JPH04281614A - 線形変調信号用等化器 - Google Patents

線形変調信号用等化器

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JPH04281614A
JPH04281614A JP3252739A JP25273991A JPH04281614A JP H04281614 A JPH04281614 A JP H04281614A JP 3252739 A JP3252739 A JP 3252739A JP 25273991 A JP25273991 A JP 25273991A JP H04281614 A JPH04281614 A JP H04281614A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ブロック単位またはフ
レーム単位で受信する線形変調信号の等化を行なう等化
器に関する。この方法は、１６ＱＡＭまたはその他の線
形変調方式を用いる地上移動無線システムに特に適用さ
れる。
【０００２】
【従来の技術】地上移動通信環境において、チャンネル
はレイリー・フェーディング（Ｒａｙｌｅｉｇｈ　ｆａ
ｄｉｎｇ）　とマルチパス拡散（ｍｕｌｔｉｐａｔｈ　
ｓｐｒｅａｄ）によって特徴づけられる。Ｍ−ＱＵＡＭ
のようの極めて効率的な線形変調方式を用いてチャンネ
ル内で情報を伝える場合、これらの欠点に対処するため
特別な方法が必要とされる。
【０００３】レイリー・フェーディングは、Ｓ．　Ｓａ
ｍｐｅｉ　ａｎｄ　Ｔ．　Ｓｕｎａｇａ，　”Ｒａｙｌ
ｅｉｇｈ　ｆａｄｉｎｇｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ　ｍ
ｅｔｈｏｄ　ｆｏｒ　１６ＱＡＭ　ｉｎ　ｄｉｇｉｔａ
ｌ　ｌａｎｄ　ｍｏｂｉｌｅ　ｒａｄｉｏ　ｃｈａｎｎ
ｅｌｓ”，　Ｐｒｏｃ．　Ｃｏｎｆ．　Ｖｅｈｉｃｕｌ
ａｒ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，　ｐｐ．　６４０−６４
６，　１９８９　において行なわれているように、内蔵
パイロット（ｅｍｂｅｄｄｅｄ　ｐｉｌｏｔ）を用いて
補正することができる。マルチパスの影響を克服するた
めには、適応等化を用いることができる。この２つの影
響がチャンネル内に共存する場合、どの方法を用いるか
はいくつかの要因によって決まる。チャンネルがゆっく
り変化している場合、Ｅ．　Ｅｌｅｆｔｈｅｒｉｏｕｓ
　ａｎｄ　Ｄ．Ｄ．　Ｆａｌｃｏｎｅｒ，　”Ａｄａｐ
ｔｉｖｅ　ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　ｔｅｃｈｎｉｑ
ｕｅｓ　ｆｏｒ　ＨＦ　ｃｈａｎｎｅｌｓ”，　ＩＥＥ
Ｅ　Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｎ　Ｓｅｌｅｃｔｅｄ　Ａｒｅ
ａｓ　ｉｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”，　ｖｏ
ｌ．　ＳＡＣ−５　ｎｏ．　２，　Ｆｅｂｒｕａｒｙ１
９８７　において説明されているように、適応等化方法
は平均最小自乗（ｌｅａｓｔ　ｍｅａｎｓｑｕａｒｅ）
　または帰納平均自乗（ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ　ｌｅａｓ
ｔ　ｓｑｕａｒｅ）の形で利用することができる。
【０００４】マルチパス遅延拡散が高くない場合、ＦＤ
Ｍ手法を用いてチャンネルをサブチャンネルに分割する
ことができる。各サブチャンネルについて、フェーディ
ングが平坦であると仮定する。内蔵パイロットがサブチ
ャンネルに挿入され、未知の利得を補正する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】急速に変化するチャン
ネルと大きなマルチパス遅延拡散の組合せは、補正処理
を極めて複雑なものにしている。モトローラ社の英国特
許出願第９００６１０６．０に説明しているように、内
蔵パイロットではなく、所定の既知のシーケンスを用い
ることができる。
【０００６】チャンネルのインパルス応答関数がシーケ
ンスごとに変化し、そのためフレーム内のレイリー・フ
ェーディングとマルチパス拡散変化を補正するため等化
器の適切な係数を設定することを困難にしているという
ことが周期的トレーニング・シーケンス（ｔｒａｉｎｉ
ｎｇ　ｓｅｑｕｅｎｃｅ）　における問題となっている
。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の１つの例に従っ
て、無線チャンネルで受信される、周期的な所定のトレ
ーニング・シーケンスを含む線形変調信号を等化する等
化器が提供される。この等化器は、第１トレーニング・
シーケンスを受信し、第１トレーニング・シーケンス受
信時にチャンネルのインパルス応答を推定する手段；前
