CN101473518B - 谐振电源和操作谐振电源的方法 - Google Patents

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Abstract

根据示例性实施例，一种操作谐振电源的方法包括以不连续的方式控制该谐振电源。根据示例性实施例，一种谐振电源包括第一开关元件和至少一个储能元件，其中该谐振电源适于以不连续的方式进行控制。

Description

谐振电源和操作谐振电源的方法
技术领域
本发明涉及一种操作谐振功率变换器的方法、一种谐振功率变换器、一种计算机可读媒质和一种程序单元。特别地，本发明涉及一种谐振类型电源的低损耗待机操作方法。 
背景技术
在诸如消费或办公电子产品的大量应用中，使用谐振电源的低功耗待机功能(LPS)是非常新颖的。在现有技术中，已经注意到了针对谐振类型电源(通常是LLC类型变换器，即电感-电感-电容变换器，LCC类型变换器，即电感-电容-电容变换器或者LLCC类型变换器，即电感-电感-电容-电容变换器)的待机操作的一些原理。 
在第一原理中，电源接近其无负载点而工作。因此，在用于谐振类型电源的最大电网电压最大切换频率的情况下，在半桥中以及在变压器中仍将存在引起损耗的相当大的无功电流(reactive current)(尤其存在于针对世界范围的电网设计中)。这些损耗是由于这样的电源的驱动器和变压器中损耗的频率相关性造成的。这种模式下的损耗可以是所需待机功率的倍数。 
在第二原理中，该谐振类型电源以触发模式操作而工作。在这种情况下，该谐振类型电源周期性地完全接通。在接通过程中，不能避免硬切换，这导致过程中损耗很大。此外，触发模式操作下的控制回路只有在未能变换功率的时间段之后才锁定。这进一步降低了功率变换的效率并且其需要更大的输出滤波器。 
最后的原理需要仅以待机模式工作的附加变换器。很明显，这会引入附加的部件和成本。 
需要一种操作谐振功率变换器的方法、一种谐振功率变换器、一种计算机可读媒质和一种程序单元，该方法和谐振功率变换器特别地在驱动低负载时能够使待机操作具有低功耗。 
发明内容
可以利用根据独立权利要求的一种操作谐振功率变换器的方法、一种谐振功率变换器、一种计算机可读媒质和一种程序单元来满足上述需求。 
根据示例性实施例，一种操作谐振电源的方法包括按照不连续的方式控制谐振电源。 
根据示例性实施例，一种谐振电源包括第一开关元件和至少一个储能元件，其中该谐振电源适于以不连续的方式控制。 
根据示例性实施例，提供了一种计算机可读媒质，其中储存了用于控制谐振电源的程序，该程序在由处理器执行时适于控制包括以不连续的方式控制谐振电源的方法。 
根据示例性实施例，提供了一种用于控制谐振电源的程序单元，该程序在由处理器执行时适于控制包括以不连续的方式控制谐振电源的方法。 
已知的谐振电源和这种谐振电源的控制方法依赖于能量转移周期循环被重复的事实，即在由该方法控制的能量转移的第一周期之后，重复相同的控制步骤。特别地，在该谐振电源的工作期间，反复地切换例如晶体管的开关，而可以无损耗地不停地进行这种切换。在所谓的电感-电感-电容变换器(LLC变换器)的情况下，连续切换该LLC变换器的初级侧半桥的开关，并且储存在电感和电容中的能量之和不等于零。 
相反，根据示例性实施例，提供了一种不连续切换的方法。即，在初始的初始化之后，如果是LLC变换器，则可以无损耗地停止初级半桥的开关元件的切换。特别地，在控制中，可以在定义好的切换点处停止切换。这些点是表示谐振电源系统的电容的电压和电流的状态图处于原点时的时间点。另外，如果是LLC变换器，则一般地，能量在LLC变换器的不同谐振元件之间连续地振荡，所述谐振元件例如LLC变换器的电感和电容。特别地，储存在电感和电容中的能量之和可以为零。 
