CN101465835A - Ofdm系统的信道响应估计方法及修正系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种OFDM系统的信道响应估计方法及修正系统，属于无线通信领域技术。该方法包括：根据当前数据帧之前的帧计算得到信道响应估计值H_est(k₁)，将数据帧的短训练序列进行FFT得到其频域序列R_sync(k₂)，去除频域序列R_sync(k₂)在各频点的幅度和相位信息，得到信道响应估计值H_sync(k₂)；根据信道响应估计值H_est(k₁)和信道响应估计值H_sync(k₂)计算出两者的采样起始时刻偏差差值以及载波起始相位偏差差值，利用偏差差值和对信道响应估计值H_est(k₁)进行相位修正，得到信道响应估计值用于当前数据帧的均衡运算。本发明使各帧获得的信道响应估计值能够互相利用，可有效提高系统的误码性能，使系统的传输效率获得较大提高。

Description

OFDM系统的信道响应估计方法及修正系统

技术领域

本发明是关于无线通信领域中的OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)技术，具体涉及一种OFDM系统的信道响应估计方法及修正系统。

背景技术

近年来，为了适应有线电视网络双向化改造以及宽带通信网、数字电视网和下一代互联网“三网融合”的应用需求，基于同轴电缆传输的通信系统技术方案成为研究热点之一，诸如high performance network over coax(HiNOC)、WiFi降频、multimedia over coax alliance(MoCA)等系统方案相继被提出。与无线通信环境相比，有线信道具有时变特性不显著等特点。根据有线信道的信道特性，对通信系统的信道响应估计算法进行优化，可以有效提高系统的传输效率和误码性能。

在当前常见的突发式OFDM通信系统中，物理层数据帧的头部均设置了前导序列，并在数据序列中插入了导频，例如IEEE 802.11、IEEE 802.16以及Wifi降频等。进行信道响应估计时，各数据帧通常将本帧前导序列以及导频估计得到的信道参数直接用于本帧数据的均衡。但是，数据帧所包含的前导序列长度有限，导致信道响应估计结果受高斯噪声的干扰较大，因而估计精度较低，降低了系统的误码性能。而且，由于前导序列在数据帧中所占的比例较大，影响了系统的传输效率。

在OFDM通信系统的时不变信道下，信道参数在较长的时间范围内保持一致，对不同时刻传输的物理层帧所估计得到的信道参数进行加权平均，可以有效降低高斯噪声的干扰，提高估计结果的精度。然而，在实际通信系统中，发送端D/A变换器和接收端A/D变换器分别采用各自的时钟，且两个时钟的时钟沿并不对齐，使得发送信号和接收信号之间存在采样起始时刻偏差。此外，发送端调制器和接收端解调器分别采用不同的载波发生器，两者的载波起始相位也不一致，从而在传输信号中引入了载波起始相位偏差。由于不同时刻传输的物理层帧存在不同的采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差，使得在OFDM系统接收端的各帧获得的信道响应估计值无法直接相互利用。

发明内容

本发明克服了现有技术中的不足，提供了一种OFDM系统的信道响应估计方法，该方法可以使OFDM系统接收端的各帧获得的信道响应估计值能够互相利用。

本发明的技术方案是：

一种OFDM系统的信道响应估计方法，其步骤包括：

1)在OFDM系统接收端，根据当前数据帧之前的帧计算得到信道响应估计值H_est(k₁)；

2)在OFDM系统接收端，将通过信道的数据帧的短训练序列进行FFT，得到其频域序列R_sync(k₂)，去除上述频域序列R_sync(k₂)在各频点的幅度和相位信息，得到信道响应估计值H_sync(k₂)；

3)根据信道响应估计值H_est(k₁)和信道响应估计值H_sync(k₂)计算出两者的采样起始时刻偏差差值

以及载波起始相位偏差差值

4)利用上述偏差差值

和偏差差值

对信道响应估计值H_est(k₁)进行相位修正，得到信道响应估计值H’_est(k₁)，该信道响应估计值H’_est(k₁)用于当前数据帧的均衡运算。

所述步骤1)的信道响应值H_est(k₁)的计算方法包括前导序列估计法或导频估计法。

所述载波起始相位偏差差值

可通过多点平均的计算方法得到，其计算表达式可为

其中，N为频域信号频点数目，k＝-N/2，...，0，...，N/2-1，表示子载波号，

表示步骤1)中的信道响应H_est(k₁)和步骤2)中的信道响应H_sync(k₂)的相位差。

所述采样起始时刻偏差差值

也可通过多点平均的计算方法得到，其计算表达式为 $\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{sto},\mathrm{est}}^{\mathrm{1,2}}=\frac{1}{N/2}\·\frac{1}{N/2-1}\·(\underset{k=1}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δ\θ}}_{r\′}^{\mathrm{1,2}}\left(k\right)-\underset{k=-N/2+1}{\overset{-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δ\θ}}_{r\′}^{\mathrm{1,2}}\left(k\right)),$ 其中，N为频域信号频点数目，k＝-N/2，...，0，...，N/2-1，表示子载波号，表示步骤1)中的信道响应H_est(k₁)和步骤2)中的信道响应H_sync(k₂)的相位差。

