CN101453209A - 时钟、频率参考和其它参考信号产生器 - Google Patents

时钟、频率参考和其它参考信号产生器 Download PDF

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拉尔夫·柏杜安
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Abstract

本发明的示范性实施例提供一种时钟、频率参考和其它参考信号产生器。用以产生谐波参考信号的示范性设备包含例如LC振荡回路的参考谐振器以及频率控制器。所述参考谐振器产生具有谐振频率的第一参考信号，且所述频率控制器将所述第一参考信号的峰值振幅的量值维持大致恒定，且将所述参考谐振器的共模电压电平维持大致恒定。还产生温度相依控制电压，其用于将所述谐振频率维持大致恒定或维持在经校准或选定频率的预定变动内。

Description

时钟、频率参考和其它参考信号产生器
技术领域
本发明大体上涉及参考信号、参考频率或计时信号的产生，且更明确地说，涉及对产生时钟、频率参考或其它参考信号的自由运行或自校准振荡器或谐振器的控制。
背景技术
准确时钟产生器或定时参考一般依赖于以特定频率提供机械谐振振动的晶体振荡器(例如石英振荡器)。此类晶体振荡器的难题是它们不能被制造成将要由其时钟信号驱动的同一集成电路(“IC”)的部分。举例来说，例如因特尔奔腾处理器等微处理器需要单独的时钟IC。因而，几乎每个需要准确时钟信号的电路均需要芯片外时钟产生器。因此，准确且稳定的计时能力是电子系统中尚未被集成的最后功能组件之一。
针对此类未集成的解决方案存在若干后果。举例来说，因为此类处理器必须通过(例如，印刷电路板(PCB)上的)外部电路进行连接，所以在相当程度上增加了功率耗散。在依赖于有限电力供应的应用中(例如，移动通信中的电池电力)，此类额外功率耗散是不利的。
另外，由于需要额外的IC，所以此类未集成的解决方案无论在PCB上还是在完成的产品内均增加了空间和面积需求，其在移动环境中也是不利的。此外，此些额外组件增加了制造和生产成本，因为必须与主要电路(例如微处理器)一起制造并组装额外的IC。
已生产为与其它电路一起集成的电路的其它时钟产生器一般不够准确，尤其是在制造工艺、电压和温度(“PVT”)变化期间。举例来说，环形振荡器、驰张振荡器和相移振荡器可提供适合于某些低敏感性应用的时钟信号，但尚未能提供更复杂的电子元件中所需的更高准确度，例如在需要大量处理能力或数据通信的应用中。另外，这些时钟产生器或振荡器常展现比较大的频率漂移、抖动，具有比较低的Q值，且经受来自噪声和其它干扰的其它失真。
因此，仍需要一种参考信号或时钟产生器，其可以单片电路形式与其它电路(例如，单个IC)集成，或可以是用于向其它电路提供时钟或其它参考信号的离散IC且在PVT变化期间为高度准确的。此类参考信号或时钟产生器应为自由运行和/或自校准的，且不应需要锁定于或参考另一参考信号。此类参考信号或时钟产生器应展现最小的频率漂移，且具有比较低的抖动，且应适合于需要高度准确的系统时钟的应用。最后，此类时钟产生器或定时参考应提供对输出频率的控制，以响应于环境或结温度中的变化或例如电压、制造工艺、频率和使用年限等其它参数中的变化而提供稳定和所需的频率。
发明内容
本发明的示范性实施例提供一种参考信号产生器、系统和方法，其提供优良的参考信号，且其能够完全与其它电子元件集成。示范性参考信号产生器和系统提供非常准确的参考和/或时钟信号，其具有非常低的误差、非常低的相位噪声和周期抖动，且具有极其快速的上升和下降时间，从而使得示范性实施例适合于高度苛刻的应用。示范性实施例还提供对例如温度、制造工艺变化和IC老化等可变参数的准确频率控制。