記トレーニング・シーケンスに続くサンプルを受信し保
存する手段；前記サンプルに続く第２トレーニング・シ
ーケンスを受信し、第２トレーニング・シーケンス受信
時にチャンネルのインパルス応答を推定する手段；推定
されたインパルス応答の間で補間をとり、推定されたイ
ンパルス応答の補間に応じて、等化器の係数を設定する
手段；および保存された被受信サンプルをメモリから読
み出し、設定された係数を用いて等化器内でこれらサン
プルを等化して、それによりチャンネルのレイリー・フ
ェーディングおよびマルチパス拡散の補正を行なう手段
によって構成される。
【０００８】このように、フレームの前後で受信された
トレーニング・シーケンスが、フレームを等化するため
の係数を設定上で用いられる。
【０００９】補間は、放物的補間，「理想」補間または
その他の補間でもよいが、線形補間であることが好まし
い。
【００１０】等化器は、順方向ＦＩＲフィルタ，判定手
段（例えば、スライサまたはＶｉｔｅｒｂｉ　等化器）
およびフィードバックＦＩＲフィルタによって構成され
ることが好ましい。ここで、フィードバックＦＩＲフィ
ルタは判定手段から検出されたシンボルに対して作用し
、また判定手段は等化器の出力を与え、かつ順方向およ
び逆方向フィルタの出力の組合せに対して作用する。
【００１１】順方向フィルタの係数を、補間インパルス
応答の更新よりも少ない頻度で更新する手段を設けるこ
とができる。
【００１２】改良例においては、トレーニング・シーケ
ンス間のフレームの第１部分の等化器係数を設定し、か
つシーケンス送出時間内にフレームの第１部分における
シンボルを復号し、かつインパルス応答の係数の順列を
用いて、経時的に反転されたシーケンスにおけるフレー
ムの第２部分に対する等化器係数を判定する手段が設け
られる。
【００１３】フレームの第１および第２部分は、フレー
ムを等分割した半分でもよいが、改良例においては、フ
レームの第１および第２部分は浮動中点で分割された可
変長である。中点の位置は、順方向および逆方向復号（
例えば、Ｖｉｔｅｒｂｉ　デコーダのユークリッド計量
集積：　Ｅｕｃｌｉｄｉａｎ　ｍｅｔｒｉｃ　ａｃｃｕ
ｍｕｌａｔｉｏｎ　）についてのフレーム全体においけ
る復号品質の尺度によって決まる。順方向復号がより高
い復号品質尺度を与えるフレームの部分では、順方向で
コーディングを用い、また逆方向復号がより高い復号品
質尺度を与えるフレームの部分では逆方向復号を用いる
。
【００１４】従って、本発明の好適な実施例は、特定の
状況において、インパルス応答関数の係数は経時的に反
転された応答関数の係数の順列に等しいということを利
用している。好適な機能において、フレームの第１半分
の等化器係数がセットされ、シンボルが経時的に順方向
シーケンスにおいて復号され、一方、同じ係数の順列は
フレームの第２半分の等化器係数として用いられ、その
フレームの第２半分は経時的に反転して復号される。
【００１５】本発明の別の例において、２つのインパル
ス応答が２つの異なる時間間隔で推定され、エネルギ密
度の高いまたは非因果エネルギ（ｎｏｎ−ｃａｕｓａｌ
　ｅｎｅｒｇｙ）　の低いインパルス応答が、等化器係
数を設定するために選択される。この２つの異なる時間
間隔は、例えば、経時的に半シンボルによって分割して
もよい。
【００１６】より一般的には、Ｎセットのサンプリング
点において信号をサンプルするためサンプリング手段を
設けることが好ましく、各セットのサンプリング点は、
直前のセットの対応するサンプリング点から１／Ｎシン
ボルだけ連続的にオフセットされ、またＮインパルス応
答を推定するため推定手段が設けられる。
【００１７】
【実施例】１６ＱＡＭ信号を送信するトランスミッタは
、当業者により容易に構成することができる。シリアル
・ビット列がシリアル／パラレル変換器に入力され、そ
の出力において、例えば４ビットのグループを出力する
。これらの４ビットは、１６ＱＡＭの可能なシンボル１
つにマッピングされる。他のＭ−ＱＡＭ変調方式も考え
られる。変調器の出力におけるシンボル・レートは、Ｒ
シンボル／秒に等しい。パルス形成フィルタを用いて、
トランスミッタの出力におけるパワー・スペクトル密度
を制限することができる。例えば、送信フィルタは、Ｒ
．Ｗ　Ｌｕｃｋ，　Ｊ．　Ｓａｌｚ　ａｎｄ　Ｅ．Ｊ．
　Ｗｅｌｄｏｎ，　”Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ　ｏｆ　ｄ
ａｔａ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ”，　ＮｅｗＹｏ
ｒｋ，　Ｎ．Ｙ．，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ　１９６８
　において説明しているように、過剰帯域ａが０．４に
等しい平方根レイズド・コサイン（ｓｑｕａｒｅ　ｒｏ
ｏｔ　ｒａｉｓｅｄ　ｃｏｓｉｎｅ）　である。
【００１８】この例では、シンボル・レートは１６ｋｓ