所述修正后的信道响应估计值

一种OFDM接收端的信道响应估计修正系统，该系统包括：

一FFT模块，用于对将通过信道后的数据帧的短训练序列进行FFT，得到其频域序列R_sync(k₂)；

一计算信道响应H_sync(k₂)模块，用于去除上述频域序列R_sync(k₂)在各频点的幅度和相位信息，得到信道响应估计值H_sync(k₂)；

一计算采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差模块，用于对当前信道已知的信道响应估计值H_est(k₁)和上述信道响应估计值H_sync(k₂)计算出两者的采样起始时刻偏差差值

以及载波起始相位偏差差值

和一信道响应修正模块，利用上述偏差差值

和偏差差值

对信道响应估计值H_est(k₁)进行相位修正，得到信道响应估计值H’_est(k₁)，用于当前数据帧的均衡运算。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明提出利用数据帧中仅采用长度较短的、具有时频域恒包络特性的短训练序列得到采样起始时刻偏差以及载波起始相位偏差，并利用计算出的偏差对已知信道估计值H_est(k₁)进行修正以用于均衡，使各帧获得的信道响应估计值能够互相利用。

采用本发明提出的信道响应估计方法可以有效提高系统的误码性能，并且使系统的传输效率也获得了较大的提高，可应用于基于同轴电缆传输的突发式OFDM系统。

附图说明

图1采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差干扰示意图；

图2本发明OFDM接收端的信道响应估计修正系统的结构框图；

图3本发明与传统方法的数据传输效率比较仿真结果图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细描述：

传统帧结构中，当前信道的信道响应的估计值H_est(k₁)的计算方法有多种，例如前导序列估计和导频估计。如前导序列由两个OFDM符号组成，每个OFDM符号的频域信息为对已知m序列进行BPSK调制后得到的符号序列。利用这两个已知OFDM符号可以计算得到信道响应的估计值H_est(k₁)。也可以通过其它信道估计的方法求得信道响应H_est(k₁)。

在实际系统中，帧同步操作通常在时域进行，而采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差估计则在频域实现。因此，不仅要求短训练序列具有良好的相关特性，而且需要在时、频域均具有近似恒包络的幅度特性，符合这一需求的序列包括m序列以及各种CAZAC序列等。本发明以m序列为例，将其作为数据帧的短训练序列，其长度为 $N_2=2^{m_2}-1\&ap;2^{m_2},$ m₂为正整数，且N₂<N₁。

接收数据帧时，对接收到的m序列进行FFT，得到短训练序列的频域表示R_sync(k₂)，k₂＝-(N₂+1)/2-1，...，0，...，(N₂+1)/2-1。

本地产生与发送端相同的短训练序列，以m序列为例，对本地产生的m序列进行FFT，得到其频域序列，用得到的R_sync(k₂)与该频域序列做相关，以去除频域短训练序列R_sync(k₂)在各频点的幅度和相位信息，得到由短训练序列估计的信道响应H_sync(k₂)。

等效频域信道响应的表达式为

k＝-N/2，...，0，...，N/2-1。其中，N为频域信号总频点数目；H(k)表示多径传输信道的频域响应；

表示载波起始相位偏差，ε_sto表示相对采样起始时刻偏差，V’(k)表示信道中高斯噪声的频域响应。由上式可以看出，相对采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差对于信道估计结果的幅频响应没有影响，仅对估计结果的相频响应产生了干扰。

实际等效频域信道响应的相位为

其中，括号内的两项分别为相对采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差对信道估计结果的相位产生的干扰；θ_Vk)为高斯噪声在等效频域信道响应的相位中产生的扰动，是均值为0、方差为