根据该方法的示例性实施例，即使是对于非常小的待机负载，例如零输出功率，也可以获得良好的效率值。这仅通过选择更加精细的控制方法而无需实施附加的部件就可以实现，该控制方法即不连续地切换该谐振电源的开关元件的控制方法。 
以下描述了操作谐振电源的方法的其它示例性实施例。然而，这些实施例还适用于谐振电源、计算机可读媒质和程序单元。 
根据该方法的另一个示例性实施例，该谐振电源包括第一开关元件、至少一个储能元件，并且所说的不连续的控制包括以其中第一开关元件可以进行软切换的方式，通过将能量从至少一个储能元件转移到第一开关元件来初始化待机操作。优选的是，该方法还包括软切换该第一开关元件，例如零电压切换。 
该第一开关元件可以是LLC变换器的初级半桥的第一晶体管，其具有并联的二极管，并且所述至少一个储能元件可以是LLC变换器的输出滤波器。特别地，该第一开关元件可以作为MOSEFT晶体管实现，在这种情况下，可以将集成构成的MOSFET的二极管用作所述的二极管。通过将能量从LLC变换器的储存元件转移到LLC变换器的第一晶体管，可以在与第一晶体管并联的二极管中引起小电流。该电流可以足够大，使得第一晶体管的零电压切换成为可能，从而即使在输出滤波器处存在小负载的情况下也能产生低损耗状态。换句话说，在第一初级侧切换事件之前，将能量从第一储能元件转移到第一开关元件，其可以是谐振电路的一部分。该能量可能仅足以软切换该初级侧。 
根据该方法的另一个示例性实施例，该谐振电源包括整流器，其包括第二开关元件和输出滤波器，其中通过切换该第二开关元件将能量从输出滤波器转移到第一开关元件。该整流器可以是同步整流器，并且该第二开关元件可以是第二开关晶体管，例如MOSFET。 
该输出滤波器可以是谐振电源的第一储能元件，其用于为第一开关元件提供能量，使得能够软切换该第一开关元件。 
根据另一个示例性实施例，该方法还包括谐振状态换相阶段，其中在该谐振状态换相中，优选地使流过谐振电源的电流反向。 
在谐振状态换相中，流过谐振电源的电流iC在待机初始化之后立刻变为-iC。即，该阶段的持续时间是谐振电源周期的一半。在这段时间，该谐振电源可以完成半周期的自由振荡。 
根据另一个示例性实施例，该方法还包括通过插入功率脉冲来提高谐振电源的输出功率。优选的是，在谐振状态换相阶段之后插入功率脉冲。特别地，可以在连续的谐振状态换相阶段之间插入(嵌入)功率脉冲。 
通过插入所谓的功率脉冲或者功率相位，其中可以将附加的能量注入谐振电源并且因此注入谐振电源的输出端，可以满足谐振电源的更高 待机功率需求。这些功率脉冲可以是第一开关元件的一个或多个切换事件，例如谐振电源的初级侧的开关元件的一个或多个切换事件。 
根据另一个示例性实施例，该方法还包括零状态返回阶段，其中在该零状态返回中，优选的是重建初始状态。优选的是，在零状态返回中，将初始化时转移的能量基本上返回到第一储能元件。 
特别地，在初始化阶段中从第一储能元件转移到第一开关元件的能量可以基本上转移回第一储能元件，即基本上全部能量都被转移回去，除了涉及由于谐振电源中的阻抗造成的损耗的少量能量。特别地，不会引起由于硬切换造成的损耗。优选在谐振状态换相阶段终止时完成该零状态返回阶段，并且基本上全部谐振能量流回到第一储能元件。在LLC变换器的情况下，能量流回到输出和输入滤波器，同时流到输出端的净能量可能是与时间选择有关的问题，并且可以通过由谐振电容电压获得的信号进行控制。 
下面描述谐振功率变换器的其它示例性实施例。然而，这些实施例还适于操作谐振电源的方法、计算机可读媒质和程序单元。 
根据该谐振电源的另一个示例性实施例，该谐振电源还适于以一种其中第一开关元件可以进行软切换的方式，将初始化待机操作的能量从至少一个储能元件转移到第一开关元件。 
