のレベルの周波数弁別器が用いられる。

Ｚ_ｉ［ｎ］＝Ｖ_ｉ［ｎ＋１］・（Ｖ_ｉ［ｎ］）^＊， ｎ＝０，１，・・・，５
これを図１８のフレーム同期検出処理１８００に示す。第１行は３つの帯域のいずれか１つに対するカバーシーケンスを表す（３つのすべての帯域に対するカバーシーケンスは同一であることに注意）。第２行は第１レベルのＦＤ出力に関係する位相を示す（高ＢＧ対してθとθ＋π間の曖昧さに注意）。第３行は第２レベルのＦＤ出力に関係する位相を示す。

各帯域のカバーシーケンスの終了は第２レベルのＦＤによって検出される。

ｆｒａｍｅ＿ｓｙｎｃ信号は３つの帯域から多数票に基づいて生成される。すなわち、３つの帯域の少なくとも２つがカバーシーケンスの終了を示していれば、ｆｒａｍｅ＿ｓｙｎｃ＝＋１がアサートされ、受信機はチャネル推定モードに切り換えられる。多数票は、

として好都合に実施されうる。

ＣＦＯ推定のために、３つの帯域の各々に対し、第１レベルのＦＤ出力Ｖ_ｉ［ｎ］が累算される。

ここで、ｎ_ｉは帯域−ｉでの累算のための初期値

を有する開始シンボルインデックスである。累算はその帯域のカバーシーケンスの終了（ｃｆｏ＿ｅｓｔ＿ｃｔｒｌ＿ｉ＝−１）が検出されるまで続く。次に、Ｖ_ｉは角度

を計算するためにａｒｃｔａｎ（・）操作により処理されうる。

次に周波数オフセットの推定値は、

として計算できる。

ここで、Ｆ_０＝４２２４ＭＨｚは基本発振周波数であり、係数α_ｉは中心周波数Ｆ_ｉと基底周波数Ｆ_０との比
α_ｉ＝Ｆ_ｉ／Ｆ_０，ｉ＝１，２，３として定義される。

３つの帯域の各々に対する周波数誤差の最終的推定値は、

で与えられ、１サンプルあたりの位相誤差は、

である。

最後に、位相誤差は位相回転器に送られ、いかなる周波数誤差も修正する。

図１９に、ＴＦＣ−３およびＴＦＣ−４に対するＣＦＯ推定およびフレーム同期プロセッサ１６２０を実施する代表的ＣＦＯ推定およびフレーム同期プロセッサ１９００を示す。ＴＦＣ−３およびＴＦＣ−４に対するプロセッサの動作は同一であるため、簡明に表現するためにＴＦＣ−３に絞って説明する。

ＴＦＣ−３およびＴＦＣ−４の周波数弁別のために、一手法において、目標のＣＦＯ推定性能を満足するために２つの第１レベルの周波数弁別器（ＦＤ）が用いられる。第１のＦＤは同じ帯域内の２つの連続したプリアンブルシンボルのＭＦ１５０６の出力間の相互相関

を計算する。

ここで、ｆ_ｉ［２ｎ，ｍ］およびｆ_ｉ［（２ｎ＋１），ｍ］は帯域−ｉの（２ｎ）番目および（２ｎ＋１）番目のプリアンブルシンボルについてのＭＦからのｍ番目の出力であり、Ｐ_ｉ＝１６５は遅延である。図１２のタイムラインに従って、上式に含まれるシンボルのペアを以下に記載する。

帯域インデックス ｉ シンボルペア
１ １９と２０
２ １５と１６、 ２１と２２
３ １７と１８、 ２３と２４
第１のＦＤからの３３の連続した出力を累算することによって、

が得られる。

第２のＦＤはシンボル１５と２１（帯域−２）、およびシンボル１７と２３（帯域−３）に対するＭＦ１５０６の出力間の相互相関を計算する。これを行うために、シンボル１５（帯域−２）およびシンボル１７（帯域−３）に対するＭＦ１５０６の出力はそれぞれに３３の複素数値のサイズを備えた２つのバッファに格納されることに注意のこと。第２のＦＤからの３３の連続した出力を累算することにより、次式が得られる。