ｙｍｂ／ｓｅｃ　であると仮定する。この値は８００お
よび９００ＭＨｚ帯の２５ＫＨｚチャンネルでは十分で
ある。
【００１９】チャンネル・モデルを図１に示す。マルチ
パス遅延拡散モデルは、２半直線モデル（ｔｗｏ−ｒａ
ｙ　ｍｏｄｅｌ）　で近似される。これは、ｒｍｓ遅延
拡散がチャンネル帯域幅の反転よりも小さい場合、かな
り正確である。 図１の上側経路１０における信号は、ｔ＋τだけ遅延さ
れ、下側経路１１の信号はｔ−τだけ遅延される。ただ
し、ｔはある定数であり、τはｒｍｓ遅延拡散を表す。 両方の半直線はそれぞれレイリー・フェーディングがか
けられる。
【００２０】本例に限り、トランスミッタ（図示せず）
は、４５個のデータ・シンボル（Ｎ＝４５）とトレーニ
ング用の９個のシンボルとのブロックから成る、図２に
示す構造を有するデータ・フレームを送出すると仮定す
る。トレーニング・シーケンスは、データ・ブロックを
分割する。
【００２１】図３において、本発明の第１実施例による
レシーバと等化器が示され、これは、受信フィルタ２０
，フレーム保存メモリ２１，インパルス応答推定器２２
およびＤＦＥ（ｄｅｃｉｓｉｏｎ　ｆｅｅｄｂａｃｋ　
ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）係数推定器２３から成る。この図
は点線で囲まれた等化器２４を示し、またビット・スラ
イサ２５および判定フィードバック等化器（ＤＦＥ）２
６も点線で囲まれて示されている。
【００２２】受信フィルタ２０から現われる値は、フレ
ームごとにフレーム保存メモリ２１に保存される。１フ
レームが保存されるごとに、前に保存されたフレームが
メモリから読み出され、受信された値が等化器２４を介
して送られる。等化器２４は、タップ係数Ｃ（−１）お
よびＣ（０）である２つのタップを有するものとして示
されている。当然ながら、それ以上のタップも使用でき
る。タップ間の遅延は、１シンボル長Ｔに等しい。等化
器２４からの出力は、スライサ２５に送られ、スライサ
の出力は被検出シンボルを与える。サンプルをスライサ
に送る前に、フィードバック等化器２６からフィードバ
ック等化が行なわれる。同様に、フィードバック等化器
２６は、２つのタップとタップ間の１シンボル長の遅延
とから成る。タップ係数はＣ（１）およびＣ（２）であ
る。フィードバック等化器２６は、スライサの出力を入
力として受け取る。判定フィードバック等化器は、上記
のＲ．Ｗ　Ｌｕｃｋｙ　ｅｔ　ａｌ　による論文におい
て説明されている。
【００２３】ＤＦＥ２６の定数の設定について、詳しく
説明する。
【００２４】ＤＦＥの係数は、チャンネルの推定された
インパルス応答から求められる。ＤＥＦの順方向および
逆方向係数の数により、インパルス応答の項の数が決ま
る。ノイズは無視できると仮定すると、ＤＦＥの係数を
決定する式は次の通りである。
【００２５】順方向係数の場合（−ｋ１　〜０）
【００
２６】
【数１】 ただし、
【００２７】
【数２】 また、ｆｉ　はチャンネルのインパルス応答の係数であ
り、ｃｉ　は、ＤＦＥの順方向係数である。
【００２８】逆方向係数の場合（１〜ｋ２　）
【００２
９】
【数３】 ただし、ｃｉ　はＤＦＥのフィードバック係数である。
【００３０】マトリックスΨは、（ｋ１　＋１）×（ｋ
１　＋１）マトリックスである。例えば、ＤＦＥが２つ
の順方向係数と２つの逆方向係数を有する（表記：ＤＦ
Ｅ（２，２））と仮定すると、数４のベクトルによって
与えられるインパルス応答の係数を求める必要があるこ
とが数１，数２，数３から明らかである。
【００３１】
【数４】 チャンネルのインパルス応答が数４によって実質的に与
えられると仮定する。また、トレーニング・シーケンス
ａｉ　，ｉ＝０，１，．．．が送出され、かつインパル
ス応答がトレーニング・シーケンス期間中変化しないと
仮定する。ｍＴから始まるレシーバの出力は次のように
なる。
【００３２】
【数５】 上記の式において、ｂｉ　は、トレーニング・シーケン
スａｉ　の送出の直前および直後のランダム１６ＱＡＭ
シンボルである。チャンネルのインパルス応答は、ｒｍ
＋４　からｒｍ＋８　までにおいて求めることができる
ことがわかる。これには、５つの未知数、すなわちｆ−
１，ｆ０　，．．．，ｆ３　を持つ５つの式の連立方程
式を解くことを必要とする。この点については、以下で
詳しく説明する。しかし、数４によって与えられる形式
のチャンネルのインパルス応答を求めるためには、トレ
ーニング・シーケンスの長さは９に等しくなければなら
ない。この点を考慮にいれて、フレームの周期的な構造
を図２に示す。これにより、チャンネルのインパルス応
答を時間ｋＴ，（Ｎ＋Ｋ）Ｔ，（２Ｎ＋Ｋ）Ｔ等におい
て求めることができる。
【００３３】インパルス応答の判定は、Ａ．Ｖ．　Ｏｐ
ｅｅｎｈｅｉｎ　ａｎｄ　Ｒ．Ｗ．　Ｓｃｈａｆｆｅｒ
，　”Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓ
