CN101455042B - 信号接收装置及获取信号的方法 - Google Patents

Abstract

一种通过一传播信道来获取一信号的接收装置，该接收装置包括有：信道估计单元(200)以产生该信道的一串信道脉冲响应(CIR)估计，多个滤波单元(201)以平行过滤该串CIR估计，以及选择单元(202)以选择这些滤波单元中其中一个滤波单元的输出以作为复原该信号之用。

Description

信号接收装置及获取信号的方法

技术领域

本发明是提出数种用以改善信道估计准度的技术。

背景技术

在一传统无线系统中，信息是通过一发射器被调变在一无线载频上。这个信号然后通过一未知且持续变化的环境而传至接收器，而一个接收器的特性好坏与否可以从接收器估计传播环境的特性及减轻其对接收信号的影响的能力来加以评估。

图1描述了这方法其中一部份的处理阶段。该注意的是图1所示的各方块代表一接收信号的处理程序，然而并不一定直接对应于在接收器中的某一实体单元。第一阶段相当于射频处理组件101。在射频处理期间，使用一混波器(mixer)103把接收信号降转至基频。混波器使用的参考频率是由一震荡器(oscillator)104产生。在这载频降转处理后，该信号被低通滤波器102滤波后通过混频处理组件108。混频处理组件108包括一模拟至数字转换器(Analogue-to-Digital Conversion，ADC)105，取样单元106以及低通滤波器107。经过混频处理组件108所产生的信号如今成为数字了，将其提供给数字信号处理组件111并在此被处理以复原传递信息。接收信号首先被信道估计单元109处理而在产生一信道脉冲响应(Channel Impulse Response，CIR)的估计。该信道脉冲响应估计与接收信号结合后经解调单元110处理以复原一串传输位。

在蜂巢通讯系统(cellular communication system)的下链(downlink)，通常一领航信号(pilot signal)会与信息载送信号(information bearing signal)结合传送以使得接收器得以估计传播信道。在宽频码分多址(Wideband Code-DivisionMultiple Access，W-CDMA)系统，领航信号典型地会与传送信号做分码多路传输(code-multiplexed)。比如说在3GPP标准(3GPP standard)里，共有领航信号(Common Pilot Channel，CPICH)为一串已知位，被调变、展频(spread)以及加入下链信号(3GPP TS 25.211；Technical Specification Group Radio Access Network；Physical channels and mapping of transport channels onto physical channels(FDD))。在接收器，可通过联系接收信号与已知一串CPICH间的关联产生一CIR的估计。

信道估计处理的准确性在决定解调处理的品质来说是很重要的。在W-CDMA系统使用耙式结构的接收器(CDMA-Principles of Spread SpectrumCommunication，Andrew J.Viterbi，Addison-Wesley Wireless CommunicationsSeries)。在耙式接收器(Rake receiver)，各耙脚(finger)所关联的权重会对应耙脚延迟位置所估计的CIR。影响这些耙脚权重的噪声会增加解调处理错误的可能性。最近新式接收器的架构已被采用，其解调的精准被改善了，但实施较为复杂。线性最小均方误差(Linear Minimum Mean Square Error，LMMSE)均衡器(equalizer)即为一此种架构的范例(Chip-Level Channel Equalization in WCDMADownlink，K.Hooli，M.Juntti，M.J.Heikkila，P.Komulainen，M.Latva-aho，J.Lilleberg，EURASIP Journal on Applied Signal Processing，August 2002)。LMMSE均衡器通过减轻传播信道的失真来改善解调单元的表现。LMMSE均衡器可通过配置一前置滤波器(pre-filter)的耙式架构来完成(Equalization in WCDMAterminals，Kari Hooli，PhD thesis，2003)，其中，在传统耙式接收器之前加一线性滤波器以移除信道的码间干扰(Inter-Symbol Interference，ISI)。在前置滤波耙式接收器中，信道估计不仅用来设定耙式接收器的权重，也用来推导线性前置滤波器的系数。因此信道估计处理中的噪声会明显降低接收器的表现。

高速下行分组接入(High-Speed Downlink Packet Access，HSDPA)是3GPP标准下Release 99版本的演化本，目的在提供用户增大的数据速度及减少端对端的延迟。通过递增性冗余(Incremental Redundancy，IR)及高阶调变系统的组合来提供这些改善。HSDPA通过在数据载送信道上采用16相正交幅度调变(16QAM)以扩展3GPP的性能。与3GPP使用的四阶相移键控调变(QPSK)系统相比，16QAM对于信道振幅估计的误差更敏感。因此正确的信道估计对一个HSDPA接收装置的表现是非常重要。