本发明揭示一种用以产生谐波参考信号的示范性设备实施例。示范性设备包括：参考谐振器，其用以产生具有谐振频率的第一参考信号；以及频率控制器，其耦合到所述参考谐振器，所述频率控制器适于将所述第一参考信号的峰值振幅以及所述参考谐振器的共模电压电平维持大致恒定。
所述示范性设备还可包含第一可变电流源，其用以向参考谐振器提供电流；其中所述频率控制器进一步适于产生去往第一可变电流源的第一控制信号，以修改去往参考谐振器的电流，以便将第一参考信号的峰值振幅维持大致恒定于预定量值。频率控制器可进一步包括：振幅检测器，其用以检测第一参考信号的峰值振幅的量值；以及运算放大器，其耦合到所述振幅检测器和第一电流源，所述运算放大器适于产生去往第一可变电流源的第一控制信号，以在所检测的量值大致不等于预定量值时修改电流电平。所述预定量值可对应于第一参考电压电平。
一种示范性设备还可包含：带隙电压产生器，其用以提供带隙参考电压；以及电压调节电路，其耦合到所述带隙电压产生器和运算放大器，其中所述电压调节电路适于修改所述带隙参考电压以向所述运算放大器提供第一参考电压电平。所述电压调节电路修改所述带隙参考电压以大致跟踪振幅检测器的电路参数由于制造工艺、老化或温度而引起的变化。所述电压调节电路可经实施以镜射振幅检测器的电路。
在其它实施例中，频率控制器可包括：振幅检测器，其用以检测第一参考信号的峰值振幅的量值；以及比较器，其耦合到所述振幅检测器和所述第一可变电流源，所述比较器适于产生去往第一可变电流源的第一控制信号，以在所检测的量值大致不等于预定量值时修改电流电平。
所述示范性设备还可包含第二可变电流源，其用以向参考谐振器提供电流，其中所述频率控制器进一步适于产生去往第二可变电流源的第二控制信号，以修改去往参考谐振器的电流，以便将参考谐振器的共模电压电平维持大致恒定于预定电压电平。预定电压电平可对应于第二参考电压电平。所述频率控制器可进一步包括：电压检测器，其用以检测参考谐振器的共模电压电平；以及运算放大器，其耦合到所述电压检测器和第二可变电流源，所述运算放大器适于产生去往第二可变电流源的第二控制信号，以在所检测的共模电压电平大致不等于预定共模电压电平时修改电流电平。或者，频率控制器可进一步包括：电压检测器，其用以检测参考谐振器的共模电压电平；以及比较器，其耦合到所述电压检测器和所述第二可变电流源，所述比较器适于产生去往第二可变电流源的第二控制信号，以在所检测的共模电压电平大致不等于预定共模电压电平时修改电流电平。
本发明还揭示了一种适于提供控制电压的控制电压产生器。在示范性实施例中，控制电压产生器包括：至少一个第三电流源，其中所述第三电流源产生温度相关电流；以及可变电阻，其耦合到所述至少一个第三电流源。可变(或可配置/可编程)电阻可进一步包括：多个电阻器，所述多个电阻器中的每一电阻器具有固定电阻；以及多个开关，其对应地耦合到所述多个电阻器，所述多个开关中的每一开关响应于控制系数而耦合或去耦所述多个电阻器中的对应电阻器以提供可变电阻，例如电阻器组或“R-2R”配置。在示范性实施例中，所述至少一个第三电流源具有至少一个CTAT、PTAT或PTAT2的配置。举例来说，所述至少一个第三电流源进一步包括：CTAT电流源；以及PTAT电流源，其耦合到所述CTAT电流源。示范性控制电压产生器可进一步包括：带隙电压产生器；以及运算放大器，其耦合到所述带隙电压产生器、所述至少一个第三电流源和所述可变电阻。
