CN1559129A - 单载波到多载波的无线架构 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种基带接收机(701)，包括一个CIR估计部件(705)，增益(经由721)、相位(经由723)及定时(经由711)回路，一个CMF(719)，一个单载波处理器(731)以及一个多载波处理器(737)。CIR估计部件基于接收信号来产生一个脉冲响应信号，所述接收信号可以是单载波信号或是混合载波信号(101)的单载波分段(103)。单载波分段具有与多载波频谱相似的频谱。增益、相位及定时回路对增益、相位、频率和定时进行调整，以便提供一个经过调整的接收信号。CMF则根据脉冲响应信号来对经过调整的接收信号进行滤波。所述单载波处理器对经过调整和滤波的接收信号进行处理以解析出混合载波信号的单载波分段。所述单载波处理器检测单载波分段中的混合载波模式指示并且声明一个开端指示。多载波处理器则响应于开端信号声明来处理混合载波信号的多载波分段。

Description

单载波到多载波的无线架构
技术领域
本发明涉及无线通信，尤其涉及一种配置为使用单载波-多载波的混合波形结构来进行通信的无线通信架构。
背景技术
电气与电子工程师协会(IEEE)802.11标准是一个针对不需注册的2.4和5千兆赫(GHz)频带中的无线局域网(WLAN)的标准族。当前的802.11b标准在2.4GHz的频带中定义了不同的数据速率，其中包括大小为1、2、5.5和11兆比特每秒(Mbps)的速率。802.11b标准使用的是码片速率为11兆赫(MHz)的直接序列扩展频谱(DSSS)，其中所述直接序列扩展频谱是一种串行调制技术。802.11a标准则是在5GHz的频带中定义了大小为6、12、18、24、36和54Mbps的不同及更高的数据速率。需要指出的是，依照802.11a和802.11b标准实施的系统是不兼容的，它们不能在一起工作。
目前正在提出一种名为802.11g(“802.11g建议”)的新标准，它是2.4GHz的802.11b标准的高数据速率扩展。需要指出的是，当前802.11g建议只是一个提案，它还不是一个完整定义的标准。针对新的802.11g建议，目前已经提出了几个相当大的技术挑战。而期望实现的是802.11g设备能在2.4GHz的频带使用比标准802.11b的速率更高的数据速率来进行通信。在某些配置中希望实现的则是不管802.11b和802.11g设备能否相互通信，它们都能共存于同一个WLAN环境或无线区域中，而不会严重干扰或中断对方。因此期望802.11能向后兼容802.11b设备。此外还希望802.11g和802.11b设备能以例如任何一种标准的802.11b速率而与对方进行通信。
在信号的多个回声(反射)到达接收机的地方，对包括WLAN在内的无线通信造成的损害是多径失真。单载波系统和多载波系统都必须包含那些专为对抗这种失真而设计的均衡器。单载波系统的均衡器是基于它的前同步码和报头来设计的。诸如不同和不兼容的无线信号类型，这类其他类型的干扰则有可能导致WLAN的通信出现问题。例如，蓝牙标准定义了一个廉价短程的跳频WLAN。对基于802.11的系统来说，根据蓝牙标准实施的系统给出了一个很大的噪声源。对良好的接收机捕获而言，前同步码是非常重要的。因此，在存在多径失真或其他类型的干扰的情况下，当从单载波转变成多载波时，丢失全部信息并不合乎需要。
目前存在几个与信号变换尤其是传统设备(legacy equipment)有关的潜在问题。发射机有可能经历模拟瞬态(例如功率、相位、滤波增量)、功率放大器补偿(例如功率增量)以及功率放大器的功率反馈变化。接收机则有可能遭受因为功率变化、频谱变化、多径效应、信道脉冲响应(CIR)(多径)估计、载波相位丢失、载波频率丢失以及定时校准丢失所导致的自动增益控制(AGC)扰动。
先前在2001年7月6日提交的序列号为60/306,438的美国临时专利申请“Wireless Communication System Configured to CommunicateUsing a Mixed Waveform Configuration”中公开了一种用于无线通信的混合波形结构，所述申请在此全面引入作为参考。该申请中描述的系统重用了那些在捕获信号单载波部分的过程中获取的均衡器信息。这种技术在单载波和多载波分段(例如正交频分复用或者OFDM)之间提供了连续性，而这是通过为单载波和多载波分段完全指定发射波形以及对转换加以规定来实现的。所述波形允许在两个信号分段之间保持连续性，其中信号分段包含了AGC(功率)、载波相位、载波频率、定时及频谱(多径)。可以设想，由于那些在单载波部分(前同步码/报头)持续过程中产生的信息有效并被用于开始捕获多载波部分，因此没有必要用接收机的多载波部分来重新捕获信号。然而，特殊的接收机结构并未得到论述。
这里描述的是一种混合载波发射机，它能使用所建议的混合载波波形结构来进行通信。在这里还使用了术语“混合载波”，它是指一种在单载波部分之后继之以多载波部分的复合信号。并且可以对发射机进行配置，使之以包括单载波、混合载波以及多载波在内的多种工作模式来进行操作。此外还描述了若干种接收机结构，这些接收机结构被配置为接收混合载波信号并对那些并入混合载波信号的合并基带信号进行解析。
发明内容
根据本发明一个实施例的基带接收机包括：一个信道脉冲响应(CIR)估计部件，增益、相位及定时回路，一个信道匹配滤波器(CMF)，一个单载波处理器以及一个多载波处理器。CIR估计部件能够根据接收信号即单载波信号或混合载波信号的单载波分段来产生一个脉冲响应信号，其中单载波分段具有与多载波频谱近似的频谱。增益、相位和定时回路对接收信号的增益、相位、频率和定时进行调整，以便提供一个经过调整的接收信号。CMF滤波器根据脉冲响应信号来对经过调整的接收信号进行过滤。单载波处理器对那些经过调整和滤波的接收信号进行处理，以便解析出混合载波信号的单载波分段。单载波处理器能够检测到单载波分段中的混合载波模式指示，并且声明一个与单载波分段末端相对应的开端指示。多载波处理器则能响应于所述开端指示的声明而对混合载波信号的多载波分段进行处理。
在一个特定实施例中，使用了一种选自二进制相移键控(BPSK)以及四相相移键控(QPSK)的调制方案来调制单载波分段，并且使用正交频分复用(OFDM)来调制混合载波信号的多载波分段。
基带接收机可以包括在单载波、多载波以及混合载波工作模式之间进行选择的控制逻辑。在这种结构中，在单载波工作模式中将单载波处理器配置为处理单载波信号中经过调整和滤波的接收信号，并且在混合载波工作模式中将其配置成对混合载波信号中经过调整和滤波的接收信号进行处理。此外还在混合载波工作模式中将多载波处理器配置成对调整和滤波之前的多载波接收信号进行处理，并且在混合载波工作模式中将其配置成对混合载波信号中的多载波分段进行处理。多载波处理器能以一种非相干的混合载波模式来进行操作，在这种模式中，它对调整和滤波之前的接收信号多载波分段进行处理。在这种非相干模式中，多载波分段可以包括一个同步字段，其中多载波处理器从同步字段中确定频域均衡器分支。增益、相位和定时回路可以产生增益、相位、频率和定时调整参数，其中将多载波处理器配置成可以使用增益、相位、频率和定时调整参数的选定组合来进行编程。多载波处理器还可以包括一个带有滤波器的锁相环，所述锁相环被配置成可以使用频率调整参数来进行编程。在这种情况下，多载波处理器可以包括一个配置为可以使用定时调整参数来进行编程的定时回路。
响应于混合载波模式指示的检测，单载波处理器可以向增益、相位及定时回路声明一个冻结(freeze)指示，其中所述冻结指示会在混合载波信号的单载波分段末端中止定时、增益及相位回路的操作。基带接收机还可以包括一个快速傅里叶变换(FFT)生成器和一个频域均衡器。FFT生成器将脉冲响应信号转换成一个提供到频域均衡器的频率响应信号。频域均衡器则基于频率响应信号来确定多载波均衡信号。响应于开端指示的声明，多载波处理器使用多载波均衡信号来对经过调整和滤波的接收信号多载波分段进行处理。在一种配置中，多载波处理器耦合到CMF的一个输出端，频域均衡器根据等式FEQ(ωk)＝1/(abs(H(ωk))2来确定基于频率响应信号H(ωk)的多载波均衡信号FEQ(ωk)，其中“abs”是绝对值函数。在一个替换实施例中，多载波处理器耦合到CMF的一个输入端，单载波处理器在单载波分段结束之前的一个CMF等待时段声明开端指示，频域均衡器则根据等式FEQ(ωk)＝1/H(ωk)来确定多载波均衡信号。
相位回路可以包括一个产生相位误差信号的相位误差检测器、一个接收相位误差信号并且产生相位校正信号的相位滤波器以及一个基于相位校正信号来调整接收信号的相位旋转器。一旦声明了冻结指示，则相位校正信号保持恒定。一旦声明冻结指示而使相位校正信号保持恒定，则相位误差检测器可以将相位误差信号设定为零。增益回路可以包括一个产生增益误差信号的增益误差检测器，一个接收增益误差信号并且产生一个增益校正信号的积分器，以及一个根据增益校正信号来调整接收信号的乘法器。一旦声明了冻结指示，则增益校正信号保持恒定。一旦声明了冻结指示而使增益校正信号保持恒定，则增益误差检测器可以将增益误差信号设定为零。定时回路可以包括一个接收和调整接收信号定时并在声明了冻结指示的时候中止追踪接收信号的时间追踪部件。基带多载波处理器可以包括一个根据接收到的多载波信号而将源自频域均衡器的多载波均衡信号与频率响应信号相组合的组合器。
基带接收机可以包括在单载波、多载波和混合载波工作模式之间进行选择的控制逻辑，其中在单载波工作模式中，将单载波处理器配置成对单载波信号中经过调整和滤波的接收信号进行处理，在混合载波工作模式中将其配置成对混合载波信号中经过调整和滤波的接收信号进行处理，并且其中在多载波工作模式中将多载波处理器配置成对调整和滤波之前的多载波接收信号进行处理，并且在混合载波工作模式中将其配置成对混合载波信号中经过调整和滤波的接收信号A多载波分段进行处理。
根据本发明一个实施例的无线射频(RF)通信设备包括一个RF收发信机、一个基带发射机和一个基带接收机。RF收发信机将来自天线的RF信号转换成基带信号，并且将基带信号转换成RF信号，以便经由天线来进行传送。基带发射机被配置成通过使用单载波调制来对单载波部分进行调制以及使用多载波调制来对多载波部分进行调制，从而经由RF收发信机来发射一个混合载波信号。发射机对单载波部分进行滤波，以便近似估计一个多载波功率谱，此外所述发射机还制定了混合载波信号，以便在单载波与多载波部分之间保持频率、相位、增益和定时的相干性。基带接收机则是以一种如上所述的相似的方式实现的。
RF收发信机能够进行多个频带的操作，其中对单载波和混合载波模式来说，RF收发信机在第一RF频带中进行操作，并且其中对多载波模式来说，RF收发信机在包括第一频带和第二RF频带在内的多个频带中的一个选定频带上进行操作。在一个特定实施例中，第一RF频带大约是2.4吉赫(GHz)，第二RF频带大约是5GHz。
基带发射机可以包括一个产生单载波信号的单载波发射处理器、一个产生多载波信号的多载波发射处理器、一个数字滤波器以及一个信号组合器。数字滤波器对单载波信号进行滤波，使之具有一个与多载波功率谱相似的功率谱。信号组合器在保持相位、增益和定时校准的同时将经过滤波的单载波信号和多载波信号相组合。所述信号组合器可以包括一个相位乘法器、一个数字组合器以及一个软开关。相位乘法器将多载波信号与单载波部分中最后一部分的相位相乘，并且提供一个经过旋转的多载波信号。数字组合器将经过滤波的单载波信号与经过旋转的多载波信号相组合，并且提供一个组合的混合载波信号。软开关则在结束之前选择经过滤波的单载波信号，在转换过程中选择经过组合的混合载波信号，并且在转换周期末端选择经过旋转的多载波信号。单载波信号可以包括依照预定定时间隔的连续码片，其中转换周期具有等价于预定定时间隔的持续时间。
根据本发明一个实施例来产生用于RF传输的混合载波分组的方法包括：使用一种选定的多载波调制方案来产生多载波有效负载，使用一种单载波调制方案来产生一个包含前同步码和报头的单载波分段，对单载波分段进行滤波，使之具有与多载波调制方案功率谱相类似的功率谱，以及用一种在转换中保持增益、相位、频率和定时的方式来将经过滤波的单载波分段与多载波有效负载相组合，从而提供一个载波分组。