根据另一个示例性实施例，该谐振电源还包括整流器，其包括第二开关元件，以及输出滤波器，其中该第二开关元件适于初始化从输出滤波器到第一开关元件的能量转移。优选的是，该整流器是同步整流器。 
通过利用同步整流器，可以减少在该谐振电源正向上的电压降。优选的是，该同步整流器包括MOSFET，它被驱动来模拟二极管。与在根据现有技术的LLC变换器中使用的同步整流器相反，按照电流(即能量)从输出滤波器流到初级侧的方式驱动根据示例性实施例的谐振电源中的同步整流器，以便能够进行初级侧的软切换。 
根据谐振电源的另一个示例性实施例，将该谐振电源形成为包括半桥的LLC变换器。可选地或附加地，该LLC变换器可以包括全桥。 
在使用LLC变换器的全桥的情况下，能量在LLC变换器的不同谐振元件之间连续振荡，所述谐振元件例如LLC变换器的电感与电容，同时储存在电感和电容中的能量之和可能不等于零。 
根据另一个示例性实施例，该谐振电源还包括第二输出滤波器，并 且该谐振电源适于向这两个输出滤波器待机供电。 
即，LLC变换器可以包括随后由输出电流io的相应半波激励的两个半波整流输出端。因此可以向这两个输出端待机供电，前提是在常规操作和反相操作之间进行周期性切换。 
示例性实施例的一个方面提供了一种谐振电源或者谐振变换器的控制方法。该方法可以提供一种修改的待机操作及其控制，其在待机负载大大减少的情况下仍有效地运行谐振变换器，并且其不依赖于附加的部件。其可以实现零状态返回切换和双向功率变换。通过利用同步整流器切换可以实现后者，该切换可以包括：在第一初级侧切换事件之前，通过同步整流器将能量从输出滤波器转移到谐振电路；刚好足以软切换该初级侧，并且因此进一步仍然通过输入滤波器使谐振电容器充电。在等待了半个振荡周期之后，实施“零状态返回”切换事件，其中(基本上)全部谐振能量流回到输入和输出滤波器。流到输出端的净能量是与时间选择有关的问题，并且能够通过由谐振电容电压获得的信号进行控制。在更高待机功率需求的情况下，能够在上述谐振状态换相阶段之间插入一个或多个功率脉冲，这个过程在软切换条件下开始，并且使之保持到下一个事件。 
根据这个方面，可以将累积待机的损耗减少到最小，这可以在没有任何额外的功率部件或者独立的变换器的情况下实现。从几乎为零(例如1mW)到几瓦的大范围待机功率需求是可能的，即可以包含轻负载工作。而且，当使用根据本发明的谐振电源时，可以包含零或小的负值的待机功率需求。可以不需要借助隔离的误差信号转移。另外，通过仅检测例如电容电压的初级侧驱动以及通过检测输出电压的次级侧驱动是可能的。此外，该操作可以应用于具有一个或两个受控输出端的全部LLC变换器。 
控制谐振电源的方法可以用于CE产品的电源单元中，例如移动PC或者LCD监视器、LCD电视机、DVD-X、机顶盒、卫星接收器、传真等的适配器，以及用于这些电源的控制器/驱动器/半桥IC的适配器。 
将参照下文中描述的实施例阐述本发明的这些及其它方面并使之清楚明白。本文中所述的所有实施例和方面能够相互混和和组合。 
附图说明
现在通过举例的方式，参照附图更详细地描述本发明，在附图中： 
图1表示了可以应用根据示例性实施例的待机操作的LLC变换器； 
图2示意表示了连续待机操作的典型波形； 
图3示意表示了根据本发明第一示例性实施例的典型波形； 
图4示意表示了待机操作的状态空间图的两个实例； 
图5更详细地示意表示了图3的待机初始化阶段； 
图6示意表示了与通常已知的整流器块相比进行了修改并且可用于图1所示的LLC中的整流器块； 
图7示意表示了作为切换阈值函数的总损耗； 
图8更详细地示意表示了图3的零状态返回阶段； 
图9示意表示了将功率脉冲插入操作谐振功率变换器的方法中的示例性实施例；以及 