ここで、遅延はＰ_２＝６×１６５＝９９０となる。

フレーム同期検出について、再び表２を参照して、ＴＦＣ−３およびＴＦＣ−４に対するカバーシーケンスは３つの帯域の各々において最後のシンボル以外は＋１を保持する。ＣＦＯによる

中の位相回転は２πΔＦ_ｉＰ_１Ｔ_ｓであり、この位相回転の取り得る最大値は、全体で４０ｐｐｍのオフセットを有する（ＢＧ−４内の）帯域−１２に対して
θ_ｍａｘ＝２π×（９２４０ＭＨｚ×４０ｐｐｍ）×１６５×（１／５２８ＭＨｚ）＝４１．５８°
を取る。

θ_ｍａｘのこの値は以下のことを示す。

第１に、｜θ_ｍａｘ｜＜πであるため、これはすべてのＢＧについて、ＣＦＯ推定における「±２ｎπ」のあいまいさがなく、すなわち推定されたＣＦＯはＣＦＯ全体であって部分ではないことを保証する。

第２に、｜θ_ｍａｘ｜はπ／２よりはるかに小さい値を取るため、２つの仮説、
Ｈ０：ＣＦＯ（θのみ）
Ｈ１：ＣＦＯおよびカバーシーケンスの符号反転（θ＋π）
を、変数

のみを検査してテストすることは、たとえ低ＳＮＲ領域にあっても可能である。

各帯域のカバーシーケンスの終了は第１のＦＤによって検出される。

ＴＦＣ−１およびＴＦＣ−２と同様に、ｆｒａｍｅ＿ｓｙｎｃ信号は３つの帯域から多数票に基づいて生成される。

ＣＦＯ推定のために、帯域−２および帯域−３に対し、第１のＦＤ出力が累算される。

ここで、ｎ_ｉは帯域−ｉに対する累算のための開始シンボルインデックス、累算はその帯域のカバーシーケンスの終了（ｃｆｏ＿ｅｓｔ＿ｃｔｒｌ＿ｉ＝−１）が検出されるまで続く。図１２に示すタイムラインに従うと、帯域−１に対してただ１つの

しかなく、これは非常に雑音性であるように見えることに注意のこと。したがって、ここでの設計においては、性能劣化を避けるためにＣＦＯ推定に

を用いない。

はフレーム同期の検出に用いられるだけである。

最終的な累算結果

および

は角度

を計算するためにａｒｃｔａｎ（・）関数により処理される。

平均した結果は以下の通りである。

ここで、係数α_ｉは中心周波数Ｆ_ｉと基底周波数Ｆ_０との比
α_ｉ＝Ｆ_ｉ／Ｆ_０，ｉ＝２，３
として定義される。

一手法において、

および

のみがＣＦＯ推定に用いられる場合、残留誤差は満足できるものではないだろう。性能を向上させるために、ＣＦＯ推定は第２のＦＤからの出力に頼るだろう。また、角度

は参照としてのみ用いられるだろう。以下に詳細を述べる。

第２のＦＤからの結果

および

は

を計算するためにａｒｃｔａｎ（・）関数で処理される。

しかし、第２のＦＤの遅延がＰ_２＝６×１６５＝９９０であるため、

の取り得る最大値は、全体で４０ｐｐｍのオフセットを有する帯域−１２（ＢＧ−４）に対して
２π×（９２４０ＭＨｚ×４０ｐｐｍ）×（６×１６５）×（１／５２８ＭＨｚ）＝２４９．４８°である。言い換えれば、角度