所述组合可以包括将多载波有效负载旋转一个相位，其中所述相位是从经过滤波的单载波分段中确定的。单载波调制方案可以是巴克(Barker)调制，多载波调制可以依照OFDM，其中所述旋转包括将OFDM多载波有效负载旋转一个相位，该相位即为经过滤波的单载波分段的最后一个巴克字的相位。多载波有效负载可以包括一个OFDM前同步码。所述组合还可以包括斜降(ramp)经过滤波的单载波分段，同时在转换中斜升多载波有效负载。经过滤波的单载波分段可以具有预定码片速率，在这种情况下，所述方法还可以包括按照预定取样速率来对经过滤波的单载波分段和多载波有效负载进行取样，并且基于经过滤波的单载波分段的预定码片速率而在经过滤波的单载波分段的最后一个完整取样之后的一个转换时段声明多载波有效负载的第一完整取样。所述组合还可以包括按比例组合各个经过滤波的单载波分段和多载波有效负载，以便在转换时间中提供多个取样。在一种配置中，预定取样率是预定码片速率的四倍，在这种情况下，转换时间中的按比例组合包括提供第一、第二和第三中间取样，对这些取样来说，经过滤波的单载波分段与多载波有效负载的百分比分别是75/25、50/50以及25/75。
根据本发明一个实施例来获取单载波分段之后继之以多载波分段的混合载波信号的方法包括：确定所接收的基带信号的增益、相位、频率和定时调整参数，使用这些调整参数来调整基带信号，以便提供一个经过调整的基带信号，在对所接收基带信号的单载波分段进行接收的同时确定一个CIR估计，基于CIR估计来对经过调整的基带信号进行滤波，以便提供一个经过滤波和调整的基带信号，使用一个单载波处理器来处理经过滤波和调整的基带信号，以便获取单载波分段，检测单载波分段中的混合载波模式标识符并且声明一个混合模式指示，以及响应于混合模式指示，使用一个多载波处理器来处理接收到的基带信号，以便获取多载波分段。
使用多载波处理器而对所接收基带信号进行的处理可以包括在调整和滤波之前对接收到的基带信号进行处理。所述方法还包括使用多载波处理器来从多载波分段的前同步码部分中确定一个第二信道频率响应估计，并且基于第二频率响应估计来对多载波分段进行滤波。所述方法还可以包括借助多载波处理器来把增益、相位、频率和定时调整参数的任何一个选定组合用作至少一个开端参数，以便获取多载波分段。
根据本发明另一个实施例来获取单载波分段之后继之以多载波分段的混合载波信号的方法包括：确定所接收的基带信号的增益、相位、频率和定时调整参数，使用这些调整参数来调整基带信号，以便提供一个经过调整的基带信号，在对所接收的基带信号的单载波分段进行接收的同时确定一个CIR估计，将CIR估计转换成一个频率响应信号，使用这个频率响应信号来对频域均衡器进行编程，基于CIR估计来对经过调整的基带信号进行滤波，以便提供一个经过滤波和调整的基带信号，使用一个单载波处理器来处理经过滤波和调整的基带信号，以便获取单载波分段，检测单载波分段中的混合载波模式标识符并且声明一个混合模式指示和一个冻结指示，以及响应于冻结指示，保持增益、相位、频率和定时调整参数恒定，以及响应于混合模式指示，使用一个采用频域均衡器的多载波处理器来处理经过滤波和调整的基带信号，以便获取多载波分段。确定增益、相位、频率和定时调整参数可以包括确定增益、相位、频率和定时误差值。保持增益、相位、频率和定时调整参数恒定可以包括将增益、相位、频率和定时误差值设定为零。
附图说明
在结合下图来考虑以下关于优选实施例的详细描述时，可以更好地理解本发明，其中：
图1是根据本发明的一个实施例实施的混合信号分组的示意图。
图2是包含了依照本发明实施例实施的基带发射机的混合载波信号发射机的简化框图。
图3是图2组合器的一个实施例的简化框图。
图4A和4B是分别使用了BPSK或QPSK的示范性单载波调制方案的相位关系的图形。
图5是对使用了Barker和OFDM信号的单载波与多载波部分之间的校准进行描述的时序图。
图6是对重叠周期中的示范性单载波信号终止和多载波信号开始进行描述的图形。
图7是包含了依照本发明实施例实施的基带接收机的混合载波信号接收机的框图。
图8是依照本发明一个替换实施例实施并与图7的基带接收机相似的基带接收机框图。
图9是图7和8的核心的示范性OFDM实施例的框图。
图10是包含了依照本发明的一个替换和非相干实施例来实施的基带接收机的框图。
具体实施方式
根据本发明一个实施例的基带发射机和接收机结构是通过保持单载波信号到混合载波信号的多载波信号增益、相位、频率、取样定时和信道脉冲响应(CIR)而在单载波到多载波的转换过程中实现相干的。这样一来，由于在单载波部分的持续过程中产生的信息有效，并且将其用于开始捕获多载波部分，因此不必借助于接收机的多载波部分来重新获取信号。面对无线通信中遭受的普遍干扰，保持和积累信息也使得信号更为健壮。另外还描述了一种根据一个替换实施例的基带接收机结构，该结构并未在转换中保持相干性，因此接收机的多载波部分必须在转换之后再次完整地获取信号。此外还公开了另一个非相干接收机的实施例，所述实施例使用的是从波形单载波部分得到的选定信息，例如与增益、相位、频率或定时相关联的任何选定参数。尽管非相干结构不如相干结构牢固，但是这种非相干选择实现起来更为容易并且更为廉价，同时仍旧保持了足够的牢固性，由此实现了一个适合多种应用的通信系统。
这里描述的无线设备工作在802.11b或802.11g模式中的2.4GHz频带，但也可以在一种或多种802.11a模式的若干频带(多频带)中的任何一个频带运作，例如2.4GHz、5GHz或是其他任何一个合适的频带。这些设备可以使用任何适当格式来进行配置，例如任何类型的计算机(桌面、便携式、膝上计算机等等)、任何类型的可兼容无线电通信设备、任何类型的个人数字助理(PDA)或是任何其他类型的网络设备，例如打印机、传真机、扫描仪、集线器、交换机、路由器等等。需要指出的是，尽管可以在某些实施例中使用802.11g建议、802.11b标准、802.11a标准或2.4GHz的频带，但是本发明并不局限于这些标准和频率。无线设备可以被配置成以任何一个标准802.11b的速率来相互通信，以便保持向后兼容于802.11b设备，其中所述速率包含了1、2、5.5以及11Mbps。此外还可以对无线设备进行配置，以便将其用于混合载波模式操作，使之能够根据若干实施例中任何一个实施例来使用混合信号结构，从而以不同或者更高的数据速率来进行通信，例如6、9、12、18、24、36、48或54Mbps这些标准的802.11a速率。
所述混合信号设备能与802.11b设备在同一无线操作区域中运作和/或共存，但即使是在以混合信号模式运作的时候，这些设备也不会为对方带来明显干扰。
图1是依照本发明一个实施例执行的混合信号分组101的示意图。分组101包括一个单载波部分103，其后继之以一个多载波部分105。单载波部分103是用单载波调制方案来调制的，多载波部分105则用多载波调制方案来进行调制。在这里描述的实施例中，单载波调制为四相移相键控(QPSK)符号速率或二进制相移键控(BPSK)，例如根据802.11b标准，而多载波调制依照的是OFDM，例如根据802.11a标准。但是应该理解和预料的是，其他单载波和多载波调制方案也是可以使用的。
在所示实施例中，单载波部分103包括一个巴克前同步码108，其后继之以一个巴克报头111。巴克前同步码108包括一个同步字段107，其后是一个同步字段分界符(SFD)109，为了进行巴克字调制，所述巴克前同步码108是依照802.11b来配置的。前同步码108与巴克报头111可以依照BPSK或QPSK来进行调制，由此能以1或2兆比特每秒(Mbps)的速率来进行发射。长版本的单载波部分103是在192微秒(μs)中发射的，而短版本则是在96μs中发射的。多载波部分105包括一个前同步码113、一个数据字段115以及一个SIF填充字符117。数据字段115是使用OFDM调制而在一个从6、9、12、18、24、36、48或54Mbps这些典型数据速率中选出的数据速率上发射的。SIF填充字符则是在6μs中发射的。
前同步码113被用于为OFDM调制执行同步，它包括一个长同步字段119和一个信号字段121。前同步码113是在大约12μs中传送的。长同步字段119包括一对0.8μs的保护间隔123、125以及一对3.6μs的长训练符号127、129。由此可以预料，长同步字段119的总的持续时间是8μs，这明显要短于至少耗费96μs的短或长版本的单载波部分103。
图2 包含了依照本发明一个实施例实施的基带发射机201的混合载波信号发射机200的简化框图。在一个实施例中，将发射机201配置成以几种模式来进行操作，其中包括单载波模式(例如802.11b)、混合载波模式(802.11g)以及若干种多载波模式(例如802.11a)。多载波模式可以在几个频带中的任何一个频带上使用OFDM调制，例如2.4或5GHz频带。单载波处理器或核心203引入了核心处理功能，由此以一个选定码片速率来配置单载波信号，例如处于11MHz的巴克码片。核心203的输出被提供到一个1∶2分路器205的输入端。分路器205的第一输出207则被提供到单载波脉冲成形部件209(数字滤波器)的输入端，其中所述脉冲成形部件以44MHz的取样速率输出一个单载波分组。而单载波脉冲成形部件209的输出被提供给一个3∶1复用器(MUX)213的第一输入端211，所述复用器的输出端与数模转换器(DAC)215的输入端耦合。
DAC 215的模拟输出与一个射频(RF)信号混合，并且如本领域技术人员已知的那样，所述输出经由天线204而在无线介质中传送。在所示实施例中，将DAC 215的模拟输出提供给RF系统202，该系统将基带信号转换成经由天线而在无线介质中声明的RF信号。发射机200还包含了与RF系统202及基带发射机201相耦合的控制逻辑206，以便对操作进行控制并且控制特定的工作模式。控制逻辑206对分路器205和MUX 213进行控制，以便选择那些用于单载波模式的单载波分组，并且选择用于多载波模式的多载波分组，此外还对用于混合载波工作模式的混合载波分组加以选择。
此外还可以对RF系统202和控制逻辑206进行配置，以便将其用于多频带操作。RF系统202可以被配置成使用几个RF载波频率中选定的一个频率来发射分组，所述载波频率包括但不局限于无执照的2.4和5吉赫(GHz)频带。此外还考虑将2.4GHz频带用于依照802.11b的单载波模式。并且还可以将2.4GHz的频带用于混合载波模式，以便提供与传统的802.11b设备的向后兼容性。此外还考虑将5GHz的频带用于依照802.11a的多载波模式。并且考虑将包括2.4GHz和5GHz频带在内的几个不同频带以及其他任何选定频带用于多载波模式(也就是多频带操作)，不管所述频带是否为标准频带。例如，FCC近来批准802.11a的一个修改版本运行在接近6GHz的许可频带。由此可以对多频带的802.11a操作加以考虑。
分路器205的第二输出217被提供到混合载波脉冲整形部件或数字滤波器219。数字滤波器219从核心203接收单载波前同步码和报头信号，并且以一种与用于混合载波波形的多载波信号具有相似功率谱的方式来对信号进行整形和滤波。特别地，数字滤波器219包含了经过扩缩的有限脉冲响应(FIR)滤波器分支，因此单载波信号功率谱近似于多载波信号功率谱。在一个实施例中，数字滤波器219使用了一个在连续时间中指定并用砖墙(brick wall)近似的无限脉冲响应产生的时间整形脉冲。优选地，无限脉冲响应是用一个连续时间窗口来截取的，其中所述窗口长到了足以实现预期频谱特性(近似于多载波调制)，但所述窗口也要足够短，以便减少复杂性。最终得到的连续时间脉冲波形可以用DAC 215的取样速率来进行取样，在所示实施例中，所述取样速率为44MHz。对使用了巴克和OFDM的802.11g来说，FIR分支是经过扩缩的，因此巴克前同步码和报头功率谱近似于OFDM的功率谱。
数字滤波器219输出的混合载波的前同步码和报头被提供到组合器223的一个输入端221，所述组合器在第二输入端227从多载波处理器或核心225接收多载波有效负载。如下文进一步描述的那样，组合器223将会进行操作，以便将混合载波的前同步码和报头与多载波有效负载相组合，从而在其输出端228产生一个混合载波分组，输出端228则与MUX213的第二输入端229相耦合。所述核心225引入了核心处理功能，以便在选定取样速率上配置多载波分组，其中所述取样速率可以是例如DAC215的44MHz取样速率。核心225的输出被提供到组合器223的输入端227以及MUX 213的第三输入端231。当控制逻辑206控制分路器205选择其第一输出207并且控制MUX 213选择其第一输入211，从而将核心203产生并由脉冲整形部件209整形的单载波分组提供给DAC 215的时候，发射机201是以单载波模式(例如802.11b)操作的。当控制逻辑206控制分路器205选择它的第二输出217并且控制MUX 213选择它的第二输入229，从而将由组合器223的混合载波分组提供给DAC 215的时候，发射机201是以混合信号模式(例如802.11g)来操作的。当控制逻辑206控制MUX 213选择它的第三输入231，从而将核心225产生的多载波分组提供给DAC 215的时候，发射机201是以多载波模式(例如802.11a)来操作的。
