KR101377723B1 - 공진형 전력 컨버터의 동작 방법 - Google Patents

공진형 전력 컨버터의 동작 방법 Download PDF

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Abstract

예시적인 실시예에 따르면, 공진형 전원 공급 장치를 동작시키는 방법은 공진형 전원 공급 장치를 비연속 방식으로 제어하는 단계를 포함한다. 예시적인 실시예에 따르면, 공진형 전원 공급 장치는 제1 스위칭 엘리먼트 및 적어도 하나의 에너지 저장 엘리먼트를 포함하며, 공진형 전원 공급 장치는 비연속 방식으로 제어되도록 적응된다.
Figure R1020097001087
공진형 전원 공급 장치, 비연속 방식, 스위칭 엘리먼트, 에너지 저장 엘리먼트

Description

공진형 전력 컨버터의 동작 방법{METHOD FOR OPERATING A RESONANT POWER CONVERTER}
본 발명은 공진형 전력 컨버터(resonant power converter)를 동작시키는 방법, 공진형 전력 컨버터, 컴퓨터 판독가능 매체 및 프로그램 엘리먼트에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 공진형의 전원 공급 장치의 저손실 스탠바이 동작 방법(low loss standby operation method)에 관한 것이다.
공진형 전원 공급 장치를 이용하는, 소비자용 혹은 사무용 전자기기 등의 큰 부피의 응용장치에서 낮은 전력 스탠바이(Low Power Standby; LPS) 기능은 상당히 새로운 것이다. 종래 기술에서 공진형의 전원 공급 장치(일반적으로, LLC 타입의 컨버터, 즉 인덕티비티-인덕티비티-캐패시티 컨버터, LCC 타입의 컨버터, 즉 인덕티비티-캐패시티-캐패시티 컨버터, 혹은 LLCC 타입의 컨버터, 즉 인덕티비티-인덕티비티-캐패시티-캐패시티 컨버터)에 대한 스탠바이 동작에 대한 몇몇 개념들이 주시되어 왔다.
그 첫 번째 개념에서는, 전원 공급 장치는 그의 무부하점(no-load point)에 가깝게 동작한다. 이에 따라, 공진형의 전원 공급 장치에 대한 최대 메인 전압 최대 스위칭 주파수(maximum mains voltage maximum switching frequency)의 경우, 하프 브리지 및 트랜스포머(특히, 월드 와이드 메인(world-wide mains)을 목적으로 하는 설계)에서 손실을 유발하는 상당한 무효 전류(reactive current)가 여전히 존재할 것이다. 이들 손실은, 이러한 전원 공급 장치의 트랜스포머 및 구동기에서의 손실의 주파수 의존성에 기인할 것이다. 이 모드에서의 손실은, 요구되는 스탠바이 전력을 증가시킬 것이다.
두 번째 개념에서는, 공진형의 전원 공급 장치는 버스트 모드 동작으로 동작한다. 이 경우, 이 공진형의 전원 공급 장치는 주기적으로 완전히 스위칭 온(switched on)된다. 스위칭 온 프로세스 동안, 상당한 손실 프로세스를 발생시키는 하드 스위칭(hard switching)이 회피될 수 없다. 또한, 버스트 모드 동작에서의 제어 루프는, 전력이 변환될 수 있는 타임슬롯이 지난 후에만 록킹된다. 이는 전력 변환의 효율을 더욱 감소시키며 더 큰 출력 필터를 필요로 한다.
마지막 개념에서는, 스탠바이 모드에서만 동작되는 추가의 컨버터를 필요로 한다. 이는 추가의 컴포넌트들 및 코스트를 발생시키는 것이 분명하다.
특히 작은 부하를 구동시킬 때 낮은 전력 손실을 나타내는 스탠바이 동작을 가능하게 하는, 공진형 전력 컨버터의 동작 방법, 공진형 전력 컨버터, 컴퓨터 판독가능 매체 및 프로그램 엘리먼트에 대한 필요성이 존재할 수 있다.
이 필요성은, 독립 청구항들에 따른 공진형 전력 컨버터의 동작 방법, 공진형 전력 컨버터, 컴퓨터 판독가능 매체 및 프로그램 엘리먼트에 의해 충족될 수 있다.
예시적인 실시예에 따르면, 공진형 전원 공급 장치를 동작시키는 방법은, 비연속 방식으로 공진형 전원 공급 장치를 제어하는 단계를 포함한다.
예시적인 실시예에 따르면, 공진형 전원 공급 장치는, 제1 스위칭 엘리먼트, 및 적어도 하나의 에너지 저장 엘리먼트를 포함하며, 공진형 전원 공급 장치는 비연속 방식으로 제어되도록 적응된다.
예시적인 실시예에 따르면, 공진형 전원 공급 장치를 제어하기 위한 프로그램이 저장되어 있는 컴퓨터 판독가능 매체가 제공되며, 이 프로그램은, 프로세서에 의해 실행될 때, 공진형 전원 공급 장치를 비연속 방식으로 제어하는 단계를 포함하는 방법을 제어하도록 적응된다.
예시적인 실시예에 따르면, 공진형 전원 공급 장치를 제어하기 위한 프로그램 엘리먼트가 제공되며, 이 프로그램은, 프로세서에 의해 실행될 때, 공진형 전원 공급 장치를 비연속 방식으로 제어하는 단계를 포함하는 방법을 제어하도록 적응된다.
공지된 공진형 전원 공급 장치들 및 이러한 공진형 전원 공급 장치들의 제어 방법들은, 에너지 전달 주기의 사이클이 반복된다는 사실, 즉 이 방법에 의해 제어되는 에너지 전달의 첫 번째 주기 후에 동일한 제어 단계들이 반복된다는 사실에 의존하는 것이다. 특히, 스위치들, 예를 들면 트랜지스터들은 계속해서 스위칭되며, 공진형 전원 공급 장치의 동작 동안 손실없이는 이 스위칭의 중단이 가능하지 않다. 소위 인덕티비티-인덕티비티-캐패시티 컨버터(LLC 컨버터)의 경우, LLC 컨버터의 주요측(primary side)의 하프 브리지의 스위치들은 연속적으로 스위칭되며, 이 인덕티비티 및 캐패시티에 저장된 에너지의 합은 제로가 되지 않는다.
이와 대조적으로, 예시적인 실시예에 따르면, 비연속 스위칭 방법이 제공된다. 즉, 처음의 초기화 후에, LLC 컨버터의 경우 주요 하프 브리지의 스위칭 엘리먼트들의 스위칭을 손실없이 중단시키는 것이 가능하다. 특히, 정의된 스위칭 포인트에서 스위칭을 중단시키는 제어가 가능하다. 이들 포인트들은, 공진형 전원 공급 시스템의 캐패시티의 전류 및 전압을 나타내는 상태도(state diagram)가 원점에 있는 시점이다. 또한, LLC 컨버터의 경우, 일반적으로 에너지는, LLC 컨버터의 서로 다른 공진 엘리먼트들, 예를 들면 LLC 컨버터의 인덕티비티 및 캐패시티 사이에서 연속적으로 오실레이팅한다. 특히, 인덕티비티 및 캐패시티에 저장된 에너지의 합은 제로일 수 있다.