如前所示，在一W-CDMA系统可通过联系接收信号与已知领航信号间的关联来估计CIR。然而必须强调的是所估计的CIR会因噪声及干扰而降级。在系统内信号传送给不同的用户，即使是在一用户的同信元(cell)内及相邻的信元内，也会在信道估计上产生一增大的噪声水平。信道估计的噪声水平取决于该领航信号及其它使用者信号间的跨关联(cross-correlation)的属性。即使没有系统内其它使用者的干扰信号，信道估计的处理仍会受到领航信号不佳的自我关联(auto-correlation)特性所产生的自我干扰(self-interference)。

发明内容

本发明是揭露用以提高信道估计的准确度的技术。

可产生信道估计的周期取决于所使用领航信号的格式。比如说在3GPP标准，每新的512码片(chips)就可能产生一组新的信道估计。然而需要注意的是在各个更新周期所产生出来信道估计的差异取决于传播环境，特别是指信道的都普勒频率。当用户设备(User Equipment，UE)在系统内缓慢移动时，连续的信道估计是高度关联的。因此得以在数个周期间过滤出信道估计以改善信道估计。这种方法已在‘Adaptive Filtering for Fading Channel Estimation in WCDMADownlink，Petri Komulainen and Ville Haikola’被揭露过。为达到好的功效，重要的是应用于信道估计的滤波器其特性须与传播环境匹配。在‘Adaptive Filteringfor Fading Channel Estimation in WCDMA Downlink，Petri Komulainen and VilleHaikola’中，使用一利用最小均方算法(Least Mean Square algorithm，LMS)而得到与信道特性匹配的参数的滤波器来达成。

根据本发明的其中一个观点，多个滤波器可平行地实施在信道估计上。之后这些滤波器中其中一个的输出可被挑选出来，比如说依据信道的都普勒特性。这么做，滤波器的适应回路就可被省略了。本发明也描述一种决定如何挑选一组滤波器输出的机制。

在信道估计上使用滤波可减少噪声估计的功率且增加CIR估计的准确性。然而噪声永远会出现在估计值中。因此本发明提供非线性的比例缩放来应用到滤波信道估计上以更加减低噪声估计。

本发明是有关信道估计架构其目的之一是改善信道脉冲响应估计的精准度。

在所提出的架构中，起始的信道估计可通过联系接收信号与已知领航序列间的关联来产生。若考量传输多样性(diversity)，针对各传输天线可产生一组起始信道估计。之后这些起始信道估计可通过一组有不同频率响应的滤波器。能提供最精准信道估计的滤波器输出会被挑选出来做进一步处理。这些不同的滤波器可以接连的被执行以使得这些滤波器分别的状态总是正确的。因此当传播环境改变且须选择滤波器中的另一个时，就不至于需等待该滤波器的群延迟(group delay)才能得到正确的数据。此外，这些不同的滤波器可以被修正以使得不需要复杂的滤波器适应机制。

一种决定使用何种滤波器输出的机制及方案提供本发明进一步的观点。传播环境可利用原始信道估计来估量并因此决定一最合适滤波器。(在传输多样性的情况下，会产生多组信道估计，各组各代表一不同的传输天线。然而滤波器选择机制可被安排永远在一特定天线的信道估计上，因此减低实施的复杂性。)传播情况可被以下方法导出的传播量化表(metrics)所评估。一原始信道估计在各分接点(tap)上的功率(即被供应至该群平行滤波器的功率)可被估计并指出具有最大功率的分接点。之后该分接点的值会被与延迟后的该分接点的值做关联且这些关联结果会被如同传播量化表般的使用。

一种应用于滤波信道估计的非线性比例缩放机制及方案提供本发明进一步的观点。应用在不同信道估计上的比例缩放可基于经验或是滤波信道估计中的噪声功率。噪声功率的估计可通过结合接收信号及对所选定滤波器的了解。

由于不同的滤波器是设计匹配不同的传播情况，因而他们关联的群延迟值可能会不同。因此在所提出的架构中，本发明的另一深入观点可一并使用一由滤波器选择装置所控制的群延迟线(group delay line)或元件以保证在信道估计处理中有固定的延迟。