は±２πの曖昧さを有し、選択的候補は、

である。

したがって、平均した結果の２つの選択バージョン

および

がある。

次に参照角度

または（

）を用いて以下のテストに従って選択することが可能である。

の場合、

それ以外の場合、

周波数オフセットの最終推定値は、

または等価的に

で与えられ、さらに３つの帯域の各々に対するＣＦＯ推定値は、

で与えられる。

１サンプルあたりの位相誤差は、

である。

最後に、位相誤差は位相回転器へ送られ、いかなる周波数誤差も修正する。

図２０に、ＴＦＣ−５、ＴＦＣ−６およびＴＦＣ−７に対するＣＦＯ推定およびフレーム同期プロセッサ１６３０を実施する代表的ＣＦＯ推定およびフレーム同期プロセッサ２０００を示す。ＴＦＣ−５、ＴＦＣ−６およびＴＦＣ−７に対するプロセッサの動作は同一であるため、簡潔な表現のためにＴＦＣ−５に絞って説明する。

最初に、周波数弁別は２つの連続したプリアンブルシンボルのＭＦ１５０６の出力間の相互相関、
Ｑ［ｎ，ｍ］＝ｆ［（ｎ＋ｌ），ｍ］ｆ^＊［ｎ，ｍ］
＝１２８Ｄ_０Ｅ_ｓ（ｓ_{ｃｏｖｅｒ}［ｎ］・ｓ_{ｃｏｖｅｒ}［ｎ＋１］）｜ｈ［ｍ］｜^２
・ｅｘｐ（ｊ２π・ΔＦ・ＰＴ_ｓ）＋ｗ_ＦＤ
によって決定される。

ここでＰ＝１６５は遅延である。ＴＦＣ−、ＴＦＣ−６またはＴＦＣ−７については周波数ホッピングがないため、帯域インデックスが省かれていることに注意のこと。

第１のＦＤからの３３の連続した出力を累算することにより、得られるものは、

である。

フレーム同期検出において、ＣＦＯによるＶ［ｎ］の位相回転は２πΔＦＰＴ_ｓであり、この位相回転は全体で４０ｐｐｍのオフセットを有する（ＢＧ−５内の）帯域−１４に対して取り得る最大値として
θ_ｍａｘ＝２π×（１０２９６ＭＨｚ×４０ｐｐｍ）×１６５×（１／５２８ＭＨｚ）＝４６．３３°
を有する。

θ_ｍａｘのこの値は以下のことを示す。

第１に、｜θ_ｍａｘ｜＜πであるため、これはすべてのＢＧについて、ＣＦＯ推定における「±２ｎπ」のあいまいさがなく、すなわち推定されたＣＦＯがＣＦＯ全体であって部分ではないことを保証する。

第２に、｜θ_ｍａｘ｜はπ／２よりはるかに小さい値を取るため、２つの仮説、
Ｈ０：ＣＦＯ（θのみ）
Ｈ１：ＣＦＯおよびカバーシーケンスの符号反転（θ＋π）
を、変数Ｖ［ｎ］のみを検査してテストすることは、たとえ低ＳＮＲ領域にあっても可能である。

図２１にＴＦＣ−５、ＴＦＣ−６およびＴＦＣ−７に対するフレーム同期検出処理２１００を示す。図の第１行はカバーシーケンスであり、第２行は

を表す。終わりに一意的なパターン「−＋＋」が検出されると、信号「ｆｒａｍｅ＿ｓｙｎｃ＝＋ｌ」がアサートされる。

ＣＦＯ推定およびフレーム同期プロセッサ２０００はＣＦＯ推定も実行する。ＣＦＯ推定の間、ＦＤの出力Ｖ［ｎ］

が累算される。

ここで、ｎ_０は累算のための開始シンボルインデックスである。累算はその帯域のカバーシーケンスの終了（ｆｒａｍｅ＿ｓｙｎｃ＝＋１，またはｃｆｏ＿ｅｓｔ＿ｃｔｒｌ＝−１）が検出されるまで続く。次に、Ｖは角度