需要注意的是，可以将核心203配置成能够产生一个完整的单载波分组(经由脉冲整形电路209)并且可以将核心225配置成能够产生一个完整的多载波分组。然而，组合器223是将单载波信号的第一部分或是前同步码和报头与多载波信号的有效负载部分(例如包括前同步码113，数据字段115以及SIF 117)相结合而产生混合载波分组的。此外还对单载波核心203进行配置，以便修改单载波部分103的报头111，从而包含一个指示混合载波工作模式的比特或字段。混合载波模式比特则将分组是混合载波信号而不是单载波信号通知给接收机。
图3是组合器的一个实施例的简化框图。组合器223在通过其输入端221接收的单载波报头和前同步码与通过其输入端227接收的多载波有效负载之间执行相位和时间校准。组合器223还在单载波报头末端和多载波有效负载开端之间执行转换。所述组合器223包括一个软开关301，所述软开关分别在第一、第二和第三端子303、305以及307之间以图形表现形式来切换输出228。并且软开关301不必作为物理或机械开关来实现，取而代之的是，它可以在固件或数字逻辑中实现，以便在转换过程中执行信号之间的平滑切换。第一端子303与组合器223的输入端221以及数字组合器部件309的第一输入端317相耦合。第二端子305与数字组合器部件309的输出端相耦合。第三端子307与相位旋转器311的一个输出端315相耦合，所述输出端还被提供到数字组合器部件309的第二输入端319。如下文进一步描述的那样，相对于单载波信号的最后一部分而言，相位旋转器311是将多载波信号旋转或乘以一个相位角“”，以便保持相位连续性。在混合载波信号的完整单载波部分与完整多载波部分之间的转换过程中，数字组合器309将单载波与多载波信号相组合。
图4A和4B是分别使用了BPSK或QPSK的示范性单载波调制方案的相位关系图示。图4A是BPSK在两个象限中引入实部和虚部(2个相位中的一种)的BPSK曲线的简化图示。相位角是1或-1。图4B是对QPSK将实部和虚部引入所有四个象限(4个相位中的一种)进行描述的QPSK曲线的简化图示。相位角则是1、j、-1或-j。在传输过程中，信号的特定相位是模糊的，因此绝对相位也是不确定的。接收机通常被配置成确定并追踪输入信号相位。然而，对混合载波信号而言，单载波与多载波部分之间的相对相位应该得到保持，否则就应该是可确定的，由此可以简化接收机执行的捕获。因此，多载波信号相位是基于单载波信号的最后一部分的相位，从而简化了接收机的相位捕获。
单载波信号使用了直接序列扩展频谱(DSSS)，与OFDM多载波信号格式相比，这些信号是截然不同的。对CCK-ODFM而言，这些BPSK或QPSK格式中的任何一种都可重新用于报头。802.11b报头中的最后一个巴克字的相位确定了相干OFDM信号相对于核心225产生的OFDM信号所具有的相位。回过来参考图3，对CCK-OFDM而言，相位旋转器311将OFDM信号旋转一个相位角，所述相位角即为最后一个巴克字的相位角()，并且所述旋转器在其输出端315声明了这个经过旋转的OFDM信号。经过旋转的OFDM信号施加到数字组合器309的输入端319以及软开关301的第三端子307。大小为1的相位角对应于0度旋转(没有旋转)，大小为j的相位角对应于90度旋转，大小为-1的相位角对应于180度旋转，大小为-j的相位角则对应于-90度旋转。OFDM这样的多载波信号是一个包含了实部和虚部的复数，另外，所述实部和虚部也可称为同相(I)和正交相位(Q)分量，因此在数学上将I和Q分量与-1、j或-j相乘。
图5是对使用了巴克和OFDM信号的单载波和多载波部分之间的校正进行描述的时序图。所述时序图描述的是带有报头的最后一个巴克字503的OFDM信号部分501的校准。每个巴克字的第一个码片都包含了507所示的最后一个巴克字503的第一个码片，其中每一个巴克字的第一个码片都以1μs的校准为中心，各个码字的各个后续巴克码片则每隔1/11μs或91纳秒(ns)就集中一次。对OFDM信号开端而言，在509显示的OFDM信号的第一完整取样出现在报头中最后一个巴克字的第一码片的零相位峰值之后1μs，由此出现在最后一个巴克字的最后一个码片511之后1/11μs，从而在转换过程中保持了定时。最后一个码片511与第一完整OFDM取样509之间的周期形成了一个介于最后一个巴克字503与OFDM信号第一完整取样之间的重叠周期513，其大小为1/11μs。在第一个完整比例的OFDM取样之前还显示了一个经过扩缩的OFDM取样515，以便对数字组合器317执行的平滑波形之间转换的操作进行描述。OFDM取样515是周期性扩展的，因为它是在OFDM取样完全开始之前很早就出现的。这种转换时间校准使得均衡器信息和定时信息能在混合载波信号的单载波和多载波部分之间继续传送。
回过来参考图3，软开关301将第一端子303连接到组合器223的输出端228，直到最后一个巴克码片511结束之后，从而转发最后一个巴克字。然后，在最后一个巴克码片511之后，所述开关301进行切换，以便在第二端子305上将数字组合器309的输出端连接到输出端228。在重叠周期513中，数字组合器309对输入端317的单载波信号以及输入端319上经过旋转的多载波信号进行数字组合。需要注意的是，尽管在所示结构中对信号进行了数字取样，从而使用了一个数字组合器，但是在替换实施例中也可以考虑使用模拟组合器及其他设备。在一个实施例中，数字组合器309斜降单载波信号，同时斜升多载波信号。由于单载波与多载波信号都以44MHz来进行取样并且校准是以11MHz的巴克码片为基础的，因此在重叠周期513中，最后一个巴克码片511与第一个完整的OFDM取样509之间存在三个(3)中间取样。在一个实施例中，在转换过程中，数字组合器309将75％的巴克信号与25％的OFDM信号相组合，以便用于第一中间取样，并且将50％的巴克信号与50％的OFDM信号相组合，以便用于第二中间取样，此外还将25％的巴克信号与75％的OFDM信号相组合，以便用于第三中间取样，其中这些中间取样是在连续的44MHz周期中提供到输出端228的。在第一个完整的OFDM取样509之前，软开关301将会进行切换，以便将端子307连接到输出端228，其中所述端子具有处于相位旋转器311输出端315上的经过旋转的OFDM取样，并且所述软开关301仍旧保持在端子307，以便用于多载波部分105的剩余部分。
图6是描述重叠周期513中单载波信号的示范性终止和OFDM符号开始的图示，其中单载波信号终止由处于601的虚线曲线显示并且按照802.11b来进行整形，而OFDM符号开始则在603显示并且按照802.11a来进行整形。如这些图示中所述，在从单载波变换到多载波的时候，单载波是以一种受控方式终止的。在即将转换的时候，这种单载波终止将会保持AGC并使信号功率间隙减至最小，由此转而将另一个载波造成的某个信号的恶化减至最小。802.11b分段的单载波终止与802.11a的OFDM整形的终止相似。802.11a为OFDM符号指定一个用于定义单载波分段终止的窗口函数。单载波信号是在一个预定时间窗口中终止的，例如标称的100纳秒(ns)。此外，没有必要完全冲洗单载波脉冲整形滤波器。与11码片处理增益、热噪声以及多径失真相比，最终得到的报头中的最后一个巴克码字的失真非常小。并且所述终止可以在数字信号处理之中或是通过模拟滤波显性实现。
图7是包含了根据本发明一个实施例实施的基带接收机701的接收机700的简化框图。接收机700包括一个通过天线704来从无线介质中接收RF信号并将RF信号转换成基带信号的RF系统。基带模拟输入信号被应用于模-数转换器(ADC)703的输入端。ADC 703将一个以22MHz速率取样的相应的数字基带信号声明到信道脉冲响应(CIR)估计部件705、MUX 709的第一输入端707、时间追踪回路部件711的输入端以及非相干自动增益控制(AGC)反馈部件713的输入端。如本领域技术人员已知的那样，接收机700经由一系列放大器、滤波器以及混频级而将来自无线信道的RF信号转换成基带模拟输入信号。为了检测到弱信号(高增益)或者降低强信号(低增益)，接收机700的增益范围通常很大。ADC 703可以用足够的比特分辨率来实现，从而覆盖整个增益范围，但是通常将ADC 703实施为只包含用于输入基带信号的预期分辨率的足够比特数目。在反馈线路715上使用了AGC反馈部件713来向RF系统702声明一个反馈信号，以便尝试将接收机700的增益解析到ADC 703的范围以内的目标增益范围。AGC反馈部件713是“非相干的”，因为它是在没有考虑到信号定时、频率、相位或其它参数的情况下进行操作的，由此只是粗略解析了用于输入信号的增益。因此AGC反馈部件713执行的只是一个粗略的增益调整。
在一种如上所述用于发射机200的相似方式中，接收机700包含了经由控制和选择(SEL)信号耦合到RF系统702和基带接收机706的控制逻辑706，其中所述控制逻辑对操作进行控制并且在若干种工作模式中选择一种。此外还可以对接收机700进行配置，使之以单载波模式操作，从而接收并捕获单载波分组或信号，并且可以将其配置成以多载波模式进行操作，以便捕获多载波分组，此外还可以将其配置成以混合载波模式来进行操作，以便获取混合载波分组。另外还可以对接收机700进行配置，以便将其用于多频带操作，所述频带包含了2.4和5GHz的频带以及预期的其他频带。2.4GHz频带预期用于单载波和混合载波模式，以便与802.11b或802.11b的传统设备保持兼容。任何选定频带都可用于多载波工作模式并且还计划使用多频带802.11a操作。需要指出的是，RF系统202和控制逻辑206可以与RF系统702和控制逻辑706相结合，基带发射机200和基带接收机700可以与组合的RF系统相耦合并且通过执行控制来实现根据本发明一个实施例的RF收发信机。
对单载波和混合载波的工作模式来说，CIR估计部件705检查信号中已知的前同步码，估计无线信道并且输出一个代表信道脉冲响应(以及中间滤波器)的时域信号hi。在一个实施例中，CIR估计部件705是一个具有选定数量“i”个滤波器分支的FIR滤波器。hi信号则被提供给快速傅里叶变换(FFT)部件717和信道匹配滤波器(CMF)部件719的输入端。CMF部件719通过执行hi信号的共轭和反转时间函数来对其分支进行编程。CMF部件719还可以包括一个FIR滤波器。实质上，由于信道效应造成的信号失真是通过CMF部件719来消除的。时间追踪部件711是一个检查并调整数字基带信号定时的自主型数字调整滤波器。例如，时间追踪部件711根据802.11b信号的巴克码片来调整定时。时间追踪部件711向乘法器721的一个输入端声明一个时间经过调整的信号，所述信号与一个在乘法器其他输入端接收的增益调整信号KAGC相乘，从而产生一个增益经过调整的信号。乘法器721将这个增益经过调整的信号声明到相位旋转器723的一个输入端，所述相位旋转器使用一个在其的其他输入端接收的相位调整信号ejθPLL来调整所述信号，以便产生一个相位经过调整的信号。相位旋转器723将这个相位经过调整的信号声明到CMF部件719的输入端，CMF部件则从信号中消除信道失真。CMF部件719的输出端耦合到MUX 709的第二输入端725、单载波核心731的输入端、锁相环(PLL)相位误差部件727的输入端以及AGC增益误差部件729的输入端。并且提供了控制逻辑706与单载波核心731之间的SEL信号来控制工作模式。尽管通常是由控制逻辑706来控制操作，但是一旦检测到混合载波分组，那么单载波核心731可以将工作模式从单载波改成混合载波模式。
PLL相位误差部件727检测CMF部件719输出端上的任何相位误差并将一个相应的相位误差信号error声明到超前/滞后(lead/lag)滤波器733，所述滤波器产生相位调整信号ejθPLL并且将其声明到相位旋转器723。AGC增益误差部件729对CMF部件719输出端上的信号增益以及预定目标增益进行比较，并且向积分器部件735产生一个相应的增益误差信号Kerror。积分器部件735接收这个增益误差信号Kerror并且产生增益调整信号KAGC，此外还将增益调整信号KAGC提供给乘法器721。这样一来，在基带接收机701中至少提供了三个用于单载波信号的不同回路，其中包括集中于时间追踪回路711而对定时进行调整的定时回路，集中于乘法器721而对增益进行调整的增益回路，以及集中于相位旋转器723而对频率和相位进行调整的相位回路。起初，在使用来自CIR估计部件705的hi信号来对CMF部件719的分支进行编程之前，这些回路恒定保持在标称值上。在对CMF部件719进行编程之后，所述回路将被释放，以便解析并减少或消除输入信号中的定时、增益、相位和频率误差。