ｉｎｇ”，　Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ　Ｃｌｉｆｆｓ，　Ｎ
ｅｗ　Ｊｅｒｓｅｙ，　Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，
　１９７５において説明されている周期的たたき込み（
ｃｙｃｌｉｃ　ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）の概念を適用
し、既知のトレーニング・シーケンスを適切に選ぶこと
により、簡潔にすることができる。
【００３４】トレーニング・シーケンス内のシンボルが
以下の恒等式を満たすものと仮定する。
【００３５】
【数６】 この場合、セット５における関連する式は次のように書
き直すことができる。
【００３６】
【数７】 この最後の式のセットは、数４におけるシーケンスｆを
有するシーケンス
【００３７】
【数８】 の周期的たたみ込み、すなわち
【００３８】
【数９】 として解釈することができる。ただし、
【００３９】
【数１０】 は周期的たたみ込みを表す。この最後の式は、ＤＦＴの
数８と数９とを用いて解くことができる。
【００４０】
【数１１】
【００４１】
【数１２】 数１１において、シーケンスａおよびその反転ＤＦＴは
レシーバにおいて既知であるので、除算を行なう必要は
ないことに注目されたい。
【００４２】トレーニング・シーケンスは、５つの等間
隔の周波数において、チャンネルを実質的に周期的に調
べる。従って、スペクトル密度ができるだけ平坦になる
ようにトレーニング・シーケンスを選ばなければならな
い。この例において選んだシーケンスは次の通りである
。
【００４３】
【数１３】 上記の手順により、ディスクリートな時間、例えば、ｋ
Ｔ（Ｎ＋ｋ）Ｔ，（２Ｎ＋ｋ）Ｔ等におけるチャンネル
のインパルス応答を求めることができる。ただし、Ｎは
シンボル内のフレームの長さである。チャンネルがゆっ
くりと時変している場合、そのインパルス応答はフレー
ム期間中に変化しないと仮定することができる。この場
合、フレーム全体について数５と同様な式を書くことが
できる。その結果得られる式のセットにおける対称性を
利用して、Ｌｅｖｉｎｓｏｎアルゴリズムを用いること
により連立方程式を解くことができる。Ｓ．　Ｃｒｏｚ
ｉｅｒ，　Ｄ．　Ｆａｌｃｏｎｅｒａｎｄ　Ｓ．　Ｍａ
ｈｍｏｕｎｄ，　”Ｓｈｏｒｔ−ｂｌｏｃｋ　ｅｑｕａ
ｌｉｚａｔｉｏｎ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ　ｆｏｒ　ｆ
ａｄｉｎｇ　ｔｉｍｅ−ｄｉｓｐｅｒｓｉｖｅ　ｃｈａ
ｎｎｅｌｓ”，　Ｐｒｏｃ．　Ｃｏｎｆ．　Ｖｅｈｉｃ
ｕｌａｒ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，　ｐｐ．　１４２−
１４６，　１９８９参照。 二乗エラーの最小和（ｌｅａｓｔｓｕｍ　ｏｆ　ｓｑｕ
ａｒｅｄ　ｅｒｒｏｒｓ：　ＬＳＳＥ）および判定フィ
ードバック・ブロック等化（ｄｅｃｉｓｉｏｎ　ｆｅｅ
ｄｂａｃｋ　ｂｌｏｃｋ　ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ：
ＤＦＢＥ）として知られる２つの手法がその論文に提示
されている。残念ながら、この場合、中レベルから低レ
ベルのオーバヘッド、すなわちＮ＞＞９（この例におけ
るトレーニング・シーケンスの長さ）を実現するために
は、一定のインパルス応答という仮定を放棄しなければ
ならない。この最初の影響は、Ｃｒｏｚｉｅｒ　らの対
称性という仮定を用いることができないということであ
る。
【００４４】トレーニング・シーケンス間のチャンネル
のインパルス応答を推定するためのいくつかの可能性が
ある。そのうち、線形補間，放物的補間または理想補間
がある。本発明の好適な実施例では、簡潔にするため線
形補間を用いている。
【００４５】時間ｍＮにおいて、チャンネルのインパル
ス応答がｆｍＮと推定され、時間（ｍ＋１）Ｎにおいて
推定インパルス応答がｆ（ｍ＋１）Ｎであると仮定する
と、線形補間を用いて次のように表すことができる。
【００４６】
【数１４】 前述のインパルス応答推定方法を用いて、ＤＦＥ２６（
図３）は次のように構成される。レシーバの出力におけ
るトレーニング・シーケンス間のサンプルは、フレーム
保存メモリ２１に保存される。トレーニング・シーケン
スが受信されると、トレーニング時におけるチャンネル
のインパルス応答は推定器２２において推定される。 最後に推定されたインパルス応答と現在のインパルス応
答との間の補間を用いて、トレーニング期間の間のイン
パルス応答を計算する。各保存されたチャンネル・サン
プルについて、ＤＦＥ係数が数１および数３に基づいて
計算される。ＤＦＥの出力が所定のしきい値のセットと
比較され、推定シンボルを得る。最初のいくつかのシン
ボルについては、推定されたシンボルではなく既知のト