图10示意表示了可以应用根据示例性实施例的待机操作的另一种LLC变换器。 
在附图中，相同的附图标记表示相同的元件或者实施基本相同功能的元件。 
具体实施方式
图1表示了可以应用待机操作的谐振电源100或者LLC变换器。该LLC变换器包括输入滤波器(或者直流链接)102和半桥逆变器103，通过驱动器/控制器单元101中生成的信号drv1和drv2来驱动该逆变器。该半桥逆变器103包括第一晶体管104、第二晶体管105和两个二极管106和107，其中一个与第一晶体管104并联，并且另一个与第二晶体管105并联。该半桥103通过谐振电容112与变压器108的初级侧(或者一组单独的电感部件)相连。该半桥还可以包括附加的电容，如所谓的缓冲电容器(snubber capacitor)。在次级侧上，该变压器108与整流器单元109相连，能够仅由二极管或者有利的是由驱动信号drv0所驱动的至少一个同步整流器形成该整流器单元109。此外，该整流器单元109与输出滤波器110相连，即电压输出端。该输出滤波器110优选包括电容器111(Co)并且还可以包括所谓的π滤波器。此外，图1中表示了电阻113，该图示意表示了施加到LLC变换器的负载。在将MOSFET用作第一和第二晶体管的情况下，可以由已经集成在MOSFET中的二极 管形成该两个二极管106和107。 
此外，在图1中，引入了一些物理可观察量。Vin是指输入滤波器的电容Cin处的电压。两个可能的缓冲电容器标记为Csn，而vs是指半桥低侧的缓冲电容器处的电压。标记iC是指流经电容C的电流，其提供了谐振电容器，而vC是指相应的电压。Lm是指变压器的电感(互感)，而iop是指返回到变压器的初级侧的输出电流。在变压器的次级侧上，表示了两个电路，其一具有连接到其中的整流器单元109。标记io 1和io 2是指流到次级侧上的各个电路的电流。此外，标记io、Co和Vo分别是指输出滤波器的电流、电容和电压。总而言之，图1所示的LLC变换器包括六个元件，它们能够起到储能元件的作用，即LLC变换器的两个电感和电容、输入和输出滤波器以及半桥的开关元件的电容。 
除了所示的半桥之外，还能够使用全桥。如果将全桥用于LLC变换器，则图1中接地的支路将与该半桥的所谓切换节点相连。此外，可以交叉切换该全桥，即可以连同第二半桥的第二晶体管(上支路)一起切换该第一半桥的第一晶体管(下支路)，或反之。在这种情况下，电流可以为零，而两个半桥的相应电压可以为+Vin和-Vin。 
图2示意表示了由连续亚临界待机操作产生的典型波形，即现有技术已知的待机操作的连续亚临界待机操作。在图2中，示意表示了两个实例。在上行中，表示了大负载的波形，而在下行中，待机负载与上行中所示的待机负载相比减少了。这种已知的模式仅对于下至某个待机负载表现出充足的效率，例如大约500mW。该值取决于允许的最小频率(例如声频以上)、包括可能的缓冲电容器的开关元件的输出电容、以及功率链中的传导损耗(Rdson、变压器和输出电路)。下方图表表示了几乎无负载操作的情况，但是保持输出电压受到控制。即，下方图表表示了通过以给定的最小频率将脉冲持续时间减小到不再向输出端发送功率的值，使得输出功率相对于上方减少。此时耗尽了全部的输入功率，这主要是由于“硬切换”造成的，这是因为切换脉冲之前的电流iC变得过小。 
详细地讲，将图2的行分成两个图，其中右图放大了左图上切换脉冲附近时刻的情况。所有图中表示的是电压vC和vs以及电流iC，其中标记参照图1。根据右图能够回溯脉冲持续时间降低的结果，下图中的脉冲持续时间比上图中的短。这导致了在下部所示情况中的电流iC比 上部所示情况中的小，并且还包括一些波纹。表示初级侧上的电流的电流iop初级侧也大大降低了。 