본 방법의 예시적인 실시예에 따르면, 매우 작은 스탠바이 부하의 경우(예를 들면, 제로의 출력 전력)에도 양호한 효율 값을 획득할 수 있다. 이는, 추가의 컴포넌트들의 구현없이, 단지 보다 정교한 제어 방법(즉, 공진형 전원 공급 장치의 스위칭 엘리먼트들을 비연속적으로 스위칭하는 제어 방법)을 선택함으로써 가능할 수 있다.
이하에서는 공진형 전원 공급 장치를 동작시키는 방법의 다른 예시적인 실시예들이 설명된다. 그러나, 이들 실시예들은 또한 공진형 전원 공급 장치, 컴퓨터 판독가능 매체 및 프로그램 엘리먼트에도 적용된다.
본 방법의 다른 예시적인 실시예에 따르면, 공진형 전원 공급 장치는 제1 스위칭 엘리먼트, 및 적어도 하나의 에너지 저장 엘리먼트를 포함하며, 비연속 제어는, 제1 스위칭 엘리먼트의 소프트 스위칭이 수행가능하도록 하는 방식으로 에너지를 적어도 하나의 에너지 저장 엘리먼트로부터 제1 스위칭 엘리먼트로 전달함으로써 스탠바이 동작을 초기화하는 것을 포함한다. 본 방법은, 제1 스위칭 엘리먼트의 소프트 스위칭, 예를 들면 제로 전압 스위칭을 더 포함하는 것이 바람직하다.
제1 스위칭 엘리먼트는, LLC 컨버터의 주요 하프 브리지의, 병렬 접속된 다이오드를 갖는 제1 트랜지스터일 수 있으며, 적어도 하나의 에너지 저장 엘리먼트는 LLC 컨버터의 출력 필터일 수 있다. 특히, 제1 스위칭 엘리먼트는 MOSFET 트랜지스터로서 구현될 수 있으며, 이 경우 MOSFET와 통합적으로 형성된 다이오드가 전술한 다이오드로서 이용될 수 있다. 에너지를 LLC 컨버터의 저장 엘리먼트로부터 LLC 컨버터의 제1 트랜지스터로 전달함으로써, 제1 트랜지스터에 병렬 접속된 다이오드에 작은 전류가 흐르게 할 수 있다. 이 전류는 제1 트랜지스터의 제로 전압 스위칭이 가능하여 출력 필터에서의 작은 부하의 경우에도 손실이 적게 발생되게 하도록 충분히 클 수 있다. 즉, 제1 주요측 스위칭 발생 전에, 에너지가, 제1 에너지 저장 엘리먼트로부터 공진 회로의 일부일 수 있는 제1 스위칭 엘리먼트로 전달된다. 이 에너지는 주요측을 소프트 스위칭하기에 충분할 수 있다.
본 방법의 다른 예시적인 실시예에 따르면, 공진형 전원 공급 장치는, 제2 스위칭 엘리먼트를 포함하는 정류기 및 출력 필터를 포함하며, 여기서, 에너지는, 제2 스위칭 엘리먼트의 스위칭에 의해 출력 필터로부터 제1 스위칭 엘리먼트로 전달된다. 정류기는 동기 정류기(synchronous rectifier)일 수 있으며, 제2 스위칭 엘리먼트는 제2 스위칭 트랜지스터, 예를 들면 MOSFET일 수 있다.
출력 필터는, 이 제1 스위칭 엘리먼트가 소프트 스위칭될 수 있도록 제1 스위칭 엘리먼트에 대한 에너지를 제공하는 데에 이용되는 공진형 전원 공급 장치의 제1 에너지 저장 엘리먼트일 수 있다.
다른 예시적인 실시예에 따르면, 본 방법은 공진 상태 정류 국면(Resonant State Commutation phase)을 더 포함하며, 여기서 공진 상태 정류에서는 공진형 전원 공급 장치를 통해 흐르는 전류가 반전되는 것이 바람직하다.
공진 상태 정류에서는, 스탠바이의 초기화 후에 즉시 공진형 전원 공급 장치를 통해 흐르는 전류 iC는 -iC로 바뀐다. 즉, 이 국면의 지속기간은 공진형 전원 공급 장치의 주기의 반이다. 이 때, 공진형 전원 공급 장치는 반주기(half period)의 자유 오실레이션(free oscillation)을 수행할 수 있다.
다른 예시적인 실시예에 따르면, 본 방법은 전력 펄스들을 삽입함으로써 공진형 전원 공급 장치의 출력 전력을 증가시키는 단계를 더 포함한다. 이 전력 펄스들은 공진 상태 정류 국면 후에 삽입되는 것이 바람직하다. 특히, 전력 펄스들은 연속적인 공진 상태 정류 국면들 사이에 삽입(임베드(embed))될 수 있다.
소위 전력 펄스들 혹은 전력 페이즈들을 삽입함으로써(여기서, 추가적으로 에너지가 공진형 전원 공급 장치 및 이에 따른 공진형 전원 공급 장치의 출력에 주입될 수 있음), 공진형 전원 공급 장치의 더 높은 스탠바이 전력 수요에 대비할 수 있다. 이들 전력 펄스들은 제1 스위칭 엘리먼트, 예를 들면 공진형 전원 공급 장치의 주요측의 스위칭 엘리먼트들의 하나 이상의 스위칭 이벤트들일 수 있다.
다른 예시적인 실시예에 따르면, 본 방법은 제로 상태 리턴 국면(Zero State Return phase)을 더 포함하며, 여기서 제로 상태 리턴에서는 초기 상태가 재구성되는 것이 바람직하다. 제로 상태 리턴에서, 초기화시에 전달되는 에너지는 제1 에너지 저장 엘리먼트로 실질적으로 리턴된다.
특히, 초기화 국면에서 제1 에너지 저장 엘리먼트로부터 제1 스위칭 엘리먼트로 전달되는 에너지는 본질적으로 제1 에너지 저장 엘리먼트로 다시 전달될 수 있는데, 즉 대체로 모든 에너지가 다시 전달되지만 공진형 전원 공급 장치에서의 임피던스로 인한 손실과 관련해서는 작은 양이다. 특히, 하드-스위칭으로 인한 무손실이 야기될 수 있다. 이 제로 상태 리턴 국면은, 공진 상태 정류 국면의 끝에서 수행되는 것이 바람직하며, 실질적으로 모든 공진 에너지가 제1 에너지 저장 엘리먼트로 도로 전달된다. LLC 컨버터의 경우, 에너지는 출력 및 입력 필터 양쪽 모두에 도로 전달되며, 출력으로의 네트 에너지(net energy)의 전달은 타이밍의 문제일 수 있으며 공진 캐패시터 전압으로부터 도출되는 신호에 의해 제어될 수 있다.
이하에서는 또다른 공진형 전력 컨버터의 실시예들이 개시된다. 그러나, 이들 실시예들은 또한 공진형 전원 공급 장치의 동작 방법, 컴퓨터 판독가능 매체 및 프로그램 엘리먼트에도 적용된다.