MUX 709受SEL信号控制，以便选择其第一输入端707用于多载波工作模式，例如基于802.11a的分组。MUX 709的输出端耦合到多载波核心737的输入端，如下文进一步描述的那样，所述多载波核心引入了必要的处理功能来解析那些经由ADC 703接收的多载波信号的定时、频率、增益、相位和信道响应。来自控制逻辑706的SEL信号被提供到多载波核心737，以便控制工作模式。此外还绕过了基带接收机701的剩余部分，以便执行多载波工作模式。对单载波工作模式来说，核心731引入了必要的处理功能来检测和解析单载波分组。频率、定时、相位、增益和滤波器响应都是由回路和CMF部件719处理的，由此对巴克或CCK单载波信号进行解析。
单载波核心731被用于对单载波部分103进行解析，多载波核心737则用于对混合载波分组101的多载波部分105进行解析，以便执行混合载波工作模式。MUX 709受SEL信号的控制并选择它的第二输入端725，以便将CMF部件719的输出提供给核心737。然而对混合载波工作模式而言，核心737并未尝试解析单载波部分103，并且在核心731发布START控制信号之前，所述核心737是禁用的。就如输入信号是一个正常单载波分组那样，核心731对输入信号的单载波部分103进行解析。核心731检测单载波部分103的报头111中的混合模式比特，并且启用混合载波工作模式。如果混合载波分组是用模式比特来表示的，那么核心731在单载波部分103末端向PLL相位误差部件727、AGC增益误差部件729以及时间追踪部件711发布一个FREEZE控制信号。FREEZE信号的声明将会导致PLL相位误差部件727将相位误差信号error设定为零，由此保持相位调整信号ejθPLL的当前电平。并且FREEZE信号的声明还会导致AGC增益误差部件729将增益误差信号Kerror设定为零，由此保持增益调整信号KAGC的当前电平。此外，FREEZE信号的声明还会停止时间追踪部件711的操作，从而禁用时间追踪调整。冻结这些参数将会保持源自单载波波形的相位、频率、增益和取样定时，以便将其用作多载波波形的起点。
核心731通过声明START信号而在多载波有效负载开端启用核心737的操作。如下文进一步描述的那样，核心737具有自己的增益、相位/频率和时间追踪回路。在部分混合信号的单载波部分103中，FFT部件717将时间脉冲响应信号hi转换成相应的频域信号H(ω)。H(ω)信号即为无线信道的频率响应并被提供到频域均衡器(FEQ)计算部件739的输入端。FEQ计算部件739根据以下等式来计算频域均衡器分支：
FEQ ( ω k ) = 1 | H ( ω k ) | 2 - - - - - ( 1 )
其中下标“k”是一个表示与多载波信号相关联的“音调”或“子载波”的索引。对OFDM来说，ωk表示的是所关注的OFDM信号的子载波频率。对OFDM信号的各个子载波来说，FEQ是作为单分支频域均衡器来操作的，它消除了无线信道产生的增益和相位失真。由于基带接收机701保持了从单载波波形到多载波波形的CIR估计，因此将单载波前同步码用作核心737的FEQ。由此在从混合信号的单载波部分到多载波部分的转换过程中保持了信号相干性。
图8是根据本发明一个替换实施例实施的基带接收机801的框图。在所述图中并未显示接收机的剩余部分，例如RF系统702和控制逻辑706，但它们是以相似方式来操作的。基带接收机801与基带接收机701相似并且可以将其替代，但是相位旋转器723的输出端则耦合到了MUX 709的第二输入端725而不是CMF部件719的输出端。除了在单载波部分103末端之前通过声明FREEZE和START信号来说明经由CMF部件719的等待时间之外，实质上，所述操作是非常相似的。此外，FEQ计算部件739是根据以下等式2来计算频域均衡器分支的：
FEQ ( ω k ) = 1 H ( ω k ) - - - - - ( 2 )
从计算角度来看，为基带接收机801计算FEQ的等式要比用于计算基带接收机701的等式稍微简单一些。然而，基带接收机701不需要通过确定经由CMF部件719的等待时间来确定何时声明FREEZE和START信号。
图9是核心737的示范性OFDM实施例的框图。可以预料的是，根据所用特定多载波调制方案，也可以对其他的多载波核心加以考虑。MUX 709输出的OFDM信号提供到组合器901，所述组合器组合一个频率调整信号FADJ并且向定时调整部件903提供一个频率调整信号。定时调整部件903在另一个输入端接收一个频率误差信号并且将一个定时调整信号提供给乘法器905的一个输入端。乘法器905将定时调整部件903的输出与增益调整信号KAGC相乘，并且向微调保护间隔部件907的输入端声明一个增益调整信号。微调保护间隔部件907通过执行操作来减轻符号间干扰(ISI)，并且将它的时域输出信号提供到FFT部件909，所述FFT部件909将时域信号转换成频率响应信号。该频率响应信号被提供到组合器911的一个输入端，所述组合器则从前述FEQ计算部件739接收频域均衡器分支FEQ(ωk)。
组合器911将一个信道调整信号声明到软判定部件913的输入端、增益误差部件915的输入端以及相位误差部件917的输入端。增益误差部件915将一个增益误差信号提供给积分器919，所述积分器将增益调整信号KAGC声明到乘法器905。相位误差部件917将一个相位误差信号声明到超前/滞后滤波器部件921，所述滤波器部件将频率误差信号声明到定时调整部件903和复合数控振荡器(CNCO)电路923。CNCO 923产生的是提供给组合器901的频率调整信号FADJ。并且CNCO电路923对OFDM信号的所有子载波的频率和相位进行调整。
增益误差部件915、积分器919以及乘法器905形成了基于OFDM的核心737的增益追踪回路925，它对OFDM信号的增益进行调整。相位误差部件917、超前/滞后滤波器921、CNCO电路923、组合器901以及定时调整部件903则形成了一个频率、相位和定时追踪回路927，它对OFDM信号的频率、相位和定时进行调整。在声明START信号的时候，核心737从FREEZE信号中止单载波回路的这个时刻开始处理混合载波信号的多载波部分。这样一来，即使OFDM核心737包含了自己的多载波增益、频率、相位和时间追踪回路，这些多载波回路也可以针对单载波回路为单载波部分103确定的增益、频率、相位和时间参数而进行追踪。由于发射机在从混合载波信号的单载波过渡到多载波部分的时候保持了相干性，因此相干性也在基带接收机的单载波和多载波处理器部分之间得到了保持。此外，由于发射机201的混合载波数字滤波器219执行了功率谱近似，因此CIR估计部件705在单载波部分103中获取的CIR估计适用于混合载波信号101的多载波部分103。这样一来，来自FEQ计算部件739的频域均衡器分支FEQ(ωk)与多载波部分105相关，从而消除了无线信道的增益和相位失真。这样，相干转换将会出现在基带接收机701或801中混合信号分组101的单载波与多载波部分之间。
OFDM核心737可以用标准方式来实施，以便包含一个解交织和去凿孔部件929，一个计算分支量度部件931，一个维特比译码器933以及一个解扰器935，所述解扰器将恢复的信号信息输出到本地介质访问控制(MAC)设备。
图10是包含了根据本发明一个替换和非相干实施例实施的基带接收机1001的框图。实质上，基带接收机1001的单载波部分是以等同于基带接收机701和801的方式来进行操作的，因此这里不再对此进行描述。基带接收机1001包含一个单载波核心1003，其操作与核心731相似，但是它并没有声明FREEZE控制信号。取而代之的是，在检测到混合载波分组101的时候，核心1003会向一个多载波核心1005发布START信号。核心1005则以类似前述核心737的方式来进行操作，但是它是直接从ADC 703而不是CMF部件719或相位旋转器723中接收输入。这样一来，核心1005必须直接从多载波部分105中重新捕获频率、相位、增益、取样定时和CIR估计，例如从混合载波分组101中OFDM前同步码113部分的8μs的OFDM长同步字段119。
在其它实施例中，基带接收机1001使用由接收机中单载波部分的增益、相位和定时回路所确定的增益、相位、频率或定时参数的任何选定组合来充当多载波回路起点。例如，可以将时间追踪部件711确定的定时参数编程到核心737的定时调整部件903之中，和/或可以在超前/滞后滤波器921内部对超前/滞后滤波器733确定的频率参数进行编程，以便简化核心737执行的多载波捕获。尽管来自单载波回路的增益和相位参数也可以在多载波核心中使用，但在确定CIR估计的时候已经从混合信号分组101的多载波部分105的前同步码部分(例如OFDM长同步字段119)中确定了这些参数。
此外，非相干实施例向后兼容于单载波802.11b模式的无线电设备，并且能够结合这里描述的所建议的802.11g混合载波波形来进行操作。然而，非相干实施例不如相干实施例那样牢固，因为它们没有使用与信号单载波部分中产生的信息同样多的信息，取而代之的是，它们依赖于OFDM信号的相对短长同步部分。因此与相干实施例相比，非相干实施例的敏感性略微降低，但是分组差错率却更大。尽管如此，但是非相干实施例却通过使用更简单和更廉价的设计而提供了可接受的性能。
尽管在这里已经结合优选实施例而对根据本发明的系统和方法进行了描述，但这并不意味着将其局限于这里阐述的特定形式，恰恰相反，其意图是覆盖这些可以合理包含在本发明实质和范围以内的替换、修改和等价物。

Claims (41)

1.一种基带接收机，包括：
一个信道脉冲响应(CIR)估计部件，它能够根据接收信号即单载波信号或混合载波信号的单载波分段来产生一个脉冲响应信号，其中单载波分段具有近似于多载波频谱的频谱；
增益、相位及定时回路，它对接收信号的增益、相位、频率和定时进行调整，以便提供一个经过调整的接收信号；
一个耦合到CIR估计部件的信道匹配滤波器(CMF)，所述滤波器根据脉冲响应信号来对经过调整的接收信号进行滤波；
一个单载波处理器，它对那些经过调整和滤波的接收信号进行处理，以便解析出混合载波信号的单载波分段，所述单载波处理器还能检测单载波分段中的混合载波模式指示，并且声明一个与单载波分段末端相对应的开端指示；以及
一个多载波处理器，它能响应所述开端指示声明来处理混合载波信号的多载波分段。
2.权利要求1的基带接收机，其中使用了一种选自二进制相移键控(BPSK)和四相相移键控(QPSK)的调制方案来对单载波分段进行调制，并且其中使用了正交频分复用(OFDM)来对混合载波信号的多载波分段进行调制。
3.权利要求1的基带接收机，还包括：
与单载波处理器和多载波处理器相耦合的控制逻辑，它在单载波、多载波以及混合载波的工作模式中进行选择；
所述单载波处理器被配置为在单载波工作模式中对一个单载波信号中经过调整和滤波的接收信号进行处理，并且在混合载波工作模式中对混合载波信号的经过调整和滤波的接收信号的单载波分段进行处理；以及
所述多载波处理器被配置成在多载波工作模式中在调整和滤波之前对多载波接收信号进行处理，并且在混合载波工作模式中对混合载波信号的多载波分段进行处理。
4.权利要求3的基带接收机，其中多载波处理器是以一种非相干的混合载波模式来进行操作的，其中所述多载波处理器在调整和滤波之前对接收信号的多载波分段进行处理。
5.权利要求4的基带接收机，还包括：
包含了一个同步字段的多载波分段，以及
多载波处理器从同步字段中确定频域均衡器分支。
6.权利要求5的基带接收机，还包括：
增益、相位及定时回路，产生增益、相位、频率和定时调整参数；以及
多载波处理器被配置为可以结合增益、相位、频率和定时调整参数的选定组合而被编程。
7.权利要求6的基带接收机，还包括：
多载波处理器包括一个带有滤波器的锁相环，所述锁相环被配置成可以结合频率调整参数而被编程；以及
多载波处理器包括一个配置为可以结合定时调整参数而被编程的定时回路。
8.权利要求1的基带接收机，还包括：
响应于针对混合载波模式指示的检测，单载波处理器还向增益、相位及定时回路声明一个冻结指示，所述冻结指示会在混合载波信号的单载波分段末端中止定时、增益及相位回路的操作；
一个快速傅里叶变换(FFT)生成器，它将脉冲响应信号转换成一个提供到频域均衡器的频率响应信号；
一个与FFT生成器相耦合的频域均衡器，它基于频率响应信号来确定多载波均衡信号；以及
所述多载波处理器响应于开端指示的声明而使用多载波均衡信号来处理经过调整和滤波的接收信号的多载波分段。
9.权利要求8的基带接收机，还包括：
所述多载波处理器与CMF的一个输出端相耦合；以及
所述均衡器根据等式 FEQ ( ω k ) = 1 | H ( ω k ) | 2 来确定基于频率响应信号H(ωk)的多载波均衡信号FEQ(ωk)。
10.权利要求8的基带接收机，还包括：
所述多载波处理器与CMF的一个输入端相耦合；
单载波处理器在单载波分段末端之前的一个CMF等待时段声明开端指示；以及
频域均衡器根据等式 FEQ ( ω k ) = 1 | H ( ω k ) | 来确定基于频率响应信号H(ωk)的多载波均衡信号FEQ(ωk)。