を計算するためのａｒｃｔａｎ（・）計算機へ送られるだろう。さらに、周波数オフセットの推定値が

として計算されるかもしれない。

ここで、Ｆは中心周波数である。１サンプルあたりの位相誤差は、

である。

最後に、位相誤差は位相回転器へ送られ、いかなる周波数誤差も修正する。

図２２に、ＴＦＣ−８、ＴＦＣ−９およびＴＦＣ−１０に対する代表的ＣＦＯ推定およびフレーム同期プロセッサを示す。３つのＴＦＣすべてに対してアルゴリズムは同一であるため、簡明な表現のためにＴＦＣ−８に絞って検討する。

最初に、周波数弁別は同じ帯域内の２つの連続したプリアンブルシンボルのＭＦ１５０６の出力間の相互相関、

によって決定される。

ここで、ｆ_ｉ［ｎ，ｍ］およびｆ_ｉ［（ｎ＋１），ｍ］は帯域−ｉのｎ番目および（ｎ＋１）番目のプリアンブルシンボルについてのＭＦからのｍ番目の出力であり、Ｐ＝２×１６５＝３３０は遅延である。

３３の連続したＦＤ出力を累算することにより、得られるものは、

である。

ここで、ｗ_ＡＣは累算からの雑音項、ｍ_０はタイミング推定から得られる開始インデックスである。ｍ_０は帯域−１に対する集められた全チャネルエネルギー

を最大化するために最初に求められるが、無視できる程度の低下で帯域−２に適用されることに注意のこと。

フレーム同期検出において、ＣＦＯによる位相回転は２πΔＦ_ｉＰＴ_ｓであり、この位相回転は全体で４０ｐｐｍのオフセットを有する（ＢＧ−５内の）帯域−１４に対して取り得る最大値、
θ_ｍａｘ＝２π×（１０２９６ＭＨｚ×４０ｐｐｍ）×（２×１６５）×（１／５２８ＭＨｚ）＝９２．６６°
を取る。

θ_ｍａｘのこの値は以下のことを示す。

第１に、｜θ_ｍａｘ｜＜πであるため、これはすべてのＢＧについて、ＣＦＯ推定における「±２ｎπ」のあいまいさがなく、すなわち推定されたＣＦＯがＣＦＯの全体であって部分ではないことを保証する。

第２に、｜θ_ｍａｘ｜はπ／２より大きい値を取るかもしれないため、２つの仮説、
Ｈ０：ＣＦＯ（θのみ）
Ｈ１：ＣＦＯおよびカバーシーケンスの符号反転（θ＋π）
を、変数Ｖ_ｉ［ｎ］のみを検査してテストすることは、たとえ雑音のないシナリオにおいても、不十分である。

符号反転の検出に成功するために、第２のレベルの周波数弁別器が実施される。

Ｚ_ｉ［ｎ］＝Ｖ_ｉ［ｎ＋１］・（Ｖ_ｉ［ｎ］）^＊， ｎ＝０，１，・・・，９
図２３のフレーム同期検出処理２３００にこの処理を示す。第１行は２つの帯域のいずれか１つに対するカバーシーケンスを表す（帯域−１および帯域−２に対するカバーシーケンスは同一であることに注意）。第２行は第１レベルのＦＤ出力に関係する位相を示す（高ＢＧ対するθとθ＋π間の曖昧さに注意）。第３行は第２レベルのＦＤ出力に関係する位相を示す。破線は図１４のタイムラインに従うＣＦＯ推定の開始点を示す。

フレーム同期検出処理２３００は以下のように動作する。帯域−１と帯域−２に関して、カバーシーケンスは同一であるため、いずれか１つがこの目的のために選択されうる。他のチャネルインデックスｉはフレーム同期検出において放棄されうる。ＣＦＯ推定は、第２レベルのＦＤが最初の「π」を見逃さないように、帯域−１のシンボル−１５（または帯域−２のシンボル−１６）までに始まると仮定する。従って、システムは以下の２つの位相回転「０」および「π」を