图3示意表示了根据本发明第一示例性实施例的待机操作序列及其基本切换事件情况的概观。图3表示了六行，根据这六行能够回溯几个物理参数和切换事件的定时。所有这些行的第一部分涉及初始状态或者零状态(ZS)，下一个阶段涉及待机初始化阶段(SI)，随后是谐振状态换相(RSC)和零状态返回阶段(ZSR)。图3中使用的标记参照图1中的标记。图3的前三行301、302和303分别是指驱动或控制信号drv0、drv1和drv2，其中drv0是指施加到图1的整流器单元的驱动信号，drv1是指施加到半桥的第一开关晶体管104的驱动信号，而drv2是指施加到半桥的第二开关晶体管105的驱动信号。接下来三行表示了所生成的功率链变量的波形。特别地，第四行304是指半桥切换节点电压vs和谐振电容器电压vC。第五行305是指返回到初级侧的谐振电容器电流iC和输出电流iop。第六行306是指与谐振变换器的相关振荡回路(tank)有关的能量。特别地，分别涉及输入电容器和输出电容器的能量eCin和eCo，以及谐振元件互感Lm和谐振电容C的能量，在图3中表示为线eLmC。 
在任何切换之前，假设谐振变换器处于零状态(ZS)，即vC＝0并且iC＝0，而半桥的低侧开关是导通的，即信号drv2是正的。随后的阶段是待机初始化(SI)。该事件是由例如能够探测输出电压Vo达不到给定基准值Voref的单元引起的。相应的输出整流器109是同步整流器，其立刻接通，即信号drv0目前表示正值。电流从输出滤波器110流入包括谐振电容C和互感Lm的谐振电路中。过一会，在后面的附图中给出具体情况，接通该半桥，即信号drv1目前是正的，而信号drv2是零。使得第一晶体管104接通并且第二晶体管105断开，同时保持一定的空载时间(dead time)。这是软切换动作(ZVS)，并且因此本质上损耗更小，这是因为足够的感应电流已经预先流过了。 
在很短一段时间后，再次在ZVS条件下，再次关闭半桥，drv2再次为正的并且drv1为零，这是因为电流iC(参见第五行305)已经换相。能量平衡(参见第六行306)表示了输出和输入滤波器已经将能量发送到谐振元件。 
在探测谐振状态换相(RSC)，即半个谐振振荡的振荡周期之后继 续下一次切换动作，参见第五行305。在ZVS条件下再次接通和断开该半桥，参见上面的三行301、302和303。只有在接通时间的持续时间内，零状态返回(ZSR)目前才是可能的。这意味着除了由于在SI、RSC和ZSR阶段期间的损耗造成的在输入滤波器中遗漏的残余量，全部能量被转移回输出和输入滤波器。与图2所示的操作相比并且在功率链部件和最小切换(重复)频率方面的同等条件下，这些损耗减小到大约1/5。 
图4示意表示了待机操作的状态空间图的两个实例。特别地，图4左侧表示了在几乎没有负载时所生成的工作波形，右侧表示了在25μJ/周期时所生成的工作波形。在下图中，绘出了谐振电容器的电压相对于其电流的曲线。因此，图4将输出功率不同的两个实例(左和右图)的待机操作进行了比较。左侧对应于图3所示的情况，即具有几乎为零的输出功率，而右侧的图涉及20kHz下大约500mW或者200Hz下大约5mW时的操作。图4的下部的状态空间图进一步表示了该操作。在相应的状态空间图中，表示了针对上部图的不同阶段，即ZS、SI、RSC和ZSR阶段的对应于主电容C的电压vC和电流iC。零状态对应于坐标vC和iC的原点。显而易见的是，每个周期变换的能量的量以及最后实现ZS是与时间选择有关的。 
图5更详细地示意表示了图3的待机初始化阶段。特别地，图5表示了针对图4的两种情况，即左侧的低输出情况以及右侧的高输出情况的控制信号和所生成的波形。在图5中，用于确定发送到输出端的能量的变量被标记为ctr1。 