11.权利要求8的基带接收机，其中所述相位环路包括：
一个与CMF的一个输出端相耦合并产生一个相位误差信号的相位误差检测器；
一个与相位误差检测器相耦合的相位滤波器，所述滤波器接收相位误差信号并且产生一个相位校正信号；以及
一个与接收信号的信号路径相耦合并且基于相位校正信号来调整接收信号的相位旋转器；
其中一旦声明了冻结指示，则相位校正信号保持恒定。
12.权利要求11的基带接收机，其中
一旦声明冻结指示而使相位校正信号保持恒定，则相位误差检测器将相位误差信号设定为零。
13.权利要求8的基带接收机，其中所述增益回路包括：
一个耦合到CMF输出端并产生增益误差信号的增益误差检测器；
一个与增益误差检测器相耦合的积分器，所述积分器接收增益误差信号并且产生一个增益校正信号；以及
一个与接收信号的信号路径相耦合并且根据增益校正信号来调整接收信号的乘法器；
其中一旦声明了冻结指示，则增益校正信号保持恒定。
14.权利要求13的基带接收机，其中一旦声明冻结指示而使增益校正信号保持恒定，则增益误差检测器将增益误差信号设定为零。
15.权利要求8的基带接收机，其中定时回路包括一个接收并调整接收信号定时的时间追踪部件，并且其中一旦声明了冻结指示，则所述时间追踪部件中止追踪接收信号的调整。
16.权利要求8的基带接收机，其中多载波处理器包括一个根据接收到的多载波信号而将源自频域均衡器的多载波均衡信号与频率响应信号相组合的组合器。
17.权利要求8的基带接收机，还包括：
耦合到单载波处理器和多载波处理器的控制逻辑，所述控制逻辑在单载波、多载波和混合载波工作模式之间进行选择；
单载波处理器被配置成在单载波工作模式中处理单载波信号中经过调整和滤波的接收信号，以及在混合载波工作模式中处理混合载波信号中经过调整和滤波的接收信号；以及
多载波处理器被配置成在多载波工作模式中在调整和滤波之前对多载波接收信号进行处理，并且在混合载波工作模式中对混合载波信号中经过调整和滤波的接收信号的多载波分段进行处理。
18.一种无线射频(RF)通信设备，包括：
一个RF收发信机，它将来自天线的RF信号转换成基带信号并将基带信号转换成经由天线发射的RF信号；
一个与RF收发信机相耦合的基带发射机，所述基带发射机被配置成使用单载波调制方案来对单载波部分进行调制，并且使用多载波调制方案来对多载波部分进行调制，从而经由RF收发信机来发射一个混合载波信号，所述发射机对单载波部分进行滤波，以便近似估计多载波功率谱，此外所述发射机还制定了混合载波信号，以便保持单载波与多载波部分之间的频率、相位、增益和定时的相干性；以及
一个耦合到RF收发信机的基带接收机，包括：
一个信道脉冲响应(CIR)估计部件，它能够根据来自RF收发信机的接收基带信号而产生一个脉冲响应信号，所述接收基带信号包含单载波信号或混合载波信号的单载波分段，其中单载波分段具有近似于多载波功率谱的功率谱；
增益、相位及定时回路，它对接收基带信号的增益、相位、频率和定时进行调整并且提供一个经过调整的接收信号；
一个耦合到CIR估计部件的信道匹配滤波器(CMF)，所述滤波器根据脉冲响应信号来对经过调整的接收信号进行滤波；
一个耦合到CMF的单载波处理器，它对那些经过调整和滤波的接收信号进行处理，以便解析混合载波信号的单载波部分，所述单载波处理器能够检测单载波部分中的混合载波模式指示，并且声明一个与单载波部分末端相对应的开端信号；以及
一个多载波处理器，它能够响应于所述开端信号的声明来处理混合载波信号的多载波部分。
19.权利要求18的无线RF通信设备，其中使用了一种选自二进制相移键控(BPSK)和四相相移键控(QPSK)的调制方案来对单载波分段进行调制，并且其中使用了正交频分复用(OFDM)来对混合载波信号的多载波分段进行调制。
20.权利要求18的无线RF通信设备，其中基带接收机包括一个单载波工作模式和一个多载波工作模式，在单载波工作模式中，单载波处理器对经过调整和滤波的接收信号进行处理，以便解析单载波接收基带信号，在多载波工作模式中，多载波处理器对多载波接收基带信号进行处理。
21.权利要求18的无线RF通信设备，其中基带接收机还包括：
单载波接收处理器，它响应于针对混合载波模式指示的检测而声明一个冻结信号，所述冻结信号会中止增益、相位及定时回路的操作；
一个将脉冲响应信号转换成频率响应信号的快速傅里叶变换(FFT)部件；
一个基于频率响应信号来产生多载波均衡信号的频域均衡器；以及
多载波接收机处理器，响应于开端信号，通过使用所中止的增益、相位及定时回路以及CMF并且通过使用多载波均衡信号来对经过调整和滤波的接收信号的多载波部分进行处理。
22.权利要求21的无线RF通信设备，其中基带接收机还包括：
与单载波处理器和多载波处理器相耦合的控制逻辑，所述控制逻辑在单载波、多载波以及混合载波工作模式之间进行选择；
单载波处理器被配置成在单载波工作模式中处理单载波信号中经过调整和滤波的接收信号，并且在混合载波工作模式中处理混合载波信号中经过调整和滤波的接收信号的单载波分段；以及
多载波处理器被配置成在多载波工作模式中在调整和滤波之前对多载波接收信号进行处理，并且在混合载波工作模式中对混合载波信号中经过调整和滤波的接收信号的多载波分段进行处理。
23.权利要求22的无线RF通信设备，其中RF收发信机能够执行多频带操作，其中对单载波和混合载波模式来说，RF收发信机在第一RF频带中操作，并且其中对多载波模式来说，RF收发信机在包括第一频带和第二RF频带在内的多个频带中的一个选定频带上操作。
24.权利要求23的无线RF通信设备，其中第一RF频带大约是2.4吉赫(GHz)并且其中第二RF频带大约是5GHz。
25.权利要求18的无线RF通信设备，其中基带发射机还包括：
一个产生单载波信号的单载波发射处理器；
一个产生多载波信号的多载波发射处理器；
一个耦合到单载波发射处理器的数字滤波器，所述滤波器对单载波信号进行滤波，使之具有一个与多载波功率谱相似的功率谱；以及
一个与数字滤波器和多载波发射处理器相耦合的信号组合器，所述组合器在保持相位、增益和定时校准的同时将经过滤波的单载波信号与多载波信号相组合。
26.权利要求25的无线RF通信设备，其中信号组合器还包括：
一个相位乘法器，它将多载波信号与单载波部分中最后一部分的相位相乘并且提供一个经过旋转的多载波信号；
一个数字组合器，它将经过滤波的单载波信号与经过旋转的多载波信号相组合并且提供一个组合的混合载波信号；以及
一个软开关，它在结束之前选择经过滤波的单载波信号，在转换周期中选择经过组合的混合载波信号，并且在转换周期末端选择经过旋转的多载波信号。
27.权利要求26的无线RF通信设备，其中单载波信号包含依照预定定时间隔的连续码片，并且其中转换周期具有等价于预定定时间隔的持续时间。
28.一种产生用于射频(RF)传送的混合载波分组的方法，包括：
使用一种选定的多载波调制方案来产生多载波有效负载；
使用一个单载波调制方案来产生一个包含前同步码和报头的单载波分段；
对单载波分段进行滤波，使之具有与多载波调制方案功率谱相近似的功率谱，以及
用一种在转换中保持增益、相位、频率和定时的方式来组合经过滤波的单载波分段和多载波有效负载，从而提供一个载波分组。
29.权利要求28的方法，其中所述组合包括将多载波有效负载旋转一个相位，所述相位是从经过滤波的单载波分段中确定的。
30.权利要求29的方法，所述单载波调制方案包含巴克调制以及多载波调制方案包括正交频分复用(OFDM)，其中所述旋转包括将OFDM多载波有效负载旋转一个相位，该相位即为经过滤波的单载波分段的最后一个巴克字相位。
31.权利要求30的方法，其中多载波有效负载包括一个OFDM前同步码。
32.权利要求29的方法，其中所述组合包括在转换中斜升多载波有效负载的同时斜降单载波分段。
33.权利要求32的方法，经过滤波的单载波分段具有预定码片速率，所述方法还包括：
按照预定取样速率来对经过滤波的单载波分段和多载波有效负载进行取样；以及
所述组合包括：在经过滤波的单载波分段的最后一个完整取样之后的一个转换时段，基于经过滤波的单载波分段的预定码片速率来声明多载波有效负载的第一个完整取样。
34.权利要求33的方法，其中所述组合还包括按比例组合各个经过滤波的单载波分段和多载波有效负载，以便在转换时间中提供多个取样。
35.权利要求34的方法，其中预定取样率是预定码片速率的四倍，并且其中在转换时间的所述按比例组合包括提供第一、第二和第三中间取样，对这些取样而言，经过滤波的单载波分段与多载波有效负载的百分比分别是75/25、50/50以及25/75。
36.一种用于对一个在单载波分段之后继之以多载波分段的混合载波信号进行捕获的方法，包括：
确定所接收的基带信号的增益、相位、频率和定时调整参数；
使用这些调整参数来调整基带信号，以便提供一个经过调整的基带信号；
在对所接收基带信号的单载波分段进行接收的同时确定一个信道脉冲响应(CIR)估计；
基于CIR估计来对经过调整的基带信号进行滤波，以便提供一个经过滤波和调整的基带信号；
使用一个单载波处理器来处理经过滤波和调整的基带信号，以便获取单载波分段；
检测单载波分段中的混合载波模式标识符并且声明一个混合模式指示；以及
响应于混合模式指示，使用一个多载波处理器来处理接收到的基带信号，从而获取多载波分段。
37.权利要求36的方法，其中所述使用多载波处理器来处理接收到的基带信号包括在所述调整和滤波之前对接收到的基带信号进行处理。
38.权利要求37的方法，还包括：
使用多载波处理器来从多载波分段的前同步码部分中确定一个第二信道频率响应估计；以及
基于第二频率响应估计来对多载波分段进行滤波。
39.权利要求38的方法，还包括：借助多载波处理器来把增益、相位、频率和定时调整参数的任何一个选定组合用作至少一个开端参数，以便获取多载波分段。
40.一种用于对一个在单载波分段之后继之以多载波分段的混合载波信号进行捕获的方法，包括：
确定所接收的基带信号的增益、相位、频率和定时调整参数；
使用这些调整参数来调整基带信号，以便提供一个经过调整的基带信号；
在对所接收的基带信号的单载波分段进行接收的同时确定一个信道脉冲响应(CIR)估计；
将CIR估计转换成一个频率响应信号；
使用这个频率响应信号来对频域均衡器进行编程；
基于CIR估计来对经过调整的基带信号进行滤波，以便提供一个经过滤波和调整的基带信号；
使用一个单载波处理器来处理经过滤波和调整的基带信号，以便获取单载波分段；
检测单载波分段中的混合载波模式标识符并且声明一个混合模式指示和一个冻结指示；
响应于冻结指示，保持增益、相位、频率和定时调整参数恒定；以及
响应于混合模式指示，使用一个采用频域均衡器的多载波处理器来处理经过滤波和调整的基带信号，以便获取多载波分段。
41.权利要求40的方法，还包括：
所述确定增益、相位、频率和定时调整参数包括确定增益、相位、频率和定时误差值；以及
所述保持增益、相位、频率和定时调整参数恒定包括将增益、相位、频率和定时误差值设定为零。
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US60/325,048 2001-09-26
US10/143,134 US6754195B2 (en) 2001-07-06 2002-05-10 Wireless communication system configured to communicate using a mixed waveform configuration
US10/143,134 2002-05-10
US10/191,901 2002-07-09
US10/191,901 US7161987B2 (en) 2001-09-26 2002-07-09 Single-carrier to multi-carrier wireless architecture

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WO (1) WO2003028329A2 (zh)

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1933467B (zh) * 2005-09-14 2010-10-06 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 宽带单载波/多载波均衡接收装置及其接收方法
CN101917359A (zh) * 2008-11-28 2010-12-15 索尼株式会社 用于在无线通信系统中接收信号的接收设备和方法
CN102090016A (zh) * 2008-07-08 2011-06-08 马维尔国际贸易有限公司 用于宽带无线通信系统的物理层帧格式设计