レーニング・シーケンスのシンボルをＤＦＥのフィード
バック部において用いることができる。
【００４７】本方法の改良例は次の通りである。Ｊ．　
Ｓａｌｚ，　”Ｏｐｔｉｍｕｍ　ｍｅａｎｓ−ｓｑｕａ
ｒｅ　ｄｅｃｉｓｉｏｎ　ｆｅｅｄｂａｃｋ　ｅｑｕａ
ｌｉｚａｔｉｏｎ”，　Ｂｅｌｌ　Ｓｙｓｔ．　Ｔｅｃ
ｈ．　Ｊ．，　ｖｏｌ．　５２，　ｎｏ．　８，　ｐｐ
．　１３４１−１３７３，　Ｏｃｔｏｂｅｒ　１９７３
において、有限ＤＦＥの性能はサンプリング・ポイント
に依存することが示されている。一例として、（１＋Ｄ
）クラスの部分的な応答方式（Ｊ．Ｇ．　Ｐｒｏａｋｉ
ｓ，　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ
，　Ｎｅｗ　Ｙｏｒｋ，　Ｎ．Ｙ．，　ＭｃＧｒａｗ−
ｈｉｌｌ，　１９８３）について考えてみる。正しいサ
ンプリング・ポイントを選ぶと、１つの順方向タップと
１つの逆方向タップとを有するＤＦＥを用いてチャンネ
ルを等化することができる。その他のサンプリング・ポ
イントでは、所要長が大きくなる。この改良例は次の段
階から成る。チャンネルの出力は時間、例えばｎＴおよ
びｎＴ＋Ｔ／２においてサンプリングされる。時間ｎＴ
におけるサンプルから、推定インパルス応答、例えばｆ
０　を導き出し、また時間ｎＴ＋Ｔ／２からｆ１／２　
を導き出す。このように、補間インパルス応答の２つの
セットが得られ、一方が時間ｎＴにおけるチャンネルの
サンプルに相当し、他方が時間ｎＴ＋Ｔ／２におけるサ
ンプルに相当する。この２つの補間インパルス応答の間
で選択するため、各トレーニング・シーケンスについて
以下の比率を計算する。
【００４８】
【数１５】ここで、差Δは次に等しいと定義する。
【００４９】
【数１６】インパルス応答推定が行なわれる時間である
時間ｍＮＴにおいて、数１６から結果Δ（ｍ＋１）　が
導かれ、次の推定時（ｍ＋１）ＮＴにおいて、Δ（ｍ＋
１）Ｎを得ると仮定すると、これら２つの時間の間の各
チャンネル・サンプルについて次のように計算する。
【００５０】
【数１７】ここで、以下の判定基準に基づいて、補間イ
ンパルス応答のこの２つのセットの間で選択が行なわれ
る。
【００５１】すなわち、Δｋ　≧０の場合、時間ｎＴで
取られたサンプルとそれに対応するチャンネル・サンプ
ルとに相当するインパルス応答を選択する。
【００５２】Δｋ　＜０の場合、時間ｎＴ＋Ｔ／２で取
られたサンプルとそれに対応するチャンネル・サンプル
とに相当するインパルス応答を選択する。
【００５３】この選択方法は、ｆ０　サンプルにおける
エネルギ密度が高いあるいは（ｆ０　に対して）非因果
エネルギが低いインパルス応答を選択することとして直
感的に理解できる。ここでは２つのサンプリング時間し
か考慮していないが、上記の手順は複数のサンプリング
時間および複数のインパルス応答選択に一般化すること
ができる。
【００５４】また、異なる時間におけるインパルス応答
を選択するこの方法は、フレームの一端におけるインパ
ルス応答間で補間する方法を用いなくても有効であるこ
とが理解される。インパルス応答の変化率が近似的にに
わかっており、かつかなり一定であることがわかってい
る場合、フレーム開始点におけるインパルス応答からの
補間を用いることができ、異なるインパルス応答から選
択するという概念を利用して、性能を大幅に改善するこ
とができるが、これは概して余り好ましい実施例ではな
い。
【００５５】好適な実施例に戻って、ＤＦＥにおけるエ
ラー伝搬効果を最小限に押さえるため、「ダブル・エン
デッド（ｄｏｕｂｌｅ　ｅｎｄｅｄ）」方法を採用する
。フレームがＮ個のシンボルから成ると仮定する。上記
のインパルス応答推定および復号手順を、例えば０から
Ｎ／２までのシンボルについて用い、またＮ／２からＮ
までのシンボルについては、時間軸を「反転」させて、
ＮからＮ／２まで復号を行なう。周期的たたみ込みを利
用する提案されたインパルス応答推定方法を用いること
により、「反転」インパルス応答の係数は、「順方向」
インパルス応答の係数の順列に等しいことを実証するこ
とができる。 このことは、インパルス応答は「順方向」の場合につい
てのみ推定するだけでよいことを意味する。復号手順の
フローチャートを図４に示す。
【００５６】図４において、ｋは現在のシンボルである
。メイン・ループ１００は、各シンボルについて実行さ
れ、またＮ個のシンボルごとに、直後のトレーニング期
間におけるインパルス応答が、既知のトレーニング・シ
ーケンスから推定される。従って、ステップ３１におい
てｋ＝Ｎの場合、シンボルの完全なフレームが推定され
、ステップ３３においてインパルス応答が計算される。 Ｔ／２時間シフトに対応する２つのインパルス応答が推
定される。フレームの途中において、ステップ３４でシ
ンボル個数１−Ｎ／２が推定されたことを判断し、その
後ステップ３５において時間軸が反転され、フレームの
残りのシンボルが推定される。ステップ３６において、