图5描述了针对图4给出的实例，获得待机初始化阶段Si中的定时信号的方式。上部四个轨迹(行)501、502、503和504涉及图1的同步整流器块109(RS)。该块包括由信号drv0接通和断开的MOSFET，在图5中的第四行504中表示了该信号。该块还包括附加的信号处理，以重写由图5的第二行502中表示的驱动信号drv0驱动的标准同步整流器操作。因此，如果输出电压Vo达不到给定基准值，该时刻在图5中被标记为标记1(事件1)，则生成脉冲drv0s，其在第一行501中示出。信号drv0s设定RS触发drv0rs，其在图5的第三行503中示出。因此，由标准SR控制(例如当探测到源-漏极电压上升到给定电平时)或者由RS触发将同步整流器驱动为导通的，即信号drv0为高电平。利用信号drv0r重置该触发，如第二行502所示。图6中更详细表示了RS块。 
信号drv1和drv2是驱动在图1中标记为104和105的半桥开关S1和S2的门信号。图5的第五和第六行505和506分别表示了信号drv1和drv2。在阶段SI之前，图1中的开关S2，即第二开关晶体管105是导通的。作为事件1的结果，如果在第八行508中表示的主电流iC达不到预设值ctr0，该时间点在图5中标记为标记2(事件2)，则在图5中标记为3的时间点其关闭(事件3)。此时，积分器开始上升(int1)，在图5的第七行507中示出。在例如预设的空载时间之后，开关S1(图1中的第一开关晶体管104)接通，在图5中标记为标记4(事件4)。由于电流iC换相的情况，能够探测到正的过零，在图5中标记为标记5(事件5)。此时，积分器反相其斜率，在图5中标记为标记6(事件6)，并且下降，直到其达到阈值电平ctr1为止，在图5中标记为标记7(事件7)。此时，S1关闭，在图5中标记为标记8(事件8)，并且在空载时间之后，S2再次接通，在图5中标记为标记13(事件13)。SR探测标准整流条件，并且输出电流变为正的，在图5中标记为标记9(事件9)，并且drv0r变高。这重置了触发drv0rs，并且当输出电流变为零时，在图5中标记为标记11(事件11)，该SR开关最终关闭，在图5中标记为标记12(事件12)。 
在图5的右侧，绘出了相同的波形，但是其目前是由减小的值ctr1生成的，即逆变器的阈值电平int1。这使得在待机切换动作结束时，即在ZSR阶段之后转移能量更高(参照图8)。因此，使ctr1变化是控制待机功率的第一种方法。如果例如最小切换频率不应当达不到预设值，或者不应超过切换序列之间的最大时间，则能够提高ctr1直到获得该频率为止。 
另一种控制输出功率的方法是保持ctr1恒定，这意味着每个序列发送一定的能量。因为仅仅“在要求时”出现切换序列，即由次级侧SR导通触发该序列，所以在这里频率取决于输出功率。结合图9阐述控制输出功率的第三方法。 
图6示意表示了改进的同步整流器块。该整流器块601包括MOSFET 602。而且，其包括驱动单元603，当谐振变换器的输出电压Vo下降到给定的基准值Voref以下时其生成脉冲drv0s。该脉冲信号drv0s设定RS触发器604，其生成输入到或门605的驱动信号drv0rs。或门的第二输入端与标准SR控制单元606相连，其还与触发器相连并 且生成drv0r驱动信号，其可以重写标准SR操作。将或门605的输出信号dtv0提供给MOSFET 602的栅极。 
图7示意表示了作为参数ctr0的函数的图5的待机操作的总损耗。所示的图表示存在ctr0的最佳值，其确定了电流iC的阈值以探测图5的事件2(阶段SI)并且其主要取决于开关S1和S2的输出电容和可能的缓冲电容器Csn。作为通过检测iC探测事件2的替换方式，能够检测vC，以便处理其衍生物，其同样与iC成比例。 