CN102169176A (zh) * 2009-12-25 2011-08-31 株式会社电装 观测信号处理装置
CN101455042B (zh) * 2006-05-22 2014-10-08 开曼晨星半导体公司 信号接收装置及获取信号的方法
CN105282064A (zh) * 2014-07-16 2016-01-27 中兴通讯股份有限公司 用于光通信的自适应后数字滤波器和符号间干扰均衡器
CN107659334A (zh) * 2011-12-05 2018-02-02 巴特勒能源同盟有限公司 对多载波扩频信号使用滤波器组的方法和装置
US10581481B1 (en) 2018-09-18 2020-03-03 Battelle Energy Alliance, Llc Communication device, spread-spectrum receiver, and related method using normalized matched filter for improving signal-to-noise ratio in harsh environments

Families Citing this family (86)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7023928B2 (en) * 2001-08-06 2006-04-04 Lucent Technologies Inc. Synchronization of a pilot assisted channel estimation orthogonal frequency division multiplexing system
US7161987B2 (en) 2001-09-26 2007-01-09 Conexant, Inc. Single-carrier to multi-carrier wireless architecture
US6738608B2 (en) * 2002-02-12 2004-05-18 Qualcomm Incorporated Frequency-timing control loop for wireless communication systems
DE10213873A1 (de) * 2002-03-27 2003-10-09 Siemens Ag Kombination des Frequenzsprungverfahrens mit OFDM
US7161896B1 (en) * 2002-08-12 2007-01-09 Cisco Systems Wireless Networking (Australia) Pty Limited Channel estimation in a multicarrier radio receiver
US7397758B1 (en) * 2002-08-12 2008-07-08 Cisco Technology, Inc. Channel tracking in a OFDM wireless receiver
US20040204079A1 (en) * 2002-09-30 2004-10-14 Compaq Information Technologies Group, L.P. Dual access wireless LAN system
US7349462B2 (en) * 2002-12-23 2008-03-25 International Business Machines Corporation Acquisition and adjustment of gain, receiver clock frequency, and symbol timing in an OFDM radio receiver
US7042967B2 (en) * 2003-03-03 2006-05-09 Interdigital Technology Corporation Reduced complexity sliding window based equalizer
KR100769097B1 (ko) * 2003-03-03 2007-10-23 인터디지탈 테크날러지 코포레이션 복잡도가 감소된 슬라이딩 윈도우 기반의 등화기
US7203261B2 (en) * 2003-04-07 2007-04-10 Qualcomm Incorporated Phase locked loop for an OFDM system
US7916803B2 (en) 2003-04-10 2011-03-29 Qualcomm Incorporated Modified preamble structure for IEEE 802.11a extensions to allow for coexistence and interoperability between 802.11a devices and higher data rate, MIMO or otherwise extended devices
US7599332B2 (en) 2004-04-05 2009-10-06 Qualcomm Incorporated Modified preamble structure for IEEE 802.11a extensions to allow for coexistence and interoperability between 802.11a devices and higher data rate, MIMO or otherwise extended devices
US8743837B2 (en) 2003-04-10 2014-06-03 Qualcomm Incorporated Modified preamble structure for IEEE 802.11A extensions to allow for coexistence and interoperability between 802.11A devices and higher data rate, MIMO or otherwise extended devices
US7447261B2 (en) * 2003-07-08 2008-11-04 Conexant Systems, Inc. Adaptive frequency equalizer
US7586884B2 (en) 2003-08-15 2009-09-08 Qualcomm Incorporated Joint packet detection in wireless communication system with one or more receiver
US7362802B2 (en) 2003-09-12 2008-04-22 Zarbana Digital Fund Llc Frequency domain equalizer for wireless commuications system
AU2003275146A1 (en) * 2003-09-25 2005-05-11 Thomson Licensing S.A. Orthogonal frequency division multiplexing (ofdm) digital radio frequency (rf) transceiver
US20050073947A1 (en) * 2003-10-02 2005-04-07 Texas Instruments Incorporated Channel estimator for a receiver and method of operation thereof
US7386063B1 (en) * 2003-10-31 2008-06-10 Atheros Communications, Inc. Voting block for identifying WLAN signal modulation type
JP2005191997A (ja) * 2003-12-26 2005-07-14 Sanyo Electric Co Ltd 受信方法および装置
US20050163038A1 (en) * 2004-01-27 2005-07-28 Kiomars Anvari Multi-carrier peak reduction using amplitude clipping and phase rotation
WO2005074305A1 (en) 2004-01-29 2005-08-11 Neocific, Inc. Methods and apparatus for multi-carrier, multi-cell wireless communication networks
US7864725B2 (en) 2004-01-29 2011-01-04 Neocific, Inc. Methods and apparatus for overlaying multi-carrier and direct sequence spread spectrum signals in a broadband wireless communication system
AU2005249052A1 (en) * 2004-06-01 2005-12-15 Koninklijke Philips Electronics N.V. Method, apparatuses and signal for transmitting/receiving information comprising primary and secondary messages in a same transmission
KR100974600B1 (ko) * 2004-12-17 2010-08-09 현대자동차주식회사 Ｖ8 엔진 구조
KR20060069076A (ko) * 2004-12-17 2006-06-21 삼성전자주식회사 액정 표시 장치용 표시판의 제조 방법
KR100700779B1 (ko) 2004-12-17 2007-03-27 엘지전자 주식회사 플라즈마 디스플레이 패널의 격벽 제조방법
KR101092549B1 (ko) 2004-12-17 2011-12-14 삼성전자주식회사 디지털 멀티미디어 수신기 및 그 디지털 멀티미디어 수신 방법
CN1798298A (zh) * 2004-12-20 2006-07-05 三星电子株式会社 数字多媒体接收机中的解调装置
KR101092566B1 (ko) 2004-12-20 2011-12-13 삼성전자주식회사 싱글 캐리어 변조 방식 신호 및 멀티 캐리어 변조 방식신호의 수신이 가능한 디지털 멀티미디어 수신기
KR101092531B1 (ko) * 2004-12-20 2011-12-13 삼성전자주식회사 싱글 캐리어 변조 방식의 신호 및 멀티 캐리어 변조 방식의신호를 수신할 수 있는 디지털 멀티미디어 수신기 및 그수신방법
KR101092542B1 (ko) * 2004-12-20 2011-12-14 삼성전자주식회사 단일 및 다수 반송파 변조 신호 수신이 가능한 디지털멀티미디어 수신기 및 수신 방법
DE102005006443A1 (de) * 2005-02-12 2006-08-24 Newlogic Technologies Ag Vorrichtung und Verfahren zur Detektion von Präambeln nach den IEEE 802.11a/b/g Wireless Standards und seine Anwendung auf einen 802.11 Multimodenempfänger
US8428001B2 (en) * 2005-03-10 2013-04-23 Qualcomm Incorporated Timing corrections in a multi carrier system and propagation to a channel estimation time filter
JP4834077B2 (ja) * 2005-03-21 2011-12-07 クゥアルコム・インコーポレイテッド １またはそれ以上の受信器を備えた無線通信システムにおける統合パケット検出