によって検出するだろう。

一度、一意のパターン、「π−０−π」が検出されると、信号ｆｒａｍｅ＿ｓｙｎｃ＝＋１がアサートされ、受信機はチャネル推定モードに切り換えられる。

ＣＦＯ推定において、図２３に示すように、第１レベルのＦＤに関係する位相は２つの状態、θまたはθ＋πのいずれかにあり得る。ｓｔａｔｅ［ｎ］がＶ_ｉ［ｎ］の状態として定義される場合、

２つの帯域の各々について、第１レベルのＦＤ出力Ｖ_ｉ［ｎ］

が累算される。

ここで、ｎ_ｉは帯域−ｉにおける累算の開始シンボルインデックスである。状態遷移は第２レベルのＦＤの位相がπの時に起こるため、Ｖ_ｉ［ｎ］は以下のように更新されうる。

state［n₀］=-1; n=n₀;
Do
{ n=n+1;

}
while frame_sync ≠ +1
いったんｆｒａｍｅ＿ｓｙｎｃ＝＋１がアサートされると、受信機は累算を停止するために信号ｃｆｏ＿ｅｓｔ＿ｃｔｒｌ＝−１を設定する。次にＶ_ｉは角度

を計算するためにａｒｃｔａｎ（・）関数によって処理されるだろう。

周波数オフセットの推定値は

として計算することができる。

ここで、Ｆ_０＝４２２ＭＨｚは基本発振器周波数、係数α_ｉは中心周波数Ｆ_ｉと基底周波数Ｆ_０の比
α_ｉ＝Ｆ_ｉ／Ｆ_０， ｉ＝１，２
で定義される。

前記２つの帯域の各々に対する周波数誤差の最終的推定値は

で与えられ、１サンプルあたりの位相誤差は、

である。

最後に、位相誤差は位相回転器へ送られ、いかなる周波数誤差も修正する。

ここに説明した実施例はハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、ミドルウェア、マイクロコード、またはそれらの任意の組合せで実施されうることが理解されるべきである。システムおよび／または方法がソフトウェア、ファームウェア、ミドルウェア、マイクロコード、プログラムコードまたはコードセグメントで実施される場合、それらは記憶部品のような機械可読媒体に格納されうる。コードセグメントはプロシージャ、関数、サブプログラム、プログラム、ルーチン、サブルーチン、モジュール、ソフトウェアパッケージ、クラス、または命令、データ構造、若しくはプログラム文の任意の組合せを表しうる。コードセグメントは、情報、データ、引数、パラメータ、またはメモリー内容を引き渡しおよび／または受けることによって、別のコードセグメントまたはハードウェア回路に接続されうる。情報、引数、パラメータ、データなどは、メモリー共有、メッセージ引き渡し、トークンパッシング、ネットワーク伝送などを含む任意の適切な手段を用いて引き渡され、転送され、または伝送されうる。

ソフトウェアの実施において、ここに説明した技術は、ここに説明した機能を実行するモジュール（例えば、プロシージャ、関数など）で実施されうる。ソフトウェアコードはメモリーユニットに格納され、プロセッサで実行されうる。メモリーユニットは、プロセッサ内で実施されうるし、または当業者には既知の種々の手段で通信伝送的に（communicatively）接続されたプロセッサの外部で実施されうる。

上で説明してきたことは、１つ以上の実施例を含む。前述の実施例を説明する目的のために部品または方法論の考えうる全ての組合せを説明することが可能でないことは当然であるが、通常の当業者は種々の実施例の多くの更なる組合せおよび置き換えが可能であることを認識するであろう。従って、説明した実施例は、添付された請求項の精神と範囲内にあるそのような変更、修正、および変形すべてを包含するように意図されている。さらに、用語「含む」が詳細な説明または請求項のいずれかで用いられていれば、そのような用語は、用語「含んでいる」に類似して包含的であることが意図されている。「含んでいる」は用いられると、請求項内の移行句として解釈されるからである。

Claims (20)