シンボルのインパルス応答ｆ０（ｋ）およびｆ１／２（
ｋ）が、フレームの始端の既知のインパルス応答とフレ
ーム終端の既知のインパルス応答との間で線形補間を行
なうことにより計算される。ステップ３７において、数
１４で定義されたΔ（ｋ）が正の符号かまたは負の符号
かどうか調べられ、その結果に応じて、ＤＦＥ係数がス
テップ３８または３９においてｆ１／２（ｋ）の場合ま
たはｆ０（ｋ）の場合でそれぞれ計算される。Δ（ｋ）
は、インパルス応答の最大エネルギ密度の位置を示す。 ＤＦＥ係数が計算されると、受信されたシンボルがステ
ップ４０において推定され、図２に従ってビット形式に
変換され、ステップ４２においてシンボル・カウンタが
繰り上げられ、そしてループ４０が反復される。
【００５７】この方法の性能を強調するため、シミュレ
ーション結果を提示する。マルチパスおよびレイリー・
フェーディング状態における見逃しビット・エラー・レ
ートを、移動車両の異なるドップラー周波数についての
ｒｍｓ遅延拡散τの関数として、図５に示す。ドップラ
ー周波数ｆｄ　は次式によって与えられる。
【００５８】
【数１８】 ただし、ｆは送信周波数，ｃは光の速度およびｖは車両
速度である。提案される方法は、チャンネルを実質的に
等化することができ、検討対象の遅延およびドップラー
周波数の範囲において２％以下の見逃しＢＥＲを実現で
きる。フレーム長Ｎ＝４５およびトレーニング・シーケ
ンスが９シンボル長の場合、オーバヘッドは２０％にす
ぎない。１６ｋｓｙｍｂｏｌｓ／ｓｅｃの１６ＱＡＭを
用いると、５０ｋｂｐｓより高い正味ビット・レートが
得られる。
【００５９】本発明の第２実施例を図６を参照して説明
する。トランスミッタ，チャンネル・モデル，フレーム
構造およびインパルス応答判定処理は、第１実施例につ
いて説明したものと同一である。受信フィルタ２０，フ
レーム保存メモリ２１およびインパルス応答推定器２２
は、図３において示され、上述のとおりである。順方向
フィルタ６４は、順方向フィルタ２４と同じものである
が、追加遅延と追加タップとが示されている。スライサ
２５の代わりに、Ｇ　Ｄ　Ｆｏｒｎｅｙ　”Ｍａｘｉｍ
ｕｍ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｓｅｑｕｅｎｃｅ　Ｅｓ
ｔｉｍａｔｉｏｎ　ｏｆ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｅｑｕｅ
ｎｃｅｓ　ｉｎ　ｔｈｅ　Ｐｒｅｓｅｎｃｅ　ｏｆ　Ｉ
ＳＩ”，　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ　ｏｎ　Ｉｎｆｏｒｍ
ａｔｉｏｎ　Ｔｈｅｏｒｙ　ｖｏｌ．　ＩＴ−１８，　
ｐｐ．　３６３−３７８，　Ｍａｙ　１９７２　におい
て示されているものと同様なＶｉｔｅｒｂｉ　デコーダ
を用いている。フィードバック等化器２６の代わりに、
フィードバック・フィルタ６６を用いている。順方向フ
ィルタ６４は、２つの遅延素子と３つのタップから成る
。フィードバック・フィルタ６６は、Ｖｉｔｅｒｂｉデ
コーダ６５からの２つのタップから成る。もちろん、よ
り複雑な順方向フィルタおよびフィードバック・フィル
タを用いることができる。順方向係数推定器６７，Ｖｉ
ｔｅｒｂｉ　係数判定器６８およびフィードバック係数
推定器６９が設けられ、これらの動作を以下で説明する
。Ｖｉｔｅｒｂｉ　デコーダ６５からのシンボル出力を
保存し、Ｖｉｔｅｒｂｉ　デコーダからの計量値を保存
するため、メモリ７０が設けられる。計量方式判定手段
（ｍｅｔｒｉｃｂａｓｅｄ　ｄｅｃｉｓｉｏｎ　ｍｅａ
ｎｓ）　７１が、以下で説明する計算を行なうために設
けられる。最終的な被検出シンボルが、計量方式判定の
後出力される。
【００６０】等化器の動作は次の通りである。レシーバ
の出力におけるトレーニング期間の間のサンプルが保存
される。トレーニング符号（ｔｒａｉｎｉｎｇｓｉｇｎ
ａｔｕｒｅ）が受信されると、トレーニング時における
チャンネルのインパルス応答が推定される。最後に推定
されたインパルス応答と現在のインパルス応答との間の
補間を用いて、トレーニング期間の間のインパルス応答
を計算する。保存された各チャンネル・サンプルについ
て、順方向フィルタの係数が数１および数２に従って計
算される。トランスミッタへの入力から順方向フィルタ
の出力までのインパルス応答は次式によって与えられる
。
【００６１】
【数１９】 、ただし、
【００６２】
【数２０】 はたたみ込みを表し、
【００６３】
【数２１】 である。
【００６４】Ｖｉｔｅｒｂｉ　等化器（数２）の複雑性
はＭＬ−１　に比例する（ただし、Ｍは被送信シンボル
の数であり、Ｌはその入力におけるインパルス応答の長
さである。）ので、ｇの大きさが大きいと、Ｖｉｔｅｒ
ｂｉ　デコーダは極めて複雑になることが明らかである
。
【００６５】このことは、Ｖｉｔｅｒｂｉ　デコーダが
ｇの最初のｌ項（ｌは２または３に等しい）を受け持ち