JP4527067B2 (ja) 2005-03-31 2010-08-18 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 移動局、送信方法及び移動通信システム
JP4531614B2 (ja) * 2005-04-01 2010-08-25 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 送信装置及び受信装置
US7688904B2 (en) * 2005-05-12 2010-03-30 Intellon Corporation Generating signals for transmission of information
US7684473B2 (en) * 2005-06-01 2010-03-23 Qualcomm Incorporated Receiver for wireless communication network with extended range
JP4440831B2 (ja) 2005-06-14 2010-03-24 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 基地局装置、送信方法及び通信システム
US8094755B2 (en) * 2005-07-04 2012-01-10 Freescale Semiconductor, Inc. Ramping in multimode transmitters using primed filters
US7961800B2 (en) * 2005-09-07 2011-06-14 Nec Corporation Adaptive radio/modulation apparatus, receiver apparatus, wireless communication system, and wireless communication method
JP5065609B2 (ja) * 2006-03-20 2012-11-07 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 基地局、移動局および伝搬路測定用信号の送信制御方法
TWI308430B (en) 2006-04-26 2009-04-01 Ind Tech Res Inst Phase tracking method and device thereof
JP2008206045A (ja) * 2007-02-22 2008-09-04 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 無線通信システム及び無線機
US20080219332A1 (en) * 2007-03-05 2008-09-11 Qualcomm Incorporated Apparatus and methods accounting for automatic gain control in a multi carrier system
US8098567B2 (en) * 2007-03-05 2012-01-17 Qualcomm Incorporated Timing adjustments for channel estimation in a multi carrier system
US8275027B2 (en) * 2007-06-12 2012-09-25 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Multi-mode transmitter
US8369388B2 (en) * 2007-06-15 2013-02-05 Broadcom Corporation Single-chip wireless tranceiver
US8199857B2 (en) * 2007-06-15 2012-06-12 Broadcom Corporation Apparatus to reconfigure an 802.11a/n transceiver to support 802.11j/10 MHz mode of operation
US8116408B2 (en) * 2007-06-15 2012-02-14 Broadcom Corporation Gain control for reduced interframe spacing (RIFS)
US8538366B2 (en) * 2007-06-29 2013-09-17 Silicon Laboratories Inc Rotating harmonic rejection mixer
EP2171879B1 (en) 2007-07-18 2019-06-19 Marvell World Trade Ltd. Access point with simultaneous downlink transmission of independent data for multiple client stations
JP5054193B2 (ja) 2007-07-18 2012-10-24 マーベル ワールド トレード リミテッド 複数のクライアント局から独立したデータを同時アップリンク伝送する無線ネットワーク
WO2009060324A1 (en) * 2007-11-07 2009-05-14 Koninklijke Philips Electronics, N.V. System and method of selectively communicating using ofdm transmissions and single-carrier block transmissions
CN101227448B (zh) * 2008-02-19 2011-04-13 威盛电子股份有限公司 使用移动式窗口信道估计的时间同步装置、方法与接收器
US8385465B2 (en) * 2008-03-29 2013-02-26 Qualcomm Incorporated Transmitter chain timing and transmit power control
US8441968B2 (en) * 2008-07-08 2013-05-14 Marvell World Trade Ltd. Physical layer frame format design for wideband wireless communications systems
CN102057642B (zh) * 2008-04-08 2013-12-25 马维尔国际贸易有限公司 用于宽带无线通信系统的物理层帧格式设计
US8897394B1 (en) * 2008-04-08 2014-11-25 Marvell International Ltd. Methods and apparatus for adaptively selecting a communications mode in high frequency systems
US8982889B2 (en) 2008-07-18 2015-03-17 Marvell World Trade Ltd. Preamble designs for sub-1GHz frequency bands
JP5213586B2 (ja) * 2008-08-25 2013-06-19 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ ユーザ装置及び基地局装置並びに通信制御方法
US8467331B2 (en) * 2008-09-09 2013-06-18 Qualcomm Incorporated Common mode and unified frame format
JP2011254122A (ja) * 2009-03-23 2011-12-15 Nec Corp 回路、制御システム、制御方法及びプログラム
US8451798B2 (en) * 2009-06-18 2013-05-28 Industrial Technology Research Institute Carrier configuration method for multi-carrier communication system
US9088466B2 (en) 2009-07-23 2015-07-21 Marvell World Trade Ltd. Coexistence of a normal-rate physical layer and a low-rate physical layer in a wireless network
EP2668736B1 (en) * 2011-01-28 2018-04-25 Marvell World Trade Ltd. Physical layer frame format for long range wlan
EP2702737A4 (en) 2011-04-26 2015-03-04 Intel Corp METHOD AND ARRANGEMENTS FOR WIRELESS POWER NETWORKS
KR101234311B1 (ko) * 2011-04-28 2013-02-18 한국해양과학기술원 차동변조 방식을 사용하는 패킷 데이터 통신에서 프리앰블에 부가정보를 전송하는 송신장치와 방법
EP2752066B1 (en) 2011-08-29 2016-09-14 Marvell World Trade Ltd. Coexistence of a normal-rate physical layer and a low-rate physical layer in a wireless network
US9726748B2 (en) 2012-09-21 2017-08-08 Qualcomm Incorporated Cyclic shift delay detection using signaling
US9497641B2 (en) * 2012-09-21 2016-11-15 Qualcomm Incorporated Cyclic shift delay detection using a classifier
EP2782305B1 (en) 2013-03-20 2019-07-24 ZTE (USA) Inc. Statistics adaptive soft decision forward error correction in digital communication
CN104202288B (zh) * 2014-08-27 2015-06-03 江苏中兴微通信息科技有限公司 一种混合载波调制mimo系统的数据收发方法与装置
EP3007394B1 (en) 2014-10-07 2019-07-03 ZTE Corporation Maximum likelihood sequence estimation of quadrature amplitude modulated signals
US10033577B2 (en) * 2014-10-27 2018-07-24 Qualcomm Incorporated Dynamically reconfigurable radio air interface for communicating over a mesh network and a wide area network
TWI550298B (zh) * 2015-03-09 2016-09-21 晨星半導體股份有限公司 回音辨別裝置與方法
US10103924B1 (en) * 2015-04-21 2018-10-16 Raytheon Company Phase correction of channelizer output without multipliers
US10594527B2 (en) 2015-08-07 2020-03-17 Mitsubishi Electric Corporation Transmitting apparatus, receiving apparatus, transmitting method, and receiving method
CN107113269B (zh) 2015-10-30 2021-01-29 华为技术有限公司 信号发送的方法、设备及系统
CN107276701B (zh) * 2016-04-06 2020-11-03 中兴通讯股份有限公司 一种分载波功率检测的方法、装置及射频拉远单元