通过使用各种电抗(或阻抗)模块(例如，可耦合到参考谐振器和控制电压产生器的多个可变电抗模块)来校准(或选择)并控制谐振频率，其中所述多个可变电抗模块中的每一电抗模块适于响应于控制电压来修改对应电抗，以将谐振频率维持大致恒定(或维持在选定/经校准频率的预定变动内)。多个示范性可变电抗模块进一步包括：多个可变电容器；以及多个开关，其对应地耦合到所述多个可变电容器，所述多个开关适于将多个可变电容器中的每一可变电容器耦合到控制电压或固定电压。另外，所述设备还可包含系数寄存器，其适于存储多个控制系数，其中所述多个开关中的每一开关响应于对应的控制系数或倒转的控制系数而将对应的可变电容器耦合到控制电压或固定电压或者从其去耦。更一般来说，所述多个可变电抗模块可进一步包括：多个可变阻抗电路元件；以及多个开关，其对应地耦合到所述多个可变阻抗电路元件，所述多个开关适于将多个可变阻抗电路元件中的每一可变阻抗电路元件耦合到控制电压或固定电压。在示范性实施例中，所述多个开关是晶体管和/或传输栅极。
示范性实施例中还可利用可耦合到参考谐振器的多个固定阻抗模块，例如多个电容器，其具有固定电容；以及多个开关，其对应地耦合到所述多个电容器，所述多个开关适于将所述多个电容器中的每一电容器耦合到参考谐振器或从其去耦以选择或修改谐振频率。另外，所述设备还可包含系数寄存器，其适于存储多个控制系数，其中所述多个开关中的每一开关响应于对应的控制系数或倒转的控制系数而将对应的电容器耦合到参考谐振器或从其去耦。在示范性实施例中，所述多个电容器可为单位加权的或二进制加权的。而且更一般来说，所述多个固定电抗模块可进一步包括：多个固定阻抗电路元件；以及多个开关，其对应地耦合到所述多个固定阻抗电路元件，所述多个开关适于将所述多个固定阻抗电路元件中的每一固定阻抗电路元件耦合到参考谐振器或从其去耦，以选择或修改谐振频率。
示范性设备和系统实施例可包含额外的特征和组件，例如分频器，其耦合到参考谐振器以接收具有谐振频率的第一参考信号，其中分频器适于产生具有第二频率的第二参考信号，所述第二频率大致等于通过有理数划分的谐振频率。第一参考信号可为差分信号，且分频器可进一步适于将所述差分信号转换为单端信号。第一参考信号可为大致正弦信号，且分频器(或方波产生器)可进一步适于将第二参考信号产生为具有大致等高和等低工作循环的大致方波信号。
保持放大器也通常耦合到参考谐振器，例如交叉耦合的负跨导放大器。其它示范性实施例还可包含：电流镜，其用以向参考谐振器提供固定电流，所述电流镜具有共发共基配置；以及固定电流源，其耦合到所述电流镜。
各种示范性实施例还提供频率校准模块，其可耦合到参考谐振器，其中所述频率校准模块适于响应于外部参考信号而将谐振频率校准到选定频率。
一种示范性参考谐振器可包括电感器(L)和电容器(C)，其经耦合以形成LC振荡回路，所述LC振荡回路具有多个LC振荡回路配置中的选定配置。举例来说，参考谐振器可具有以下配置中的至少一个配置：双平衡差分LC配置；差分n-MOS交叉耦合拓扑结构；差分p-MOS交叉耦合拓扑结构；单端考毕子LC配置；单端哈特利LC配置；差分共基考毕子LC配置；差分共集考毕子LC配置；差分共基哈特利LC配置；差分共集哈特利LC配置；单端皮尔斯LC振荡器或正交LC振荡器配置。在其它示范性实施例中，谐振器可选自包括以下各项的群组：陶瓷谐振器、机械谐振器、微机电谐振器和薄膜体声波谐振器。
另一示范性实施例提供一种参考振荡器设备，其中所述设备包括：参考谐振器，其用以产生具有谐振频率的参考信号；第一反馈电路，其耦合到所述参考谐振器，所述第一反馈电路适于将参考信号的峰值振幅维持大致恒定；以及第二反馈电路，其耦合到参考谐振器，所述第二反馈电路适于将参考谐振器的共模电压电平维持大致恒定。通常，第二反馈电路适于与第一反馈电路相比以比较快的速度进行操作。在示范性实施例中，第一和第二反馈电路两者均是闭环反馈电路。