如前所述，一些不同的滤波器可应用在信道估计上。这样的处理方法是有用的因为不同的滤波器都是处于正确的状态，因而在传播情况改变而从一滤波器输出改用另一滤波器输出的时候能确保一正确的过渡期。同样地，本发明的另一深入观点可一并提供一处理接收装置时间差的机制及方案。当接收装置的时间被修正后，例如追踪信道的改变，不同滤波器的状态可被更新以匹配现有情况。与本发明的此观点一致，一调整信道估计滤波器的方案可如以下的被提供。当接收装置时间指出信道估计分接点值被移位(shift)时(不管是向前或向后)，在那些分接点值下运作的滤波器其状态应接收一等值的移位以确保分接点值能保持与他们的滤波器状态一致。本应用亦提供一种当没有先前信息可用时，起始滤波器状态而定时位置的方法。

本应用描述一种接收装置架构，其中一组起始信道估计可通过数个信号处理阶段来改善。本文所描述的技术可被应用于任何需要改善信道估计的数字通讯系统上。这些应用不限于任何特定的多任务接入系统或任何特定的传输格式。该注意的是所提出的接收装置架构涵盖单天线或多天线连结方案(传送及接收端都是)。所提出的接收装置架构能与任何用于导出一组信道估计的技术共同运作。

信道估计装置可为一硬件、一处理器上的软件或以上两者的结合。

附图说明

图1呈现一使用信道估计架构的典型滤波器。

图2呈现本发明的信道估计处理阶段。

图3呈现本发明的执行计算原始信道估计关联量化表的处理阶段。

图4呈现本发明的一都普勒滤波器的可能实施例。

图5呈现本发明的三个可实现都普勒滤波器的功率频率响应。

图6呈现本发明的三个可实现都普勒滤波器的群延迟响应。

具体实施方式

为了详细描述实施例所提出的架构，需先介绍所需使用传输连结的模型。

接收信号可表示为：

$r\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)c(k-l)+\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)s(k-l)+\mathrm{\ζ}\left(k\right)$

其中，{h(k)}_{k∈{0，...，L}}系表示不同传播信道分接点，ζ(k)代表热噪声与邻近蜂窝干扰的结合。ζ(k)系假设为一变异数为σ²的可加性白高斯噪声(Additive WhiteGaussian Noise，AWGN)。取样c(k)系代表传输领航序列，s(k)代表服务蜂窝内不同用户的其它信号。

在本文其它部分，在不失真的假设下， $\mathrm{\α}=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|c\left(k\right)\right|}^2.$

CIR系由接收信号与领航序列间的关联中导出， $\hat{h}\left(l\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)c^{*}(k-l)$

其中，N系为W-CDMA领航信号的展频因子(spreading factor)。

该关联性可被显示成以四项组成

$\hat{h}\left(l\right)=\mathrm{\α}\×h\left(l\right)$

$+\frac{1}{N}\underset{\stackrel{m=0}{m\≠l}}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}c(k-m)c^{*}(k-l)---\left(A\right)$

$+\frac{1}{N}\underset{\stackrel{m=0}{m\≠l}}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}s(k-m)c^{*}(k-l)---\left(B\right)$

$+\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\ζ}\left(k\right)\×c^{*}(k-l)---\left(C\right)$

以上方程式中的第一项对应于真实信道以领航信号功率为比例缩放的分接点值。其它三项代表在估计处理中产生的噪声。

第一项噪声(A)对应于领航ISI。该项噪声功率取决于传播信道及该领航信号自我关联的特性。

第二项噪声(B)对应于在服务蜂窝内传输的其它信号的干扰。该干扰噪声的水平取决于其它用户信号的功率及领航信号与其它用户信号所关联的调变展开序列间的跨关联特性。

最后一项噪声(C)对应于热噪声(thermal noise)功率。

以上方程式可被重写成如下

$\hat{h}\left(l\right)=\mathrm{\α}\×h\left(l\right)+\underset{\stackrel{m=0}{m\≠l}}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)\mathrm{\γ}(m-l)+\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\ζ}\left(k\right)\×c^{*}(k-l)$

，其中，γ系表示领航序列与接收序列间的跨关联，

$\mathrm{\γ}(m-l)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}t(k-m)c^{*}(k-l)$