공진형 전원 공급 장치의 다른 예시적인 실시예에 따르면, 공진형 전원 공급 장치는, 제1 스위칭 엘리먼트의 소프트 스위칭이 수행가능하도록 하는 방식으로, 스탠바이 동작을 초기화하는 에너지를, 적어도 하나의 에너지 저장 엘리먼트로부터 제1 스위칭 엘리먼트로 전달하도록 또한 적응된다.
다른 예시적인 실시예에 따르면, 공진형 전원 공급 장치는, 제2 스위칭 엘리먼트를 포함하는 정류기 및 출력 필터를 더 포함하며, 제2 스위칭 엘리먼트는 출력 필터로부터 제1 스위칭 엘리먼트로의 에너지 전달을 초기화하도록 적응된다. 정류기는 동기 정류기인 것이 바람직하다.
동기 정류기를 이용함으로써, 공진형 전원 공급 장치의 포워드 방향으로의 전압 강하를 감소시킬 수 있다. 동기 정류기는, 다이오드를 모방하도록 구동되는 MOSFET를 포함하는 것이 바람직하다. 종래 기술에 따른 LLC 컨버터들에서 이용되는 동기 정류기들과는 대조적으로, 예시적인 실시예에 따른 공진형 전원 공급 장치에서의 동기 정류기는, 주요측의 소프트 스위칭이 가능하게 되도록 전류, 즉 에너지가 출력 필터로부터 주요측으로 흐르도록 하는 방식으로 구동된다.
공진형 전원 공급 장치의 다른 예시적인 실시예에 따르면, 공진형 전원 공급 장치는, 하프 브리지를 포함하는 LLC 컨버터로서 형성된다. 대안적으로 혹은 추가적으로, LLC 컨버터는 풀 브리지를 포함할 수 있다.
LLC 컨버터용으로 풀 브리지를 이용하는 경우, 에너지는 LLC 컨버터의 서로 다른 공진 엘리먼트들, 예를 들면 LLC 컨버터의 인덕티비티 및 캐패시티 사이에서 연속적으로 오실레이팅하며, 인덕티비티 및 캐패시티에 저장된 에너지의 합은 제로가 되지 않을 것이다.
다른 예시적인 실시예에 따르면, 공진형 전원 공급 장치는 제2 출력 필터를 더 포함하며, 이 공진형 전원 공급 장치는 출력 필터들 양쪽 모두를 스탠바이 공급하도록 적응된다.
즉, LLC 컨버터는, 출력 전류 io의 대응 반파(half-waves)에 의해 이어서 에너지가 공급되는 두 개의 반파 정류된 출력을 포함할 수 있다. 이에 따라, 출력들 양쪽 모두는, 통상의 동작과 반전 동작 사이의 스위칭이 주기적으로 발생되는 경우, 스탠바이 공급될 수 있다.
예시적인 실시예의 하나의 양태에서는, 공진형 전원 공급 장치 혹은 공진형 컨버터의 제어 방법이 제공된다. 이 방법은, 변경된 스탠바이 동작 및 그 제어를 제공할 수 있는데, 이는 상당히 감소된 스탠바이 부하에서 여전히 효율적으로 공진형 컨버터를 가동시키고 추가의 컴포넌트들에 의존하지 않는다. 이는 제로 상태 리턴 스위칭 및 양방향 전력 변환을 달성할 수 있다. 후자는, 포함할 수도 있는 동기 정류기 스위칭을 이용함으로써 가능할 수 있다. 제1 주요측 스위칭 이벤트 전에, 에너지가 동기 정류기를 통해 출력 필터로부터 공진 회로로 전달되며; 이는 주요측에서 소프트 스위칭에 충분하게 되고, 이에 따라 입력 필터에 의해 여전히 공진 캐패시터를 또한 변경시킨다. 오실레이션 주기의 반을 기다린 후, "제로 상태 리턴" 스위칭 이벤트가 수행되며, 여기서 (실질적으로) 모든 공진 에너지가 입력 및 출력 필터 양쪽 모두에 도로 전달된다. 출력으로의 네트 에너지 흐름은 타이밍 문제이며 공진 캐패시터 전압으로부터 도출되는 신호에 의해 제어될 수 있다. 더 높은 스탠바이 전력 요구의 경우, 하나 이상의 전력 펄스들이 전술한 공진 상태 정류 국면들 사이에 삽입될 수 있으며, 이는 소프트 스위칭 조건하에서 시작되며 다음 이벤트 동안 이와 같이 유지된다.
이 양태에 따르면, 통합된 스탠바이 손실은 최소로 감소될 수 있으며 이는 어떠한 추가의 전력 컴포넌트들 또는 개별적인 컨버터들 없이 달성될 수 있다. 실질적으로 제로(예를 들면, 1mW)에서 수 와트까지의 큰 범위의 스탠바이 전력 요구가 가능할 수 있는데, 즉 작은 부하 동작이 수용될 수 있다. 또한 제로 또는 작은 음의 값들의 스탠바이 전력 요구는, 본 발명에 따른 공진형 전원 공급 장치를 이용할 때 수용될 수 있다. 아이솔레이션을 통한 신호 전송에 에러가 없을 것이 요구될 수 있다. 또한, 예를 들어 캐패시터 전압만을 감지하는 것에 의한 주요측 구동, 및 출력 전압을 감지하는 것에 의한 보조측 구동이 가능할 수 있다. 또한, 이 동작은 하나 이상의 제어된 출력을 갖는 모든 LLC 컨버터들에 적용될 수 있다.
공진형 전원 공급 장치를 제어하는 방법은, 모바일 PC 또는 LCD 모니터, LCD-TV 셋, DVD-X, 셋탑 박스, 위성 수신기, 팩시밀리 등과 이들 전원 공급 장치를 위한 제어기/구동기/하프 브리지 IC용의 어댑터들과 같은 CE 제품의 전원 공급 장치에서 이용될 수 있다.
본 발명의 이들 및 그 밖의 다른 양태들은 이하에 설명되는 실시예로부터 명백하게 될 것이며, 이를 참조하여 설명될 것이다. 본원에서 설명된 모든 실시예들 및 양태들은 서로 혼합 및 조합될 수 있다.
도 1은 예시적인 실시예에 따른 스탠바이 동작이 적용될 수 있는 LLC 컨버터를 나타낸 도면.
도 2는 연속적인 스탠바이 동작의 일반적인 파형들을 도식적으로 나타낸 도면.
도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 일반적인 파형들을 도식적으로 나타낸 도면.
도 4는 스탠바이 동작의 두 가지 예의 상태 공간도들(state space diagrams)을 도식적으로 나타낸 도면.
도 5는 도 3의 스탠바이 초기화 국면을 보다 상세하게 도식적으로 나타낸 도면.
도 6은 일반적으로 공지된 정류기 블럭들과 비교할 때 변경되어 있으며 도 1에 도시된 LLC에서 이용가능한 정류기 블럭을 도식적으로 나타낸 도면.
도 7은 총 손실을, 스위칭 임계치의 함수로서 도식적으로 나타낸 도면.
도 8은 도 3의 제로 상태 리턴 국면을 보다 상세하게 도식적으로 나타낸 도면.