、フィードバックＤＦＥ等化器が残りの項を受け持つハ
イブリッドＶｉｔｅｒｂｉ−ＤＦＥ等化を用いることに
より解決できる。 この方式を図６に示す。
【００６６】フィードバック等化器６６の係数は、数４
に従って計算される。等化器のフィードバック部に入る
シンボルは、ｌ個シンボルの遅延の後Ｖｉｔｅｒｂｉ　
デコーダから取り出される。これにより、別の判定デバ
イスをシステム内で使用することを避けている。Ｖｉｔ
ｅｒｂｉ　デコーダの動作は、Ｆｏｒｎｅｙによる上記
の論文において十分説明されており、また”Ｔｈｅ　Ｖ
ｉｔｅｒｂｉ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ”，　Ｐｒｏｃ．　
ＩＥＥＥ　ｖｏｌ．６１，　ｎｏ．　３，　ｐｐ．　２
６８−２７３，　Ｍａｒｃｈ　１９８３　においても十
分説明されている。
【００６７】本発明の第１実施例については、数５，数
６，数７が計算され、「最適」インパルス応答を選ぶよ
うに選択が行なわれる。
【００６８】上で用いたものと同様な「ダブル・エンデ
ィッド」方法も適用することができる。この場合、Ｖｉ
ｔｅｒｂｉ　デコーダのユークリッド計量集積を用いる
ことによりさらに改良することができる。０からＮ／２
まで、そしてＮからＮ／２までのフレームを復号する代
わりに、フレームが２度復号される。すなわち、「時間
反転」手順を用いて、０からＮまでの間に１度およびＮ
から０までの間に１度行なわれる。復号されたシンボル
は、Ｖｉｔｅｒｂｉ　デコーダからの対応する集積され
たユークリッド計量と共に保存される。この２つの復号
された列が利用できるようになると、シンボルに対して
最終判定が行なわれ、集積ユークリッド計量が低下する
。これは、復号処理において中点を浮動させる効果を有
する。復号手順を図７に示す。この復号手順のフローチ
ャートを図８に示す。
【００６９】この方式の複雑さを低減するため、次のよ
うな修正を採用する。補間されたインパルス応答は各シ
ンボルごとに更新されるが、順方向フィルタの係数はＮ
ＵＰシンボルごとに更新される。これは、数１の連立方
程式は各ＮＵＰシンボルごとに一度解くだけでよいこと
を意味している。Ｖｉｔｅｒｂｉ　デコーダの係数およ
びＤＦＥのフィードバック部の係数は、各シンボルごと
に更新される。この後者の係数をシンボル・レートごと
に更新することにより、順方向フィルタ係数の更新の欠
如を部分的に補正している。
【００７０】本発明の第２実施例は、第１実施例よりも
実質的に優れた復号を行ない、異なるＮＵＰの値に対し
て効率損はわずかしかない。
【図面の簡単な説明】
【図１】レイリー・フェーディングとマルチパス拡散を
有するＲＦチャンネルのチャンネル・モデルを示す。
【図２】本発明で用いられる受信信号のフレーム構造を
示す。
【図３】本発明の第１実施例によるレシーバおよび等化
器のブロック図を示す。
【図４】本発明の第１実施例の復号手順のフローチャー
トを示す。
【図５】本発明を用いて実現される見逃しビット・エラ
ー・レートとＲＭＳ遅延との関係を示す。
【図６】本発明の第２実施例によるレシーバおよび等化
器のブロック図を示す。
【図７】順方向および逆方向復号についてフレーム全体
における図６のＶｉｔｅｒｂｉ　デコーダの計量出力の
グラフである。
【図８】本発明の第２実施例の復号手順のフローチャー
トである。
【符号の簡単な説明】
２０　　受信フィルタ ２１　　フレーム保存メモリ ２２　　インパルス応答推定器 ２３　　ＤＦＥ係数推定器 ２４　　等化器 ２５　　ビット・スライサ ６４　　順方向フィルタ ６５　　Ｖｉｔｅｒｂｉ　デコーダ６５６６　　フィー
ドバック・フィルタ ６７　　順方向係数推定器 ６８　　Ｖｉｔｅｒｂｉ　係数推定器 ６９　　フィードバック係数推定器 ７０　　メモリ ７１　　計量方式判定手段

Claims (13)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】無線チャンネル上で受信され、周期的な所
    定のトレーニング・シーケンスを含む線形変調信号を等
    化する等化器であって：第１トレーニング・シーケンス
    を受信し、第１トレーニング・シーケンス受信時にチャ
    ンネルのインパルス応答を推定する手段；前記トレーニ
    ング・シーケンス後のサンプルを受信し保存する手段；
    前記サンプル後の第２トレーニング・シーケンスを受信
    し、第２トレーニング・シーケンス受信時にチャンネル
    のインパルス応答を推定する手段；推定されたインパル
    ス応答の間で補間をとり、推定されたインパルス応答の
    補間に応じて等化器の係数を設定する手段；および保存
    された受信サンプルをメモリから読み出し、設定された
    係数を用いて等化器内でこれらのサンプルを等化するこ
    とにより、チャンネル上のレイリー・フェーディングと
    マルチパス拡散とを補正する手段；によって構成される