及t(k)＝c(k)+s(k)表示服务蜂窝内传输的信号。

以上导出信道估计的方程式是假设信号是在一码片一取样的接收下所获得的。该模型可借着联系领航信号对照接收信号在一码片间不同可能相位的关联性而轻易地延续至过度取样的信号。

这些方程式显示信道估计可由接收信号与遭受噪声及干扰的领航序列间的关联而产生。本文所描述的信道估计架构系以减少信道估计中呈现出的噪声及干扰水平为目标。在所提示的结构中各个不同的处理阶段显示在图2。

接收信号先通过原始信道估计产生单元200处理以产生原始信道估计。这些最初的信道估计可例如像前述方程式通过关联接收信号与已知领航序列而产生。然而需要注意的是本发明的应用并不限于此例。可使用其它的技术来导出信道估计，比如linear Least-Square fitting(Digital Communications，John G.Proakis，2^nd edition，McGraw-Hill International)。如果考量传输多样性，无论是开回路(open-loop)或是闭回路(closed-loop)，原始信道估计产生单元200都会对每个传输天线产生一组最初信道估计。

最初信道估计然后会通过一组N个不同都普勒滤波器201的处理。这些都普勒滤波器是设计来匹配不同的传播信道情况。通常来说不同的滤波器都是低通滤波器且各滤波器的频宽会就该信道的都普勒频率情况而加以最佳化。需要注意的是各滤波器可利用一些不同构造来实施。例如可在滤波器内使用一有限脉冲响应(FiniteImpulse Response，FIR)或一无限脉冲响应(Infinite Impulse Response，IIR)的建置。需要注意的是，这一组N个滤波器里不同的滤波器不一定需建置相同的构造。图4显示都普勒滤波器201一种可能的建置。在这特定的建置里，一个单极IIR滤波器构造被选用。在一给定的都普勒滤波器201，图4所显示的滤波需要各别L+1信道分接点去执行。这表示图4所显示的建置需要L+1内存元件400。

在传输多样性的情况下，两个传输天线各自的原始信道估计需要被这组滤波器中N个不同滤波器处理。这可利用成双设计2N个滤波器来实施。

在图4所显示都普勒滤波器的实施中，各个都普勒滤波器需要L+1内存元件以储存滤波器的状态。各个给定的滤波器的内存储存该滤波器于特定信道分接点位置的状态。然而接收信号的时序(timing)可能会被调整，例如，当传播环境的新路径出现时，取样的取得会提早或延迟以追踪这些新路径。在这样的例子，原始信道估计会在时间上被移位。假如滤波器状态没有被调整，提供都普勒滤波器的原始信道估计就不会再与延迟元件400里的内容一致了。这会导致一显著的性能降级。为了避免此性能降级，将提出以下的方法。当接收信号时序被调整时，不同都普勒滤波器的存储元件也采取行动以与新原始信道估计一致。比如说当接收信号被拖延两倍于信道估计时序解析(resolution)时，都普勒滤波器的记忆状态须要被移动两个位置(即关联滤波信道分接点的状态现在需要被关联至信道分接点。需要注意的是这样的操作不需实质上地复制不同存储元件400的内容即可轻易实施。这可利用在不同存储元件实施一间接索引计划来达成。在这样的例子，便能足够在这索引计划新增一偏移(offset)以使得接收装置时序的任何改变都能被考量到。

当实施这样一个的时序改变时，对于没有过往历史的时序位置应产生原始信道估计。比如说当接收信号被拖延两倍于信道估计时序解析时，前两个信道估计并无任何过往历史。因而需等待产生都普勒滤波器的历史以获的正确的滤波信道估计。因而在产生滤波信道估计时导入一等同于都普勒滤波器群延迟的延迟。然而这么做相等于导入一功效上的损失。为了避免遭受此功效损失，可实施下列的机制。当实施一时序改变时，对于相应没有过往信道估计历史的时序位置的位置会被标示为无效。往往在下个信道估计区间，当得到有效原始信道估计后，相应于被标示无效分接点位置的存储元件400便开始使用这原始信道估计值。