图8示意表示了针对零状态返回切换进行安排的方式，以便在该序列结束时获得零状态。特别地，图9表示了控制信号和所生成的波形。受到调整以获得ZS的变量是ctr2。在图8的前两行801和802中，分别表示了驱动信号drv1和drv2。该ZSR阶段从探测电压vC的负的过零开始，在图8中标记为标记1(事件1)，并且在图8的第四行804中示出。此外，表示了半桥切换节点电压vs、谐振电容器电流iC和返回到初级侧的输出电流iop。然后S2断开，在图8中标记为标记2(事件2)，并且在空载时间之后，S1接通，在图8中标记为标记3(事件3)。事件2还在对iC进行正的过零检测时，在图8中标记为标记4(事件4)，使得积分器上升，在图8的第三行803中表示了该信号，这使得斜率反相，在图8中标记为标记5(事件5)。在下降到值ctr2之后，在图8中标记为标记6(事件6)，S1关闭，标记为标记7(事件7)，并且在空载时间之后S2再次接通，在图8中标记为标记8(事件8)。Ctr2的值主要取决于空载时间。然而，其可以是控制装置的内部值，通过在事件8时或者在事件8之后很短的时间内采样电压vC来调整该值。在vC在零以下的情况下，ctr2增大，反之亦然。 
图9示意表示了可以用于待机操作中的三种脉冲(阶段)。这三种脉冲可以是提高输出功率的最有效的方式，其将这三种脉冲，即所谓的功率脉冲(PP)或者功率阶段插入待机初始化阶段(SI)与零状态返回(ZSR)之间。这些PP还表示零电压切换，但是它们不会在零状态(ZS)时结束，而是在电流iC的某个电平时结束，在图9中的第二行902示出，并且由脉冲持续时间来确定该某个电平，即S1的接通时间。此处该时间可以为恒定的。通过探测vC的第一负的过零再次给出S2的接通时间，即RSC的持续时间。这些脉冲能够如图3中所述并且使用固定的ctr1值插在SI与ZSR阶段之间。然后仅由n确定所生成的序列SI-RSC-n- 时间(PP-RSC)-ZSR发送的能量，n为正整数或者零。 
以n＞0工作的优点在于脉冲序列PP-RSC的效率高于仅由SI-RSC-ZSR生成的效率，这由图9中的状态空间图表示。此处，转移到输出端的能量与仅振荡的能量之比与图4右侧给出的实例相比提高了。 
因为还由次级侧(图5中的事件1)上的SR动作触发该序列，所以重复频率取决于给定输出功率时的n、输出滤波器电容和最大电压波动。实例可以表示这些关系：Vo＝5V、Co＝100μF、Δvo＝2％(波动)、Po＝100mW(输出功率)，由n＝2的序列转移的能量可以为100μJ，其产生了1kHz的频率。 
当改变图1中的S2和SR1的位置时，还能够以反相的信号drv1和drv2实现目前所述的等同操作。于是，零状态对应于iC＝0，而vC＝Vin。 
图10示意表示了可以应用根据示例性实施例的待机操作的另一种LLC变换器。具有图10所示的同步整流器的LLC变换器在这些输出端中的一个中具有半波整流输出端，其具有同步整流器。还能够将目前所述的操作应用于图10所示的谐振变换器。其与图1所示的变换器的不同之处在于其输出整流器配置。而在图1中，由两个整流半波激励的输出Vo，图10中的变换器表示了由输出电流io的相应半波随后激励的两个输出Vo1和Vo2。在优选配置中，只有一个输出是与如上所述的待机操作有关的。然而这两个输出也可以是待机供电的，前提是在标准与反相操作之间周期性切换。 
前面的内容仅仅表示了本发明的原理。因此可以理解，本领域技术人员能够设计出尽管在本文中未明确表述或表示、但体现了本发明原理并且因此在其精神范围内的各种设置。例如，本领域普通技术人员将认识到，附图中表示的特定结构是便于理解的，并且可以由其它块来实现各个块的功能。 