도 9는 전력 펄스들을, 공진형 전력 컨버터의 동작 방법에 적용한 예시적인 실시예를 도식적으로 나타낸 도면.
도 10은 예시적인 실시예에 따른 스탠바이 동작이 적용될 수 있는 다른 LLC 컨버터를 도식적으로 나타낸 도면.
이하 본 발명에 대하여 첨부된 도면을 참조하여 예를 통해 보다 상세히 설명하기로 한다.
도면들 전체를 통해, 동일한 참조 부호는 동일한 구성요소, 혹은 실질적으로 동일한 기능을 수행하는 구성요소를 가리킨다.
도 1은 스탠바이 동작이 적용될 수 있는 공진형 전원 공급 장치(100) 또는 LLC 컨버터를 나타낸 도면이다. LLC 컨버터는, 구동기/제어기 유닛(101)에서 발생되는 신호들 drv1 및 drv2에 의해 구동되는 하프 브리지 인버터(103) 및 입력 필터(혹은 dc-링크)(102)를 포함한다. 하프 브리지 인버터(103)는 제1 트랜지스터(104), 제2 트랜지스터(105) 및 두 개의 다이오드들(106, 107)을 포함하며, 이들 다이오드들 중 하나는 제1 트랜지스터(104)에 병렬로 연결되어 있으며, 다른 하나는 제2 트랜지스터(105)에 병렬로 연결되어 있다. 하프 브리지(103)는, 공진 캐패시티(112)를 통해 트랜스포머(108)의 주요측(혹은 개별적 유도성 컴포넌트들의 그룹)에 연결되어 있다. 하프 브리지는, 소위 스너버 캐패시터들(snubber-capacitors)과 같은 추가의 캐패시티들을 더 포함할 수 있다. 트랜스포머(108)의 보조측에는, 정류기 유닛(109)이 연결되어 있는데, 이 정류기 유닛(109)은 다이오드들만으로 형성되거나, 혹은 바람직하게는 구동 신호 drv0에 의해 구동되는 적어도 하나의 동기 정류기(synchronous rectifier)로 형성될 수 있다. 또한, 정류기 유닛(109)은 출력 필터(110), 즉 전압 출력에 연결되어 있다. 출력 필터(110)는 캐패시터(111)(Co)를 포함하는 것이 바람직하며, 소위 π 필터를 더 포함할 수 있다. 또한, 도 1에는 부하를 도식적으로 나타내는 저항(113)이 도시되어 있으며, 이는 LLC 컨버터에 적용된다. MOSFET들이 제1 및 제2 트랜지스터들로서 사용되는 경우, 두 개의 다이오드들(106, 107)은 MOSFET들에 이미 통합되어 있는 다이오드들에 의해 형성될 수 있다.
또한, 도 1에는, 몇몇 물리적 관찰가능 사항들이 도입되어 있다. Vin은 입력 필터의 캐패시티 Cin에서의 전압을 가리킨다. 두 개의 가능한 스너버 캐패시터들이 Csn으로 표시되어 있으며, vs는 하프 브리지의 로우 사이드(low side)의 스너버 캐패시티에서의 전압을 가리킨다. 참조 부호 iC는, 공진 캐패시터를 제공하는 캐패시티 C를 통해 흐르는 전류를 가리키며, vC는 대응 전압을 가리킨다. Lm은 트랜스포머의 인덕티비티(상호 인덕티비티)를 가리키며, iop는, 트랜스포머의 주요측에 반영되는 출력 전류를 가리킨다. 트랜스포머의 보조측 상에는 두 개의 회로가 도시되어 있는데, 이 중 하나에는 정류기 유닛(109)이 연결되어 있다. 참조 부호 io1 및 io2는 보조측 상의 각 회로들에 흐르는 전류를 가리킨다. 또한, 참조 부호 io, Co, 및 Vo는 각각 출력 필터의 전류, 캐패시티 및 전압을 가리킨다. 전체적으로, 도 1에 도시된 LLC 컨버터는, 에너지 저장 엘리먼트로서 기능할 수 있는 6개의 엘리먼트들을 포함하는데, 즉 LLC 컨버터의 두 개의 인덕티비티 및 캐패시티, 입력 및 출력 필터들 및 하프 브리지의 스위칭 엘리먼트들의 캐패시티들을 포함한다.
도시된 하프 브리지 외에도 풀 브리지(full-bridge)가 이용될 수 있다. LLC 컨버터 용으로 풀 브리지가 이용되는 경우, 도 1에서 접지에 연결되어 있는 브랜치는 소위 하프 브리지의 스위치 노드에 연결될 것이다. 또한, 풀 브리지는 크로스 형상으로 스위칭될 수 있는데, 즉 제1 하프 브리지의 제1 트랜지스터(하부 브랜치)가 제2 하프 브리지의 제2 트랜지스터(상부 브랜치)와 함께 스위칭될 수 있으며, 그 반대로 될 수도 있다. 이 경우 전류가 제로가 될 수 있으며, 두 개의 하프 브리지들의 대응 전압들은 +Vin 및 -Vin이 될 수 있다.
도 2는 연속적인 임계치 이하의 스탠바이 동작(즉, 종래 기술에 공지된 스탠바이 동작)에 기인하는 통상적인 파형들을 도식적으로 나타낸 도면이다. 도 2에서, 두 개의 예가 도식적으로 도시되어 있다. 윗 줄에는, 큰 부하에 대한 파형들이 도시되어 있으며, 아랫 줄에는, 스탠바이 부하가, 윗쪽 줄에 도시된 것에 비해 감소되어 있다. 이 공지된 모드는, 소정의 스탠바이 부하, 예를 들면 약 500mW까지에 대해서만 충분한 효율을 나타낸다. 이 값은 허용 최소 주파수, 예를 들면, 청취가능 주파수보다 높은 주파수, 가능한 스너버 캐패시터들을 포함하는 스위칭 엘리먼트들의 출력 캐패시턴스, 및 전력 트레인(Rdson, 트랜스포머 및 출력 회로들)에서의 전도 손실에 의존한다. 아래 그림은 실질적 무부하 동작의 경우를 나타내지만, 출력 전압(들)이 계속해서 제어되게 한다. 즉, 아래 그림은, 지정된 최소 주파수에서, 전력이 더 이상 출력에 전달되지 않는 값으로 펄스 지속기간을 감소시킴으로써 위쪽 그림에 비해 출력 전력이 감소된 것을 도시한다. 여기서, 스위칭 펄스들 전의 전류 iC가 너무 작게 되기 때문에, 주로 "하드-스위칭(hard-switching)"으로 인해 모든 입력 전력이 소모된다.
상세하게는, 도 2의 줄들은 두 개의 그림으로 나눠지는데, 여기서 오른쪽 것은 스위칭 펄스 근처의 시간에 왼쪽 것을 주밍(zooming)한 것이다. 모든 도면에서 전압 vC 및 vs와 전류 iC가 도시되어 있으며, 이 참조 부호들은 도 1을 참조한다. 오른쪽의 그림들로부터 펄스 지속기간의 감소의 결과가 리트레이싱될 수 있으며(retraced), 이 펄스 지속기간은 위쪽 그림에서보다 아래쪽 그림에서 더 짧다. 이로 인해 전류 iC가 위쪽 그림에서보다 아래쪽 그림에서 더 작게 되며 또한 몇몇 리플들(ripples)을 포함하게 된다. 주요측 상의 전류를 가리키는 전류 iop도 또한 매우 감소한다.