(rad²)的随机变量。

信道响应H_est(k₁)和信道响应H_sync(k₂)的相位差为其中， ${\mathrm{\&Delta;\&epsiv;}}_{\mathrm{sto}}^{\mathrm{1,2}}=2\mathrm{\&pi;}\frac{1}{N}\&CenterDot;({\mathrm{\&epsiv;}}_{\mathrm{sto}}^1-{\mathrm{\&epsiv;}}_{\mathrm{sto}}^2),$ ${\mathrm{\&Delta;\&theta;}}_V^{\mathrm{1,2}}\left(k\right)=({\mathrm{\&theta;}}_V^1\left(k\right)-{\mathrm{\&theta;}}_V^2\left(k\right)),$ 分别表示由载波起始相位偏差、采样起始时刻偏差以及高斯噪声引起的信道估计值相位差。由此可知，载波起始相位偏差的影响是产生了一个不随子载波号变化的干扰

采样起始时刻偏差的影响是产生了一个随子载波号呈线性变化的相位干扰

高斯噪声则引入了随机扰动采用求平均的方法对

和

进行精确的估计，以减小高斯噪声的影响。

与频点编号无关，其数值为各频点信道估计值相位差的均值，可得估计值的计算表达式为

而

随频点编号呈线形变化，其数值为各频点信道估计值相位差的斜率，可得 $\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&epsiv;}}_{\mathrm{sto},\mathrm{est}}^{\mathrm{1,2}}=\frac{1}{N/2}\&CenterDot;\frac{1}{N/2-1}\&CenterDot;(\underset{k=1}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}_{r\&prime;}^{\mathrm{1,2}}\left(k\right)-\underset{k=-N/2+1}{\overset{-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}_{r\&prime;}^{\mathrm{1,2}}\left(k\right)),$ 其中N为频域信号总频点数目或所选取的左右对称的优良频点总数。由此，得到了采样起始时刻偏差及载波起始相位偏差。

采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差干扰示意图如图1所示。令s(n)表示基带发送信号的采样，h_i(n)表示多径传输信道响应，v(n)表示高斯噪声。在不考虑采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差的情况下，时域接收信号r(n)可表示为 $r\left(n\right)=\underset{i}{\mathrm{\&Sigma;}}{h}_i\left(n\right)s(n-{\mathrm{\&Delta;n}}_i)+v\left(n\right),$ 其中n为整数。将该式变换到频域，可得到R(k)＝S(k)·H(k)+V(k)。其中，k＝-N/2，...，0，...，N/2-1，表示子载波号；S(k)、H(k)、N(k)和R(k)分别为s(n)、h(n)、v(n)和r(n)的傅立叶变换；N为频域信号总频点数目。

令τ_sto表示采样起始时刻偏差，表示载波起始相位偏差，则实际时域接收信号r'(n)可表示为

对于不同的帧，τ_sto和

具有不同的数值。而且，τ_sto和

分别由收发两端的采样时钟发生器以及载波发生器引起，可认为其产生于接收端的模拟部分。将r'(n)变换到频域，可得实际频域信道响应的表达式为

其中，Δf表示频域信号相邻频点之间的频率间隔，Δf＝1/NT。令基带信号采样的时间间隔为T，相对采样起始时刻偏差为ε_sto＝τ_sto/T，则Δf·τ_sto＝ε_sto/N。去除各频点的发送信息，可进一步得到等效频域信道响应的表达式为

由此可以看出，采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差对于信道响应估计结果的幅频响应没有影响，仅对估计结果的相频响应产生了干扰。因此，如在时不变信道下只需要利用当前数据帧的短训练序列估计出采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差，再对之前估计出的信道响应的相位进行修正，即可将修正后的信道响应值用于当前数据帧的均衡。

本发明对H_est(k₁)进行修正具体为：根据计算得到的采样起始时刻偏差

和载波起始相位偏差

对信道响应估计值H_est(k₁)的相位进行修正，

得到新的信道响应值H’_est(k₁)。之后，即可将新的信道响应值H’_est(k₁)用于当前接收数据帧的均衡运算。

本发明提出的OFDM系统的信道响应估计修正系统如图2所示，可以分为四个模块，分别是FFT模块、计算信道响应H_sync(k₂)模块、计算采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差模块和信道响应修正模块。将系统接收端接收到的数据帧短训练序列进行FFT，进而计算信道响应H_sync(k₂)模块通过计算得到H_sync(k₂)；计算采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差模块根据已有信道响应H_est(k₁)和H_sync(k₂)得到当前帧的采样起始时刻偏差差值