另一示范性实施例提供一种集成电路，其包括：参考振荡器，其用以产生具有参考频率的参考信号；控制器，其耦合到参考振荡器，所述控制器适于将参考信号的峰值振幅和参考振荡器的共模电压电平维持大致恒定；控制电压产生器，其适于提供响应于温度而变化的控制电压；以及多个变抗器，其适于接收控制电压并提供对应电容，以响应于温度变化而将参考频率维持在预定频率的预定变动内。
又一示范性实施例提供一种参考信号产生器，其包括：参考谐振器，其用以产生具有谐振频率的参考信号；第一可变电流源，其用以向参考谐振器提供电流；振幅检测器，其用以检测参考信号的峰值振幅的量值；第一运算放大器，其耦合到所述振幅检测器和第一可变电流源，所述运算放大器适于产生去往第一电流源的第一控制信号，以将参考信号的峰值振幅维持大致恒定于预定量值；第二可变电流源，其用以向参考谐振器提供电流；电压检测器，其用以检测参考谐振器的共模电压电平；以及第二运算放大器，其耦合到所述电压检测器和第二电流源，所述第二运算放大器适于产生去往第二可变电流源的第二控制信号，以将参考谐振器的共模电压电平维持大致恒定于预定电压电平；以及第二反馈电路，其适于与第一反馈电路相比以比较快的速度进行操作。
下文更详细地论述这些和额外实施例。从本发明的以下详细描述和本发明的实施例，从权利要求书，以及从附图将容易明白本发明的许多其它优点和特征。
附图说明
在结合附图考虑时，在参考以下揭示内容后将更容易理解本发明的目的、特征和优点，附图中类似参考标号用于识别各种视图中的相同组件，且附图中具有字母的参考标号用于识别各种视图中的选定组件实施例的额外类型、例示或变化，在附图中：
图1是说明根据本发明教示的第一示范性系统实施例的框图。
图2是说明根据本发明教示的第一示范性设备实施例的框图。
图3是更详细说明根据本发明教示的第二示范性设备实施例的框图。
图4是更详细说明根据本发明教示的示范性谐振器、示范性受控电抗模块和示范性频率校准模块230的高级电路框图。
图5是说明根据本发明教示的第三示范性设备实施例的电路框图。
图6是说明根据本发明教示的第四示范性设备实施例的电路框图。
图7是根据本发明教示的依据所利用的电流而变的谐振频率曲线图。
图8是说明根据本发明教示的示范性振幅检测器实施例的电路图。
图9是根据本发明教示的示范性参考电压产生器和调节电路实施例的电路图。
图10是说明根据本发明教示的示范性共模检测器实施例的电路图。
图11是根据本发明教示的示范性固定和可变电流源实施例的电路图。
图12是说明根据本发明教示的示范性第一控制电压产生器实施例和示范性第一可变电阻器实施例的电路框图。
图13A、13B是根据本发明教示所利用的依据温度的控制电压的曲线图。
图14是根据本发明教示示范性第二控制电压产生器实施例的电路图。
图15是根据本发明教示示范性第三控制电压产生器实施例的电路图。
图16是根据本发明教示示范性第四控制电压产生器实施例的电路图。
图17是根据本发明教示示范性第五控制电压产生器实施例的电路图。
图18是根据本发明教示示范性第六控制电压产生器实施例的电路图。
图19是根据本发明教示示范性第七控制电压产生器实施例的电路图。
图20是根据本发明教示的示范性第二可变电阻器实施例的电路图。
图21是根据本发明教示的示范性电流源单位单元实施例的电路图。
图22是根据本发明教示的示范性温度响应CTAT电流产生器的电路图。
图23是根据本发明教示的示范性温度响应PTAT电流产生器的电路图。