도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른, 기본 스위칭 이벤트들에 따른 스탠바이 동작 시퀀스의 개요를 도식적으로 나타낸 도면이다. 도 3은 몇몇 물리적 파라미터들 및 스위칭 이벤트들의 타이밍이 리트레이싱될 수 있는 6개의 줄을 나타낸다. 이들 모든 줄들의 첫 번째 부분은 초기 상태 혹은 제로 상태(Zero State : ZS)를 가리키며, 다음 국면은 스탠바이 초기화(Standby Initialization : SI) 국면을 가리키며, 그 후 공진 상태 정류(Resonant State Commutation : RSC) 및 제로 상태 리턴(Zero State Return : ZSR) 국면이 이어진다. 도 3에서 이용되는 참조 부호들은 도 1의 참조 부호들을 가리키는 것이다. 도 3의 첫 번째 세 개의 줄(301, 302, 303)은 각각 구동 혹은 제어 신호들 drv0, drv1, 및 drv2를 가리키며, 여기서 drv0는 도 1의 정류기 유닛에 인가되는 구동 신호를 가리키며, drv1은 하프 브리지의 제1 스위칭 트랜지스터(104)에 인가되는 구동 신호를 가리키며, drv2는 하프 브리지의 제2 스위칭 트랜지스터(105)에 인가되는 구동 신호를 가리킨다. 다음의 세 개의 줄은 발생된 전력 트레인 변동의 파형을 나타낸다. 특히, 네 번째 줄(304)은 하프 브리지 스위치 노드 전압 vs 및 공진 캐패시터 전압 vC를 가리킨다. 다섯 번째 줄(305)은 주요측에 반영되는 출력 전류 iop 및 공진 캐패시터 전류 iC를 가리킨다. 여섯 번째 줄(306)은 공진형 컨버터의 관련 탱크들(tanks)과 연관된 에너지들을 가리킨다. 특히, 각각 입력 및 출력 캐패시터의 에너지 eCin 및 eCo, 및 도 3에 라인 eLmC로서 도시된, 공진 엘리먼트들의 상호 인덕턴스 Lm 및 공진 캐패시턴스 C의 에너지를 가리킨다.
임의의 스위칭 전에, 공진형 컨버터는 제로 상태(ZS)에 있는 것으로 가정되는데, 즉 vC=0 및 iC=0으로 가정되며, 하프 브리지의 로우 사이드 스위치는 전도 상태, 즉 신호 drv2가 포지티브이다. 그 다음의 국면은 스탠바이 초기화(SI)이다. 이 이벤트는, 예를 들면 출력 전압 Vo가 지정된 기준 값 Voref를 하회하는 것을 검출할 수 있는 유닛에 의해 유발된다. 대응하는 출력 정류기(109)는, 이제 스위칭 온되는, 즉 신호 drv0가 이제 포지티브 값을 나타내는 동기 정류기이다. 전류는, 출력 필터(110)로부터, 공진 캐패시티 C 및 상호 인덕티비티 Lm을 포함하는 공진 회로로 흐른다. 잠시 후에(상세에 대해서는 다음의 도면에서 설명함), 하프 브리지가 턴 온되는데, 즉 이제 신호 drv1이 포지티브로 되며 신호 drv2가 제로로 된다. 소정의 데드 타임(dead time)을 유지하면서 제1 트랜지스터(104)가 스위칭 온되고 제2 트랜지스터(105)가 스위칭 오프된다. 이는 소프트 스위칭 액션(ZVS)이며, 이에 따라 충분한 유도 전류가 미리 흘렀기 때문에 사실상 손실이 적다.
잠시 후에, 다시 ZVS 조건 하에서, 하프 브리지가 다시 스위칭 오프되며, drv2가 포지티브로 되며 drv1은 제로로 되는데, 그 이유는 전류 iC(다섯 번째 줄(305) 참조)가 정류되었기 때문이다. 여섯 번째 줄(306)에서 에너지 밸런스는, 출력 및 입력 필터 양쪽 모두가 에너지를 공진 엘리먼트들에 전달하였음을 나타낸다.
공진 상태 정류(RSC)를 검출한 후 다음의 스위칭 액션, 즉 공진 오실레이션 의 오실레이션 주기의 반이 이어지는데, 다섯 번째 줄(305)의 iC를 참조한다. 하프 브리지는 ZVS 조건 하에서 다시 스위칭 온 및 오프되는데, 위의 세 개의 줄(301, 302, 303)을 참조한다. 온 타임의 지속기간에 의해서만 제로 상태 리턴(ZSR)이 이제 가능하게 된다. 이는, SI, RSC 및 ZSR 국면들 동안의 손실로 인해 입력 필터 내에서 손실되는 잔여량을 제외하고는 모든 에너지가 출력 및 입력 필터들로 도로 전달됨을 의미한다. 도 2에 도시된 동작에 비해, 전력 트레인 컴포넌트들 및 최소 스위칭(반복) 주파수 면에서 동일한 조건 하에서, 이들 손실은 약 5의 팩터만큼 감소된다.
도 4는 스탠바이 동작의 상태 공간도의 두 가지 예를 도식적으로 나타낸 도면이다. 특히, 도 4는 왼쪽에는 실제로 무부하의 동작시에 발생된 파형을 나타내고 오른쪽에는 25μJ/cycle을 나타낸다. 아래쪽 그래프에서, 공진 캐패시터의 전압은 그 전류에 대해 플롯되어 있다. 이에 따라, 도 4는 출력 전력이 다른 두 개의 예들(왼쪽 및 오른쪽 그림들)에 대한 스탠바이 동작을 비교한다. 왼쪽은 도 3에 도시된 경우, 즉 실제로 제로 출력 전력을 갖는 경우에 대응하며, 반면에 오른쪽 그림은 20kHz에서의 약 500mW 혹은 200Hz에서의 약 5mW에서의 동작을 나타낸다. 도 4의 아래 부분의 상태 공간도들은 또한 동작을 예시한다. 대응하는 상태 공간도들에서, 메인 캐패시티 C에 대응하는 전압 vC 및 전류 iC는 위쪽 그림들의 서로 다른 국면들, 즉 ZS, SI, RSC 및 ZSR 국면에 대해 도시하고 있다. 제로 상태는 좌표 vC 및 iC의 원점에 대응한다. 사이클 당 변환되는 에너지량과 끝에서 달성되는 ZS는 타이밍에 관한 문제임이 확실하다.
도 5는 도 3의 스탠바이 초기화 국면을 보다 상세하게 도식적으로 나타낸 도면이다. 특히 도 5는 도 4의 두 가지 경우, 즉 왼쪽의 낮은 출력 경우와 오른쪽의 높은 출력 경우에 대한 제어 신호 및 발생 파형을 나타낸다. 출력에 전달되는 에너지를 결정하는 변수는 도 5에서 ctr1으로 표시된다.