EP3580815A4 (en) 2017-02-10 2021-06-02 Ctwists, LLC DEVICE AND METHOD FOR GENERATING AND DETECTING A TRANSMISSION SHAFT AND DEVICE AND METHOD FOR SENDING AND RECEIVING DIGITAL INFORMATION
JP6463444B2 (ja) * 2017-10-31 2019-02-06 三菱電機株式会社 送信装置および送信方法
US11272536B2 (en) * 2018-08-08 2022-03-08 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Multi-link operation setup and channel access control
US10826727B1 (en) * 2019-09-24 2020-11-03 Nxp B.V. Wireless device and method for operating wireless device

Family Cites Families (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5241545A (en) * 1990-11-14 1993-08-31 Motorola, Inc. Apparatus and method for recovering a time-varying signal using multiple sampling points
US5425050A (en) * 1992-10-23 1995-06-13 Massachusetts Institute Of Technology Television transmission system using spread spectrum and orthogonal frequency-division multiplex
US5627863A (en) 1994-07-15 1997-05-06 Amati Communications Corporation Frame synchronization in multicarrier transmission systems
US6128276A (en) * 1997-02-24 2000-10-03 Radix Wireless, Inc. Stacked-carrier discrete multiple tone communication technology and combinations with code nulling, interference cancellation, retrodirective communication and adaptive antenna arrays
US6005894A (en) * 1997-04-04 1999-12-21 Kumar; Derek D. AM-compatible digital broadcasting method and system
US6678310B1 (en) 1998-01-16 2004-01-13 Intersil Americas Inc Wireless local area network spread spectrum transceiver with multipath mitigation
EP0939527B1 (en) * 1998-02-18 2007-12-05 Sony Deutschland GmbH Mapping of multicarrier signals into GSM time slots
EP2259453A1 (en) * 1998-02-26 2010-12-08 Sony Corporation Base station, communication terminal and communication method
US6130894A (en) 1998-03-09 2000-10-10 Broadcom Homenetworking, Inc. Off-line broadband network interface
US6434119B1 (en) 1998-03-19 2002-08-13 Texas Instruments Incorporated Initializing communications in systems using multi-carrier modulation
US6067391A (en) * 1998-09-02 2000-05-23 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force Multiply periodic refractive index modulated optical filters
US6344807B1 (en) * 1999-09-24 2002-02-05 International Business Machines Corporation Packet-frame generator for creating an encoded packet frame and method thereof
US6298035B1 (en) 1999-12-21 2001-10-02 Nokia Networks Oy Estimation of two propagation channels in OFDM
US7010062B2 (en) 2000-04-04 2006-03-07 Broadcom Corporation System and method for multi-carrier modulation
EP1162803A1 (en) 2000-06-05 2001-12-12 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Frequency tracking device and method for a receiver of a multi-carrier communication system
US7050402B2 (en) * 2000-06-09 2006-05-23 Texas Instruments Incorporated Wireless communications with frequency band selection
JP2002009728A (ja) * 2000-06-23 2002-01-11 Hitachi Kokusai Electric Inc 直交周波数分割多重変調伝送装置
US6647077B1 (en) 2000-07-31 2003-11-11 Rf Micro Devices, Inc. Multipath parameter estimation in spread-spectrum communications systems
US6850481B2 (en) 2000-09-01 2005-02-01 Nortel Networks Limited Channels estimation for multiple input—multiple output, orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system
US6754170B1 (en) 2000-09-29 2004-06-22 Symbol Technologies, Inc. Timing synchronization in OFDM communications receivers
US6369758B1 (en) 2000-11-01 2002-04-09 Unique Broadband Systems, Inc. Adaptive antenna array for mobile communication
US20020136331A1 (en) 2001-01-24 2002-09-26 Leif Wilhelmsson Method and apparatus for performing channel estimation with a limiting receiver
US7046746B1 (en) 2001-03-19 2006-05-16 Cisco Systems Wireless Networking (Australia) Pty Limited Adaptive Viterbi decoder for a wireless data network receiver
US7313193B2 (en) * 2001-05-15 2007-12-25 Qualcomm Incorporated Multi–tone signal transmission methods and apparatus
US6754195B2 (en) 2001-07-06 2004-06-22 Intersil Americas Inc. Wireless communication system configured to communicate using a mixed waveform configuration
US7161987B2 (en) 2001-09-26 2007-01-09 Conexant, Inc. Single-carrier to multi-carrier wireless architecture

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1933467B (zh) * 2005-09-14 2010-10-06 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 宽带单载波/多载波均衡接收装置及其接收方法
CN101455042B (zh) * 2006-05-22 2014-10-08 开曼晨星半导体公司 信号接收装置及获取信号的方法
CN102090016A (zh) * 2008-07-08 2011-06-08 马维尔国际贸易有限公司 用于宽带无线通信系统的物理层帧格式设计
CN102090016B (zh) * 2008-07-08 2016-05-25 马维尔国际贸易有限公司 用于宽带无线通信系统的物理层帧格式设计
CN101917359A (zh) * 2008-11-28 2010-12-15 索尼株式会社 用于在无线通信系统中接收信号的接收设备和方法
CN101917359B (zh) * 2008-11-28 2016-09-07 索尼株式会社 用于在无线通信系统中接收信号的接收设备和方法
CN102169176A (zh) * 2009-12-25 2011-08-31 株式会社电装 观测信号处理装置
US8354955B2 (en) 2009-12-25 2013-01-15 Denso Corporation Observation signal processing apparatus
CN107659334A (zh) * 2011-12-05 2018-02-02 巴特勒能源同盟有限公司 对多载波扩频信号使用滤波器组的方法和装置
CN105282064A (zh) * 2014-07-16 2016-01-27 中兴通讯股份有限公司 用于光通信的自适应后数字滤波器和符号间干扰均衡器
CN105282064B (zh) * 2014-07-16 2019-03-12 中兴通讯股份有限公司 用于光通信的自适应数字后滤波器和符号间干扰均衡器
US10581481B1 (en) 2018-09-18 2020-03-03 Battelle Energy Alliance, Llc Communication device, spread-spectrum receiver, and related method using normalized matched filter for improving signal-to-noise ratio in harsh environments

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Publication number Publication date
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