这组滤波器的每个都普勒滤波器201都产生一组滤波信道估计，所以在这组滤波器的输出会有N组滤波信道估计(考量m个天线的传输多样便有mN个信道估计)。然而信道估计单元只应产生一组信道估计来做进一步的处理。因此需要在此可能的N组中挑选一组来做进一步的处理。由滤波选择单元202进行挑选。滤波选择单元202的详细描述将于稍后提供。然而需注意的是当考量传输多样而产生多组原始信道估计时，滤波选择单元202只执行第一个天线的信道估计。选择这样的方法是要减低信道估计接收装置的实施复杂度。

不同都普勒滤波器是被设计去匹配不同都普勒传播环境。因此不同滤波器在频谱上有不同的振幅及相位响应。图5及图6显示了依照3GPP标准的W-CDMA接收装置所使用三种不同都普勒滤波器其功率频率响应及群延迟频率响应。从图6中可看出依使用滤波器的不同而在群延迟响应上大不相同。因此根据都普勒滤波器选择而在信道估计产生的延迟上有所不同。为了在解调单元110上达到好成效，把信道估计与被处理的取样数据在时间上一致通常是有益的。把信道估计与接收的取样在时间上一致取决于通过滤波选择单元202所挑选的都普勒滤波器的群延迟。因为信道估计内的群延迟不是固定的，把接收取样与信道估计在时间上一致需要依据都普勒滤波器的选择而在接收信号做不同的处理。为了避免这样的情况，在信道估计上使用一可变的延迟线203。信道估计所引出的延迟便由都普勒滤波器选择单元的结果来控制。所引出的延迟对于所有的滤波器来说，由所有挑选出的都普勒滤波器及所有延迟线产生的总延迟必须是常数。必须强调的是通过延迟线所实行的可变延迟可轻易通过在暂存区使用指针(pointers)及调整读取指针位置来达成。如前所述，若延迟线不存在，信道估计则可能无法与接收取样在时间上一致而导致效能的降低。效能降低的程度取决于信道估计的改变率。因此在某些情况可避免在信道估计实行可变延迟线。

一旦信道估计已经过延迟线的处理，会应用一非线性比例缩放单元来改善他们的准度。假如我们用来代表滤波信道估计，则经过比例缩放后的信道估计可表示为

其中是滤波信道估计中噪声的功率。

在一可能实施的CIR噪声比例缩放单元205，其功能f可被表示为

信道估计中的噪声功率是在噪声功率计算单元204内计算且来自于接收信号及都普勒滤波器滤波选择单元202的结果。

在一可能的实施中，信道估计的噪声功率可被如下导出

${\mathrm{\σ}}_c^2=\frac{1}{M}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r\left(k\right)\right|}^2\×\mathrm{\λ}\×\mathrm{\β}$

上式第一个成分，对应接收信号在信道估计区间的功率。M表示对应产生一单一组信道估计的接收取样数量。上式第二个成分λ取决于不同调变延展序列其自我关联及跨关联的特性。为了化简噪声功率计算单元204的实施，可制作下列的简化

$\mathrm{\λ}\≈\frac{1}{N}$

其中N是领航序列的延展因子。

噪声功率方程式最后一个成分β显示噪声的功率在都普勒滤波器201中有减少。因此β值取决于滤波选择单元202所挑选的都普勒滤波器。每个都普勒滤波器都有一与的关联且各不同的β值，并且在噪声功率估计时基于都普勒滤波器选择的结果来使用正确的数值。对一特定的都普勒滤波器201，可由滤波器的频率响应及对噪声频谱的认知来导出β值。然后β值可被计算当作是都普勒滤波器输出的噪声功率相较于都普勒滤波器输入端的噪声功率的比值。通常来说可假设噪声为白噪声。

假设不同用户信号的延展序列在时间上一致时是成正交，是有可能改善CIR噪声比例缩放程序的准度。在这个例子中，不同用户信号相应所估计分接点的时间位置上是不会产生任何干扰。因而可调整CIR噪声比例缩放单元205的实施而使的CIR噪声比例缩放是如以下来执行