도 5는, 스탠바이 초기화 국면 Si에서의 타이밍 신호들이 도 4에 주어진 예들에 대해 도출될 수 있는 방법을 나타낸 도면이다. 윗 쪽의 네 개의 트레이스들(줄들)(501, 502, 503, 504)은 도 1의 동기 정류기 블럭(109)(RS)을 가리킨다. 이 블럭은 도 5의 네 번째 줄(504)에 도시되어 있는 신호 drv0에 의해 스위칭 온 및 오프되는 MOSFET를 포함한다. 이 블럭은 또한, 도 5의 두 번째 줄(502)에 도시되어 있는 구동 신호 drv0에 의해 구동되는 통상의 동기 정류기 동작을 오버라이팅(overwrite)하기 위한 추가의 신호 처리를 포함한다. 따라서, 출력 전압 Vo가 지정된 기준 값을 하회하는 경우 첫 번째 줄(501)에 도시되어 있는 펄스 drv0가 발생되며, 이 시점이 도 5에서는 라벨 1(이벤트 1)로 표시되어 있다. 신호 drv0s는 RS 플립 플롭을, 도 5의 세 번째 줄(503)에 도시된 drv0rs로 설정한다. 이에 따라 동기 정류기가 도전 상태로 되는데, 즉 예를 들어 소스-드레인 전압이 지정된 레벨 위로 상승하는 것을 검출할 때 통상의 SR 제어에 의해, 혹은 RS 플립 플롭에 의해 신호 drv0가 하이 상태로 된다. 플립 플롭은 두 번째 줄(502)에 도시된 신호 drv0r에 의해 리셋된다. RS 블럭은 도 6에 보다 상세히 도시된다.
신호들 drv1 및 drv2는 도 1에 참조 부호 104 및 105로 표시된 하프 브리지 스위치들 S1 및 S2를 구동하는 게이트 신호들이다. 신호들 drv1 및 drv2는, 도 5 의 다섯 번째 및 여섯 번째 줄(505, 506)에 각각 도시되어 있다. 국면 SI 전에, 스위치 S2, 즉 도 1의 스위칭 트랜지스터(105)가 도전 상태로 된다. 이는, 여덟 번째 줄(508)에 도시된 주 전류 iC가 사전설정된 값 ctr0를 하회하는 경우(이 시점은 이벤트 1의 결과로서 도 5에 라벨 2(이벤트 2)로 표시되어 있음), 도 5에 라벨 3(이벤트 3)으로 표시되어 있는 시점에서 스위칭 오프된다. 이 때, 적분기가, 도 5의 일곱 번째 줄(507)에 도시된 랩핑 업(ramping up)(int1)을 시작한다. 예를 들어 사전설정되어 있는 데드 타임 이후, 스위치 S1(도 1의 제1 스위칭 트랜지스터(104))가 턴 온되는데, 이는 도 5에서 라벨 4(이벤트 4)로 표시되어 있다. 전류 iC가 정류된다는 사실로 인해 포지티브 제로 크로싱이 검출될 수 있으며, 이는 도 5에서 라벨 5(이벤트 5)로 표시되어 있다. 그 시점에서, 적분기는 그 슬로프를 반전시키며(이는 도 5에서 라벨 6(이벤트 6)으로 표시되어 있음), 임계 레벨 ctr1에 도달할 때까지 램핑 다운한다(이는 도 5에서 라벨 7(이벤트 7)로 표시되어 있음). 이 때 S1이 스위칭 오프되며(이는 도 5에서 라벨 8(이벤트 8)로 표시되어 있음), 데드 타임 이후, S2가 다시 스위칭 온된다(이는 도 5에서 라벨 13(이벤트 13)으로 표시되어 있음). SR은 통상의 정류 조건을 검출하며, 출력 전류는 포지티브로 되며(이는 도 5에서 라벨 9(이벤트 9)로 표시되어 있음), drv0r이 하이 상태로 된다. 이는 플립 플롭을 drv0rs로 리셋하며, 출력 전류가 제로로 될 때(이는 도 5에서 라벨 11(이벤트 11)로 표시되어 있음), SR 스위치는 최종적으로 턴 온프된다(이는 도 5에 라벨 12(이벤트 12)로 표시되어 있음).
도 5의 오른쪽에는, 동일한 파형들이 이제는 감소된 값 ctr1, 즉 인버터 int1에 대한 임계 레벨으로부터의 결과로서 플롯되어 있다. 이는, 전달된 에너지가 스탠바이 스위칭 액션의 끝, 즉 ZSR 국면 후에 크게 되게 한다(도 8 참조). 따라서, ctr1의 변동이 스탠바이 전력을 제어하는 첫 번째 방법이다. 예를 들어 최소 스위칭 주파수가 사전설정된 값을 하회하지 않아야 하는 경우, 혹은 스위칭 시퀀스들 간의 최대 타임을 초과하지 않아야 하는 경우, ctr1은 이 주파수가 얻어질 때까지 증가될 수 있다.
출력 전력을 제어하는 다른 방법은, ctr1을 일정하게 유지하는 것인데, 이는, 소정의 에너지가 시퀀스마다 전달됨을 의미한다. 스위칭 시퀀스들은 "요구시(on demand)"에만 발생되기 때문에, 즉 보조측 SR 도전에 의해 트리거되기 때문에, 여기서 주파수는 출력 전력에 의존한다. 출력 전력을 제어하는 세 번째 방법은 도 9와 관련하여 설명될 것이다.
도 6은 변경된 동기 정류기 블럭을 도식적으로 나타낸다. 정류기 블럭(601)은 MOSFET(602)를 포함한다. 또한, 이는, 공진형 컨버터의 출력 전압 Vo가 지정된 기준 값 Voref 아래로 감소되면 펄스 drv0s를 발생시키는 구동 유닛(603)을 포함한다. 펄스 신호 drv0s는, OR 게이트(605)에 입력되는 구동 신호 drv0rs를 생성하는 RS 플립 플롭(604)을 세트시킨다. OR 게이트로의 제2 입력은, 통상의 SR 동작을 오버라이팅할 수 있는 drv0r 구동 신호를 발생시키고 플립 플롭에 또한 연결되어 있는 통상의 SR 제어 유닛(606)에 연결되어 있다. OR 게이트(605)의 출력 신호 drv0는 MOSFET(602)의 게이트에 제공된다.
도 7은 도 5의 스탠바이 동작시의 총 손실을 파라미터 ctr0의 함수로서 도식 적으로 나타낸 도면이다. 도시된 그래프는, 도 5의 이벤트 2(국면 SI)를 검출하기 위해 전류 iC의 임계치를 결정하고 스위치들 S1 및 S2의 출력 캐패시티들 및 가능하게는 스너버 캐패시터들 Csn에 주로 의존하는 ctr0의 최적 값이 존재함을 가리킨다. iC를 감지함으로써 이벤트 2를 검출하는 것에 대한 대안으로서, vC가 감지되어 iC에 다시 비례하는 그 도함수를 처리할 수 있다.