1. 一体化したキャリア周波数オフセット推定およびフレーム同期を実行するための方法であって、
   周波数弁別値を生成するために、少なくとも１つの推定されたチャネルタップに第１のレベルの周波数弁別を実行することと；
   前記周波数弁別値から位相誤差を推定することと；
   予め定められたフレーム同期パターンを前記推定された位相誤差から決定することと；
   拡張された第１のレベルの周波数弁別値を生成するために、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップに、拡張された第１のレベルの周波数弁別を実行することと、なお、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップは予め定められた時間だけ遅延される；
   を備え、
   前記位相誤差を推定することは、前記周波数弁別値と前記拡張された第１のレベルの周波数弁別値とから前記位相誤差を推定することを備える、
   方法。
2. 前記予め定められたフレーム同期パターンは、交互符号のシーケンスを備える、請求項１に記載の方法。
3. 前記推定された位相誤差は、推定された周波数誤差に比例する、請求項１に記載の方法。
4. 拡張された第２のレベルの周波数弁別値を生成するために、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップに、拡張された第２のレベルの周波数弁別を実行することをさらに備える、請求項１に記載の方法。
5. 推定されたキャリア周波数オフセットの加重平均計算を実行することをさらに備える、請求項１に記載の方法。
6. 一体化したキャリア周波数オフセット推定およびフレーム同期を実行するための装置であって、
   周波数弁別値を生成するために、少なくとも１つの推定されたチャネルタップに第１のレベルの周波数弁別を実行するための手段と；
   前記周波数弁別値から位相誤差を推定するための手段と；
   予め定められたフレーム同期パターンを前記推定された位相誤差から決定するための手段と；
   拡張された第１のレベルの周波数弁別値を生成するために、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップに、拡張された第１のレベルの周波数弁別を実行するための手段と、なお、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップは予め定められた時間だけ遅延される；
   を備え、
   前記位相誤差を推定するための手段は、前記周波数弁別値と前記拡張された第１のレベルの周波数弁別値とから前記位相誤差を推定するための手段を備える、
   装置。
7. 前記予め定められたフレーム同期パターンは交互符号のシーケンスを備える、請求項６に記載の装置。
8. 前記推定された位相誤差は、推定された周波数誤差に比例する、請求項６に記載の装置。
9. 拡張された第２のレベルの周波数弁別値を生成するために、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップに、拡張された第２のレベルの周波数弁別を実行するための手段をさらに備える、請求項６に記載の装置。
10. 推定されたキャリア周波数オフセットの加重平均計算を実行するための手段をさらに備える、請求項６に記載の装置。
11. アンテナと；
    前記アンテナに接続され、一体化したキャリア周波数オフセット推定およびフレーム同期を実行するための方法を実行するように構成された回路を有する受信機と；
    を備える無線通信装置であって、
    前記方法は、
    周波数弁別値を生成するために、少なくとも１つの推定されたチャネルタップに第１のレベルの周波数弁別を実行することと；
    前記周波数弁別値から位相誤差を推定することと；
    予め定められたフレーム同期パターンを前記推定された移相誤差から決定することと；
    拡張された第１のレベルの周波数弁別値を生成するために、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップに、拡張された第１のレベルの周波数弁別を実行することと、なお、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップは予め定められた時間だけ遅延される；
    を備え、
    前記位相誤差を推定することは、前記周波数弁別値と前記拡張された第１のレベルの周波数弁別値とから前記位相誤差を推定することを備える、
    無線通信装置。
12. 前記予め定められたフレーム同期パターンは交互符号のシーケンスを備える、請求項１１に記載の無線通信装置。
13. 前記推定された位相誤差は、推定された周波数誤差に比例する、請求項１１に記載の無線通信装置。
14. 前記方法は、拡張された第２のレベルの周波数弁別値を生成するために、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップに、拡張された第２のレベルの周波数弁別を実行することをさらに備える、請求項１１に記載の無線通信装置。
15. 前記方法は、推定されたキャリア周波数オフセットの加重平均計算を実行することをさらに備える、請求項１１に記載の無線通信装置。
16. 計算機によって読み取り可能な記録読媒体であって、
    計算機に、周波数弁別値を生成するために、少なくとも１つの推定されたチャネルタップに第１のレベルの周波数弁別を実行させるためのコードと；
    前記計算機に、前記周波数弁別値から位相誤差を推定させるためのコードと；