都普勒滤波器滤波选择单元202所执行的程序将在下面详细说明。图3显示了单元内不同的元件。信道分接点的原始估计功率是在单元300内计算，且是在原始信道估计内各分接点的位置依次估定。这些信道功率值然后会通过一低通滤波器。在图3，低通滤波器是以IIR连同单一的存储元件301被实施。然而必须要强调的是任何熟知此项技术的人都可轻易的在本系统的此部份修改并且针对低通滤波器而使用不同的架构。当所有原始信道估计的功率都被计算出来且被滤通后，处理程序的其它部分就只剩下最大功率路径。对于最大功率路径，信道估计会在单元303先被结合，而此同时估计信道分接点会通过K个不同的延迟线。为了简化图3，只有显示两个延迟元件304及305，它们分别执行延迟D1及DK。然后K个不同多结果会在估计信道分接点复合结合与K个不同的延迟版本间计算出来。这些结果的每一个实数部分会在单元306及307计算。必须注意的是所产生的量相当于为K个不同的延迟而计算出的信道分接点自我关联。这些关联值然后会经过一低通滤波器。以图4为例，不同的低通滤波器用一单一极化IIR加一单一存储元件308及309来实施。必须注意的是这些应用在关联值得滤波器其频率响应须与应用在信道分接点功率的滤波器(即构成存储元件301的滤波器)相同。每个滤通关联值会在最大路径功率估计302中的单元310及311中被分离。这些标准化的关联量化表然后会被用于挑选都普勒滤波器，何者输出会被用于输出。挑选都普勒滤波器可例如用这些关联量化表的值比较一组不同的门槛。

由于N个不同的都普勒滤波器一直都在执行原始信道估计，因此对于不同的都普勒情况都可提供信道估计的有效滤通版本。因而滤波选择单元202内对于都普勒滤波器输出挑选的调整并不会在产生滤波信道估计上引入任何延迟。假如在信道情况只使用并加入一单一都普勒滤波器架构，当都普勒情况有所调整时便会遭遇到延迟。这并不是本提供方法的例子。

但以上所述的实施例不应用于限制本发明的可应用范围，本发明的保护范围应以本发明的申请专利范围内容所界定技术精神及其均等变化所含括的范围为准。即凡是根据本发明申请专利范围所做的均等变化及修饰，仍将不失本发明的要义所在，亦不脱离本发明的精神和范围，故都应视为本发明的进一步实施状况。

Claims (16)

1.一种通过一传播信道来获取一信号的接收装置，该接收装置包括有：

一信道估计单元，用以产生该信道的一串信道脉冲响应(CIR)估计；

多个滤波单元，用以平行过滤该串CIR估计；

一选择单元，用以选择这些滤波单元中其中一滤波单元的一输出来作为复原该信号之用；以及

一延迟单元，用以在该被选择滤波单元的输出应用一延迟，其中，该延迟根据信号时序的调整对应地被调整，以使得不管哪一个滤波单元被选择用来提供该被选择滤波单元的输出，能在该信号及该被选择的滤波单元的该输出间维持一时序关系。

2.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，该选择单元可参照这些滤波单元的多个输入来选择这些滤波单元中该被选择的滤波单元的该输出。

3.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，还包括：

一比例缩放单元，用以比例缩放该被选择的滤波单元的该输出；

其中，施以在该输出的一CIR估计的比例缩放取决于该CIR估计内多个信道估计的噪声功率。

4.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，时序调整会引起一CIR估计内多个信道估计值相对该串CIR估计的一先前CIR估计内多个信道估计值的一时间移位，以及至少其中一个滤波单元需在其内部状态上施以一对应的移位以保持该内部状态与到达各滤波单元的CIR估计内多个信道估计值的一致。

5.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，还包括

一评估单元，用以评估这些滤波单元的表现，而提供一量化表用以引导该选择单元的运作；

其中，该评估单元用于确认一最大功率信道估计值在CIR估计中的位置，并关联该位置的该信道估计值与一该位置先前出现过的信道估计值。

6.一种通过一传播信道来获取一信号的接收装置，该接收装置包括有：

一信道估计单元，用以产生该信道的一串CIR估计；

多个滤波单元，用以平行过滤该串CIR估计；

一选择单元，用以选择这些滤波单元中其中一滤波单元的一输出来作为复原该信号之用；

一比例缩放单元，用以比例缩放该多个滤波单元中该被选择滤波单元的输出，其中，施以在该输出的一CIR估计的比例缩放取决于该CIR估计内多个信道估计中的噪声功率；以及

一延迟单元，用以在该被选择滤波单元的输出应用一延迟，其中，该延迟根据信号时序的调整对应地被调整，以使得不管哪一个滤波单元被选择用来提供该被选择滤波单元的输出，能在该信号及该被选择的滤波单元的该输出间维持一时序关系。