特别地，应当注意，可以按照以在待机初始化(即在零状态)之前接通图1所示的上部晶体管104并且在待机初始化阶段中断开第一晶体管104，同时利用软切换接通第二晶体管105的方式实施待机初始化阶段的方式改变上述实施例。即，一般而言第一和第二晶体管的功能交换了。这会产生与上述实施方案和效果的不同，这对于本领域技术人员而言导容易理解的。 
例如，图1中所示的整流器109将在变压器的次级侧的下支路中实现。由于功能交换了，因此诸如图4的状态空间图将旋转180度并且移位Vin。特别地，能量仍然在LLC变换器的不同谐振元件之间连续振荡，例如LLC变换器的电感和电容，但是储存在电感和电容中的能量之和可能不等于零。 
应当注意，术语“包括”不排除其它元件或步骤的存在，并且“一”或“一个”不排除多个。而且可以将结合不同实施例进行描述的元件组合。还应当注意，权利要求中的附图标记不构成对权利要求范围的限制。 
考虑到本说明书，这些及其他实施例对于本领域普通技术人员而言是显而易见的，并且包含在以下权利要求书的范围内。 

Claims (13)

1.一种操作谐振电源(100)的方法，该谐振电源包括
第一开关元件(104)；和
至少一个储能元件(110)；
该方法包括：
不连续地控制该谐振电源，所述不连续地控制包括：
通过以一种其中第一开关元件(104)可实现软切换的方式将能量从所述至少一个储能元件(110)转移到第一开关元件(104)来初始化待机操作；和
软切换该第一开关元件(104)，
该方法还包括谐振状态换相阶段，在其中流过该谐振电源(100)的电流被反向，其中谐振状态换相阶段为谐振电源的谐振振荡的振荡周期的一半。
2.根据权利要求1所述的方法，其中该软切换为零电压切换。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其中该谐振电源(100)包括整流器(109)，其包括第二开关元件(602)和输出滤波器(110)，其中通过切换该第二开关元件(602)将能量从输出滤波器(110)转移到第一开关元件(104)。
4.根据前述权利要求1或2所述的方法，还包括：
通过插入功率脉冲来提高该谐振电源(100)的输出功率。
5.根据权利要求4所述的方法，
其中在谐振状态换相阶段之后插入该功率脉冲。
6.根据前述权利要求1或2所述的方法，还包括：
零状态返回阶段。
7.根据权利要求6所述的方法，
其中在零状态返回阶段中，恢复初始状态。
8.根据权利要求6所述的方法，
其中在零状态返回阶段中，将初始化中转移的能量基本上返回到第一储能元件(110)。
9.一种谐振电源(100)，包括：
第一开关元件(104)；和
至少一个储能元件(110)；
其中该谐振电源(100)适于被不连续地控制，
其中该谐振电源(100)还适于以一种其中第一开关元件(104)可实现软切换的方式将初始化待机操作的能量从所述至少一个储能元件(110)转移到该第一开关元件(104)；并且
其中所述谐振电源(100)还适于执行谐振状态换相阶段，在其中流过该谐振电源(100)的电流被反向，其中谐振状态换相阶段为谐振电源的谐振振荡的振荡周期的一半。
10.根据权利要求9所述的谐振电源，还包括：
-整流器(109)，其包括第二开关元件(602)；
-输出滤波器(110)，
其中该第二开关元件(602)适于初始化从输出滤波器(110)到第一开关元件(104)的能量转移。
11.根据权利要求10所述的谐振电源，
其中该整流器(109)是同步整流器。
12.根据权利要求9到11中任一项所述的谐振电源，
其中该谐振电源(100)为包括半桥(103)或全桥的LLC变换器。
13.根据权利要求10到11中任一项所述的谐振电源，还包括：
第二输出滤波器，
其中该谐振电源适于向两个输出滤波器待机供电。
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