    前記計算機に、予め定められたフレーム同期パターンを前記推定された位相誤差から決定させるためのコードと；
    前記計算機に、拡張された第１のレベルの周波数弁別値を生成するために、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップに、拡張された第１のレベルの周波数弁別を実行させるためのコードと、なお、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップは予め定められた時間だけ遅延される；
    を備え、
    前記位相誤差を推定することは、前記周波数弁別値と前記拡張された第１のレベルの周波数弁別値とから前記位相誤差を推定することを備える、
    記録媒体。
17. プロセッサに、一体化したキャリア周波数オフセット推定およびフレーム同期を実行するための方法を実施させるように構成されたメモリーを備えるプロセッサであって、
    前記方法は、
    周波数弁別値を生成するために、少なくとも１つの推定されたチャネルタップに第１のレベルの周波数弁別を実行することと；
    前記周波数弁別値から位相誤差を推定することと；
    予め定められたフレーム同期パターンを前記推定された位相誤差から決定することと；
    拡張された第１のレベルの周波数弁別値を生成するために、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップに、拡張された第１のレベルの周波数弁別を実行することと、なお、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップは予め定められた時間だけ遅延される；
    を備え、
    前記位相誤差を推定することは、前記周波数弁別値と前記拡張された第１のレベルの周波数弁別値とから前記位相誤差を推定することを備える、
    プロセッサ。
18. 一体化したキャリア周波数オフセット推定およびフレーム同期を実行するための方法であって、
    周波数弁別値を生成するために、少なくとも１つの推定されたチャネルタップに第１のレベルの周波数弁別を実行することと；
    前記周波数弁別値から位相誤差を推定することと；
    予め定められたフレーム同期パターンを前記推定された位相誤差から決定することと；
    拡張された第１のレベルの周波数弁別値を生成するために、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップに、拡張された第１のレベルの周波数弁別を実行することと、なお、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップは予め定められた時間だけ遅延される；
    拡張された第２のレベルの周波数弁別値を生成するために、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップに、拡張された第２のレベルの周波数弁別を実行することと；
    を備える方法。
19. アンテナと；
    前記アンテナに接続され、一体化したキャリア周波数オフセット推定およびフレーム同期を実行するための方法を実行するように構成された回路を有する受信機と；
    を備える無線通信装置であって、
    前記方法は、
    周波数弁別値を生成するために、少なくとも１つの推定されたチャネルタップに第１のレベルの周波数弁別を実行することと；
    前記周波数弁別値から位相誤差を推定することと；
    予め定められたフレーム同期パターンを前記推定された移相誤差から決定することと；
    拡張された第１のレベルの周波数弁別値を生成するために、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップに、拡張された第１のレベルの周波数弁別を実行することと、なお、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップは予め定められた時間だけ遅延される；
    拡張された第２のレベルの周波数弁別値を生成するために、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップに、拡張された第２のレベルの周波数弁別を実行することと；
    を備える、
    無線通信装置。
20. プロセッサに、一体化したキャリア周波数オフセット推定およびフレーム同期を実行するための方法を実施させるように構成されたメモリーを備えるプロセッサであって、
    前記方法は、
    周波数弁別値を生成するために、少なくとも１つの推定されたチャネルタップに第１のレベルの周波数弁別を実行することと；
    前記周波数弁別値から位相誤差を推定することと；
    予め定められたフレーム同期パターンを前記推定された位相誤差から決定することと；
    拡張された第１のレベルの周波数弁別値を生成するために、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップに、拡張された第１のレベルの周波数弁別を実行することと、なお、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップは予め定められた時間だけ遅延される；
    拡張された第２のレベルの周波数弁別値を生成するために、前記少なくとも１つの推定されたチャネルタップに、拡張された第２のレベルの周波数弁別を実行することと；
    を備える、
    プロセッサ。

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