도 8은 시퀀스의 끝에서 제로 상태를 취득하기 위해 제로 상태 리턴 스위칭을 위해 배열되는 방식을 도식적으로 나타낸다. 특히, 도 9는 제어 신호들 및 발생 파형들을 나타낸다. ZS를 취득하도록 조정된 변수는 ctr2이다. 도 8의 첫 번째 두 줄들(801, 802)에서, 구동 신호들 drv1 및 drv2 각각이 도시되어 있다. ZSR 국면은 전압 vC의 네거티브 제로 크로싱을 검출함으로써 시작되며, 이는 도 8에서 라벨 1(이벤트 1)로 표시되어 있으며, 도 8의 네 번째 줄(804)에 도시되어 있다. 또한, 주요측에 반영된 하프 브리지 스위치 노드 전압 vs, 공진형 캐패시터 전류 iC 및 출력 전류 iop가 도시되어 있다. 그러면 S2는 스위칭 오프되며(이는 도 8에 라벨 2(이벤트 2)로 표시되어 있음), 데드 타임 후에 S1이 스위칭 온된다(이는 도 8에 라벨 3(이벤트 3)으로 표시되어 있음). 이벤트 2는 또한 적분기가 램핑 업되도록 유발하며 이 신호는 도 8의 세 번째 줄(803)에 도시되어 있으며, 이는 iC의 포지티브 제로 크로싱 검출시에(이는 도 8에 라벨 4(이벤트 4)로 표시되어 있음) 그 슬로프를 반전시킨다(이는 도 8에 라벨 5(이벤트 5)로 표시되어 있음). 값 ctr2로 램핑 다운된 후(이는 도 8에 라벨 6(이벤트 6)으로 표시되어 있음), S1이 스위칭 오프되며(이는 라벨 7(이벤트 7)로 표시되어 있음), S2는 데드 타임 후에 다시 턴 온된다(이는 도 8에 라벨 8(이벤트 8)로 표시되어 있음). ctr2의 값은 데드 타임에 주로 의존한다. 그러나, 이는, 이벤트 8 발생시에 혹은 그 후에 즉시 전압 vC를 샘플링함으로써 조정되는 제어 수단의 내부 값일 수 있다. 그 후 vC가 제로 미만인 경우, ctr2가 증가되며 그 반대도 가능하다.
도 9는 스탠바이 동작에서 이용될 수 있는 세 번째 종류의 펄스들(국면들)을 도식적으로 나타낸 도면이다. 이들 세 번째 종류의 펄스들은 스탠바이 초기화(SI) 국면과 제로 상태 리턴(ZSR) 간에 이 세 번째 종류의 펄스들, 소위 전력 펄스들(PP) 또는 전력 페이즈(power phase)들을 삽입하여 출력 전력을 증가시키는 가장 효율적인 방식일 수 있다. 이들 PP는 마찬가지로 제로 전압 스위칭을 나타내지만 이들은 제로 상태(ZS)에서 끝나지 않고 도 9의 두 번째 줄(902)에 도시된 전류 iC의 소정의 레벨(이는 도 9의 두 번째 줄(902)에 도시되어 있음)에 있으며 이 소정의 레벨은 그 후 펄스 지속기간, 즉 S1의 온-타임에 의해 결정된다. 그 시간은 여기서 일정할 수 있다. S2의 온-타임, 즉 RSC의 지속기간은 다시 vC의 첫 번째 네거티브 제로 크로싱을 검출함으로써 주어진다. 이들 펄스들은 도 3에 도시된 바와 같이 SI 및 ZSR 국면 사이에 삽입될 수 있으며 마찬가지로 ctr1에 대한 고정 값을 이용한다. 그 후, 발생된 시퀀스 SI-RSC-n-타임(PP-RSC)-ZSR에 의해 전달되는 에너지는, 양의 정수 또는 0인 n에 의해서만 결정된다.
n＞0에서 동작하는 이점은, 펄스 시퀀스 PP-RSC의 효율이 SI-RSC-ZSR만으로부터 기인하는 것보다 높다는 점이다(이는 도 9의 상태 공간도에 도시되어 있음). 여기서, 출력에 전달되는 에너지의, 오실레이팅만에 대한 비율은 오른쪽에서 도 4 에 지정된 예에 비하여 증가된다.
이 시퀀스는 보조측 상의 SR 액션(도 5의 이벤트 1)에 의해 마찬가지로 트리거되기 때문에, 반복 주파수는 지정된 출력 전력에서의 n, 출력 필터 캐패시턴스, 및 최대 전압 리플에 따라 달라진다. 일례에서는 이들 관계를 예시할 수 있다: Vo=5V, Co=100μF, Δvo = 2%(리플), Po=100mW(출력 전력), n=2에서의 시퀀스에 의해 전달되는 에너지는 100μJ일 수 있으며 이는 1kHz의 주파수를 발생시킨다.
지금까지 설명한 바와 같은 등가적인 동작은 또한 도 1의 S2 및 SR1의 위치를 변경할 때 반전된 신호들 drv1 및 drv2로 수행될 수 있다. 그러면, 제로 상태는 iC=0이지만 vC=Vin인 것에 대응한다.
도 10은 예시적인 실시예에 따른 스탠바이 동작이 적용될 수 있는 다른 LLC 컨버터를 도식적으로 나타낸다. 도 10에 도시된 동기 정류기를 갖는 LLC 컨버터는, 이들 출력들 중 하나의 출력에서 동기 정류기에 의한 반파 정류된 출력을 갖는다. 지금까지 설명된 동작은 도 10에 도시된 공진형 컨버터에 또한 적용될 수 있다. 이는 그 출력 정류기 구성 면에서 도 1에 도시된 컨버터와는 다르다. 도 1에서 출력 Vo가 정류된 반파들 양쪽에 의해 에너자이징되는(energized) 동안, 도 10의 컨버터는, 출력 전류 io의 대응 반파에 의해 이어지는 에너자이징되는 두 개의 출력들 Vo1 및 Vo2를 나타낸다. 바람직한 구성에서, 단지 하나의 출력만이 전술한 바와 같은 스탠바이 동작에 관한 것이다. 그러나 출력들 양쪽 모두가, 통상의 동작 및 반전 동작 간의 스위칭이 주기적으로 발생되는 경우 마찬가지로 스탠바이 공급될 수 있다.
전술한 내용은 단지 본 발명의 원리를 나타내는 것이다. 따라서, 본 기술 분야에 통상의 지식을 가진 자라면, 비록 본원에 명시적으로 기술되거나 도시되어 있지는 않을지라도 본 발명의 원리를 구현하고 이에 따라 본 발명의 정신 및 범주 내에 있는 각종 구성들을 생각해 낼 수 있을 것을 알 수 있다. 예를 들면, 본 기술 분야에 통상의 지식을 가진 자라면, 도면들에 도시된 특정 구성들이 이해의 용이를 위해 제공되고 각종 블럭들의 기능들이 다른 블럭들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 것이다.