    ことを特徴とする等化器。
  2. 【請求項２】補間手段が、最も新しく推定されたインパ
    ルス応答とインパルス応答の直前の推定とを用いて、線
    形補間を行なうように構成されていることを特徴とする
    請求項１の等化器。
  3. 【請求項３】順方向ＦＩＲフィルタ，判定手段およびフ
    ィードバックＦＩＲフィルタから成り、フィードバック
    ・フィルタが判定手段から検出されたシンボルに対して
    作用し、判定手段が等化器の出力を与え、判定手段が順
    方向フィルタおよび逆方向フィルタの出力の組合せに対
    して作用することを特徴とする請求項１または２の等化
    器。
  4. 【請求項４】補間インパルス応答を更新するよりも少な
    い頻度で順方向フィルタの係数を更新する手段から成る
    ことを特徴とする請求項３の等化器。
  5. 【請求項５】判定手段がスライサであることを特徴とす
    る請求項３または４の等化器。
  6. 【請求項６】トレーニング・シーケンス間のフレームの
    第１部分に対する等化器係数を設定し、かつ経時的に順
    方向のシーケンスにおけるフレームの第１部分内のシン
    ボルを復号し、かつインパルス応答の係数の順列を用い
    て、経時的に反転されたシーケンスにおけるフレームの
    第２部分に対する等化器係数を求める手段から成ること
    を特徴とする前記請求項のうちの一つの等化器。
  7. 【請求項７】フレームの第１部分と第２部分とがフレー
    ムの等分割された半分であることを特徴とする請求項６
    の等化器。
  8. 【請求項８】フレームの第１部分と第２部分とが、浮動
    中点によって分割された可変長であり、中点の位置が順
    方向および逆方向復号についてフレーム全体に対する復
    号品質の尺度によって決まり、順方向復号がより高い復
    号品質尺度を与える場合、フレームのその部分に対して
    順方向復号を用い、また逆方向復号がより高い復号品質
    尺度を与える場合、フレームのその部分に対して逆方向
    復号を用いることを特徴とする請求項６の等化器。
  9. 【請求項９】等化を行ない、品質尺度を与えるＶｉｔｅ
    ｒｂｉ　等化器から成ることを特徴とする請求項６の等
    化器。
  10. 【請求項１０】無線チャンネル上で受信された線形変調
    信号を等化する等化器であって：サンプリング・ポイン
    トの第１および第２セットにおいて信号をサンプリング
    する手段；サンプリング・ポイントの第１および第２セ
    ットを用いて、チャンネルの第１および第２インパルス
    応答を推定する手段；エネルギ密度が高いまたは非因果
    エネルギが低いインパルス応答を選択する手段；および
    選択されたインパルス応答に従って等化器の係数を設定
    する手段；によって構成されることを特徴とする等化器
    。
  11. 【請求項１１】周期的な所定のトレーニング・シーケン
    スを含む信号を等化する等化器であって：各トレーニン
    グ・シーケンスに対して、比率ρ０　およびρ１／２　
    を計算する手段、ただし 【数１５】 とし、 【数２２】 と 【数２３】 とは１／２サンプル間隔でオフセットされたサンプル・
    ポイントのセットに対する現在のトレーニング・シーケ
    ンスについてのチャンネルの順方向インパルス応答の係
    数であり、 【数２４】 と 【数２５】 とは直前のトレーニング・シーケンスについての係数で
    ある； 【数１６】 を計算する手段； 【数１７】 を計算する手段、ただしΔ（ｍ＋１）ＮおよびΔｍＮは
    、連続する推定時間において計算され、ｋはそれらの時
    間の間の各チャンネル・サンプルを表す；およびΔｋ　
    ＞０の場合、時間ｎＴで取られたサンプルと対応するチ
    ャンネル・サンプルとに相当するインパルス応答を選択
    し、Δｋ　＜０の場合、時間ｎＴ＋Ｔ／２で取られたサ
    ンプルと対応するチャンネル・サンプルとに相当するイ
    ンパルス応答を選択する手段；によって構成されること
    を特徴とする上記の請求項のうちの一つ等化器。
  12. 【請求項１２】サンプリング手段が、サンプリング・ポ
    イントのＮ個のセットにおいて信号をサンプリングする
    ように構成され、各セットのサンプリング・ポイントが
    直前のセットのサンプリング・ポイントから１／Ｎシン
    ボル期間だけ連続的にオフセットされ、かつ推定手段が
    Ｎ個のインパルス応答を推定するように構成されている
    ことを特徴とする請求項１０の等化器。
  13. 【請求項１３】Ｎ＝２であることを特徴とする請求項１
    ２の等化器。
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