7.一种通过一传播信道来获取一信号的接收装置，该接收装置包括有：

一信道估计单元，用以产生该信道的一串CIR估计；

多个滤波单元，用以平行过滤该串CIR估计；以及

一选择单元，用以选择这些滤波单元中其中一滤波单元的一输出来作为复原该信号之用；

其中，调整时序会引起一CIR估计内多个信道估计值相对该串CIR估计的一先前CIR估计内多个信道估计值的一时间移位，而且该多个滤波单元中该被选择滤波单元在其内部状态实施一对应的移位以保持该内部状态与到达该被选择的滤波单元的CIR估计内多个信道估计值的一致；

该接收装置还包括：

一延迟单元，用以在该被选择滤波单元的输出应用一延迟，其中，该延迟根据信号时序的调整对应地被调整，以使得不管哪一个滤波单元被选择用来提供该被选择滤波单元的输出，能在该信号及该被选择的滤波单元的该输出间维持一时序关系。

8.根据权利要求7所述的接收装置，其特征在于，如果因该被选择的滤波单元内部状态的一移位而对该状态下的一元件产生一无效的进入，对应于该元件的滤波单元的一输出，在该被选择的滤波单元完成足够多的周期以产生该元件的一有效进入之前都被视为无效。

9.一种通过一传播信道来获取一信号的方法，该方法包括有：

产生该信道的一串CIR估计；

使用多个滤波单元来平行过滤该串CIR估计；

选择这些滤波单元中其中一滤波单元的一输出来作为复原该信号之用；以及

在该被选择滤波单元的输出应用一延迟，其中，该延迟根据信号时序的调整对应地被调整，以使得不管哪一个滤波单元被选择用来提供该被选择滤波单元的输出，能在该信号及该被选择的滤波单元的该输出间维持一时序关系。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，参照这些滤波单元的多个输入来选择这些滤波单元中该被选择的滤波单元的输出。

11.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，还包括：

比例缩放该被选择的滤波单元的该输出；

其中，应用在该输出的一CIR估计的比例缩放取决于该CIR估计内多个信道估计中的噪声功率。

12.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，时序调整会引起一CIR估计内多个信道估计值相对该串CIR估计的一先前CIR估计内多个信道估计值的一时间移位，该方法还包括在至少其中一个滤波单元的一内部状态上实施一对应的移位以保持该内部状态与到达各滤波单元的CIR估计内多个信道估计值的一致。

13.根据权利要求9所述的方法，其特征在于还包括：

评估该多个滤波单元的表现而提供一量化表，用以引导选择其中一滤波单元的输出；

其中，评估该多个滤波单元的表现包括去确认一最大功率信道估计值在CIR估计中的位置，并关联该位置的该信道估计值与该位置先前出现过的一信道估计值。

14.一种通过一传播信道来获取一信号的方法，该方法包括有：

产生该信道的一串CIR估计；

平行过滤该串CIR估计；

比例缩放该串滤波后的CIR估计，其中，该比例缩放取决于该CIR估计内多个信道估计中的噪声功率；以及

在多个滤波单元中一被选择滤波单元的输出应用一延迟，其中，该延迟根据信号时序的调整对应地被调整，以使得不管哪一个滤波单元被选择用来提供该被选择滤波单元的输出，能在该信号及该被选择的滤波单元的该输出间维持一时序关系。

15.一种通过一传播信道来获取一信号的方法，该方法包括有：

产生该信道的一串CIR估计；

使用多个滤波单元中一被选择滤波单元过滤该串CIR估计，其中，调整时序会引起一CIR估计内多个信道估计值相对该串CIR估计的一先前的CIR估计内多个信道估计值的一时间移位，而且对滤波单元之内部状态实施一对应的移位以保持该内部状态与到达该被选择的滤波单元的CIR估计内多个信道估计值的一致；以及

在该被选择滤波单元的输出应用一延迟，其中，该延迟根据信号时序的调整对应地被调整，以使得不管哪一个滤波单元被选择用来提供该被选择滤波单元的输出，能在该信号及该被选择的滤波单元的该输出间维持一时序关系。

16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，如果因该被选择的滤波单元内部状态的一移位而对该状态下的一元件产生一无效的进入，对应于该元件的滤波单元的一输出，在该被选择的滤波单元完成足够多的周期以产生该元件的一有效进入之前都被视为无效。