특히, 전술한 실시예들은, 도 1에 도시된 상부 트랜지스터(104)가 스탠바이 초기화 전에, 즉 제로 상태에서 스위칭 온되는 방식으로 수행될 수 있으며 스탠바이 초기화 국면에서, 제1 트랜지스터(104)는 스위칭 오프되며, 제2 트랜지스터(105)는 소프트-스위칭의 이용에 의해 스위칭 온된다. 즉, 일반적으로 제1 및 제2 트랜지스터들의 기능들은 교환된다. 이는, 전술한 구현예에 대한 소정의 차이와, 본 기술 분야에 통상의 지식을 가진 자에게 용이한 효과를 발생시킬 수 있다.
예를 들면, 도 1에 도시된 정류기(109)는 트랜스포머의 보조측의 하부 브랜치에서 구현될 것이다. 기능의 교환의 결과, 상태 공간도, 예를 들면 도 4는 180°만큼 회전되고 Vin만큼 시프트될 것이다. 특히, 에너지는 계속해서 LLC 컨버터의 서로 다른 공진 엘리먼트들, 예를 들면 LLC 컨버터의 인덕티비티 및 캐패시티 사이에서 오실레이팅하지만, 인덕티비티 및 캐패시티에 저장된 에너지의 합은 제로가 되지 않을 것이다.
"포함(comprising)"이라는 용어는 다른 엘리먼트들 또는 단계들을 배제시키 는 것은 아니며 "a" 또는 "an"은 복수 개를 배제시키는 것은 아님에 유의해야 한다. 또한 서로 다른 실시예들과 연관되어 도시된 엘리먼트들은 결합될 수 있다. 또한, 특허청구범위에서의 참조 부호들은 특허청구범위의 범주를 한정하는 것으로 해석되어서는 안됨에 유의해야 한다.
이들 및 그 밖의 다른 실시예들은 본 개시물을 읽어보았을 때 본 기술 분야에 통상의 지식을 가진 자에게 명백하게 될 것이며 이들은 이하의 특허청구범위의 범주 내에 포함된다.

Claims (20)

  1. 공진형 전원 공급 장치를 동작시키는 방법으로서,
    상기 공진형 전원 공급 장치는, 제1 스위칭 엘리먼트 및 공진 회로를 포함하고,
    상기 공진 회로는 트랜스포머 및 정류기를 포함하며,
    상기 트랜스포머는 상기 제1 스위칭 엘리먼트의 출력에 연결되고,
    상기 정류기는 상기 트랜스포머의 출력에 연결된 입력 측 및 부하에 출력 전력을 전송하기 위한 출력 측을 가지며,
    상기 방법은,
    상기 제1 스위칭 엘리먼트를 비연속적으로 스위칭하는 단계;
    상기 정류기의 출력 측에 제공되는 적어도 하나의 에너지 저장 엘리먼트로부터 상기 제1 스위칭 엘리먼트로 에너지를 전달함으로써 스탠바이 동작을 초기화하는 단계; 및
    상기 제1 스위칭 엘리먼트를 소프트 스위칭하는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 소프트 스위칭은 제로 전압 스위칭인, 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 정류기는 제2 스위칭 엘리먼트를 포함하고,
    상기 공진형 전원 공급 장치는 상기 적어도 하나의 에너지 저장 엘리먼트를 포함하는 출력 필터를 더 포함하며,
    상기 에너지는 상기 제2 스위칭 엘리먼트를 스위칭함으로써 상기 적어도 하나의 저장 엘리먼트로부터 상기 제1 스위칭 엘리먼트로 전달되는, 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제2 스위칭 엘리먼트를 스위칭하기 직전에, 상기 공진 회로에는 에너지가 저장되어 있지 않는, 방법.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    공진 상태 정류 국면(Resonant State Commutation phase)을 갖도록 상기 공진형 전원 공급 장치의 스위칭 동작을 제어하는 단계를 더 포함하고,
    상기 공진 상태 정류 국면 동안, 상기 공진형 전원 공급 장치를 통해 흐르는 전류가 반전되는, 방법.
  6. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    전력 펄스들을 삽입함으로써 상기 공진형 전원 공급 장치의 출력 전력을 증가시키는 단계를 더 포함하는 방법.
  7. 제5항에 있어서,
    전력 펄스들을 삽입함으로써 상기 공진형 전원 공급 장치의 출력 전력을 증가시키는 단계를 더 포함하고,
    상기 전력 펄스들은 상기 공진 상태 정류 국면 후에 삽입되는, 방법.
  8. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    제로 상태 리턴 국면(Zero State Return phase)을 더 포함하고,
    상기 제로 상태 리턴 국면에서 초기 상태가 복구되는 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제로 상태 리턴 국면에서, 상기 스탠바이 동작을 초기화하는 단계에서 전달된 에너지는 상기 적어도 하나의 에너지 저장 엘리먼트로 리턴되는, 방법.
  10. 공진형 전원 공급 장치로서,
    제1 스위칭 엘리먼트;
    트랜스포머를 포함하는 공진 회로 - 상기 트랜스포머는 상기 제1 스위칭 엘리먼트의 출력에 연결됨 -;
    상기 트랜스포머의 출력에 연결된 입력 측 및 부하에 출력 전력을 전송하기 위한 출력 측을 갖는 정류기;
    상기 정류기의 출력 측에 제공되는 적어도 하나의 에너지 저장 엘리먼트; 및
    상기 제1 스위칭 엘리먼트의 스위칭 동작을 비연속적이 되게 제어하도록 구성된 제어기
    를 포함하며,
    상기 공진형 전원 공급 장치는, 상기 제1 스위칭 엘리먼트가 소프트 스위칭 되도록 하는 방식으로, 상기 적어도 하나의 에너지 저장 엘리먼트로부터 상기 제1 스위칭 엘리먼트로 에너지를 전달함으로써 스탠바이 동작을 초기화하도록 구성되는, 공진형 전원 공급 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 정류기는 제2 스위칭 엘리먼트를 포함하고,
    상기 공진형 전원 공급 장치는 상기 적어도 하나의 에너지 저장 엘리먼트를 포함하는 출력 필터를 더 포함하며,
    상기 제어기는 상기 제2 스위칭 엘리먼트의 스위칭 동작을 제어하여, 상기 적어도 하나의 에너지 저장 엘리먼트로부터 상기 제1 스위칭 엘리먼트로의 에너지 전달을 초기화하도록 구성되는, 공진형 전원 공급 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 정류기는 동기 정류기(synchronous rectifier)인, 공진형 전원 공급 장치.
  13. 제10항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 공진형 전원 공급 장치는, 하프 브리지(half-bridge) 및/또는 풀 브리지(full-bridge)를 포함하는 LLC 컨버터인, 공진형 전원 공급 장치.
  14. 제11항 또는 제12항에 있어서,
    제2 출력 필터를 더 포함하며,
    상기 공진형 전원 공급 장치는 상기 스탠바이 동작 동안 출력 필터들 모두에 전원 공급하도록 구성되는, 공진형 전원 공급 장치.
  15. 물리적 개체의 이미지의 에러 보상에 대한 프로그램이 저장되어 있는 컴퓨터 판독가능 매체로서, 상기 프로그램은 프로세서에 의해 실행되는 경우,
    공진형 전원 공급 장치를 비연속 방식으로 제어하는 단계를 포함하는 방법을 제어하도록 구성되는 컴퓨터 판독가능 매체.
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