以及载波起始相位偏差差值

在信道响应修正模块中，由求得的采样起始时刻偏差差值以及载波起始相位偏差差值

对已有信道响应H_est(k₁)进行修正。

采用本发明与传统方法的传输效率比较如图3所示。当单个数据帧中用于传输数据的OFDM符号的数目小于20(实际通信系统中的帧长度在大多数情况下满足该假设条件)时，本发明的数据传输效率高于传统方法10％以上。此外，系统误码性能也比传统方法提高了约1dB，具有良好的实用性。

以上通过详细实施例描述了本发明所提供的OFDM系统的信道响应估计方法及修正系统，本领域的技术人员应当理解，在不脱离本发明实质的范围内，可以对本发明做一定的变形或修改；其制备方法也不限于实施例中所公开的内容。

Claims (9)

1、一种OFDM系统的信道响应估计方法，其步骤包括：

1)在OFDM系统接收端，根据当前数据帧之前的帧计算得到信道响应估计值H_est(k₁)；

2)在OFDM系统接收端，将通过信道后的数据帧的短训练序列进行FFT，得到其频域序列R_sync(k₂)，去除上述频域序列R_sync(k₂)在各频点的幅度和相位信息，得到信道响应估计值H_sync(k₂)；

3)根据信道响应估计值H_est(k₁)和信道响应估计值H_sync(k₂)计算出两者的采样起始时刻偏差差值

以及载波起始相位偏差差值

4)利用上述偏差差值

和偏差差值

对信道响应估计值H_est(k₁)进行相位修正，得到信道响应估计值H’_est(k₁)，该信道响应估计值H’_est(k₁)用于当前数据帧的均衡运算。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤1)信道响应估计值H_est(k₁)的计算方法包括前导序列估计法或导频估计法。

3、如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述载波起始相位偏差差值的计算表达式为

其中，N为频域信号频点数目，k＝-N/2，...，0，...，N/2-1，表示子载波号，

表示H_est(k₁)和H_sync(k₂)的相位差。

4、如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述采样起始时刻偏差差值

的计算表达式为 ${\mathrm{\&Delta;\&epsiv;}}_{\mathrm{sto},\mathrm{est}}^{\mathrm{1,2}}=\frac{1}{N/2}\&CenterDot;\frac{1}{N/2-1}\&CenterDot;(\underset{k=1}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}_{r\&prime;}^{\mathrm{1,2}}\left(k\right)-\underset{k=-N/2+1}{\overset{-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}_{r\&prime;}^{\mathrm{1,2}}\left(k\right)),$ 其中，N为频域信号频点数目，k＝-N/2，...，0，...，N/2-1，表示子载波号，

表示H_est(k₁)和H_sync(k₂)的相位差。

5、如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述修正后的信道响应估计值

6、一种OFDM接收端的信道响应估计修正系统，该系统包括：

一FFT模块，用于将通过信道后的数据帧的短训练序列进行FFT，得到其频域序列R_sync(k₂)；

一计算信道响应H_sync(k₂)模块，用于去除上述频域序列R_sync(k₂)在各频点的幅度和相位信息，得到信道响应估计值H_sync(k₂)；

一计算采样起始时刻偏差和载波起始相位偏差模块，用于对当前信道已知的信道响应估计值H_est(k₁)和上述信道响应估计值H_sync(k₂)计算出两者的采样起始时刻偏差差值

以及载波起始相位偏差差值

和一信道响应修正模块，利用上述偏差差值和偏差差值对信道响应估计值H_est(k₁)进行相位修正，得到信道响应估计值H’_est(k₁)，该信道响应估计值H’_est(k₁)用于当前数据帧的均衡运算。

7、如权利要求6所述的系统，其特征在于，所述载波起始相位偏差差值

的计算表达式为

其中，N为频域信号频点数目，k＝-N/2，...，0，...，N/2-1，表示子载波号，表示H_est(k₁)和H_sync(k₂)的相位差。

8、如权利要求6或7所述的系统，其特征在于，所述采样起始时刻偏差差值

的计算表达式为 ${\mathrm{\&Delta;\&epsiv;}}_{\mathrm{sto},\mathrm{est}}^{\mathrm{1,2}}=\frac{1}{N/2}\&CenterDot;\frac{1}{N/2-1}\&CenterDot;(\underset{k=1}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}_{r\&prime;}^{\mathrm{1,2}}\left(k\right)-\underset{k=-N/2+1}{\overset{-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}_{r\&prime;}^{\mathrm{1,2}}\left(k\right)),$ 其中，N为频域信号频点数目，k＝-N/2，...，0，...，N/2-1，表示子载波号，

表示H_est(k₁)和H_sync(k₂)的相位差。

9、如权利要求6所述的系统，其特征在于，所述修正后的信道响应估计值

Images