图24是根据本发明教示的示范性温度响应PTAT2电流产生器的电路图。
图25是根据本发明教示的示范性可选择且可缩放的温度响应电流产生器的电路图，其具有CTAT、PTAT和PTAT2配置。
图26是根据本发明教示示范性第八控制电压产生器实施例的电路图。
图27是根据本发明教示所利用的示范性第一受控电抗模块的电路图。
图28是根据本发明教示所利用的示范性第二受控电抗模块的电路图。
图29是根据本发明教示所利用的示范性第三受控电抗模块的电路图。
图30是根据本发明教示所利用的示范性第四受控电抗模块的电路图。
图31是根据本发明教示所利用的示范性第五受控电抗模块的电路图。
图32是根据本发明教示的示范性频率(和模式)选择器实施例以及示范性第二系统实施例的框图。
图33是说明根据本发明教示的示范性第五设备实施例的电路框图。
图34是说明根据本发明教示的示范性第三系统实施例的框图。
图35是说明根据本发明教示的示范性方法实施例的流程图。
具体实施方式
尽管本发明容许具有许多不同形式的实施例，但在附图中展示并将在本文中详细描述其具体示范性实施例，应了解本揭示内容应视为对本发明原理的示范性说明且不希望将本发明限于所说明的具体实施例。在此方面中，在详细解释与本发明一致的至少一个实施例之前，应了解本发明在其应用中不限于上文和下文陈述、附图中说明或实例中描述的构造细节和组件布置。与本发明一致的方法和设备能够具有其它实施例且能够以各种方式实践和实行。而且，应了解，本文所采用的措词和术语以及上文包含的发明摘要均出于描述目的且不应视为限制性。
如上文指示，本发明的各种实施例提供众多优点，包含能够将高准确性(对于PVT和使用年限来说)、低抖动且自由运行的时钟产生器和/或定时和频率参考与其它电路集成，如图1中所说明。图1是说明根据本发明教示的示范性第一系统实施例150的框图。以下论述内容同样适用于图32和34中所说明的示范性第二和第三系统实施例900、950。如图1中所说明，系统150是单个集成电路，其具有本发明的与其它或第二电路180集成的参考信号产生器100、200、300、400、500、600(例如，时钟产生器和/或定时/频率参考产生器)，连同输入/输出(I/O)接口120或其它I/O电路。在图2到6和图33中说明示范性参考信号产生器100、200、300、400、500、600。第二电路180可为任何类型或种类的电路，例如微处理器、分频器、相位或延迟锁定回路、切换电路等，其中许多实例在下文中说明和论述。I/O接口120将通常例如从电源(未说明)、接地和其它线路或总线将电力提供到参考信号产生器100、200、300、400、500、600，例如用于校准和频率选择以及其它I/O功能性，例如驱动器电路和阻抗匹配。举例来说，I/O接口120可用于输入/输出通信，提供通往相关信道、网络或总线的恰当连接，且可为有线接口提供额外功能性，例如阻抗匹配、驱动器和其它功能，可为无线接口提供解调和模拟-数字转换，且可为第二电路180或参考信号产生器100、200、300、400、500、600提供与其它装置的物理接口。一般来说，I/O接口120用于耦合到电力和节点连接，且还可能用以接收和传输数据，这取决于选定的实施例，例如控制或校准信号。并且，举例来说且不作限制，I/O接口120可实施例如DMX 512、DALI、I平方C(I2C)等通信协议。
如所说明的，以多个频率(例如第一频率(f0)、第二频率(f1)等，直到第n+1频率(fn))中的一者或一者以上，在总线125上提供一个或一个以上输出参考(或时钟)信号。另外，各种一个或一个以上参考信息可具有多种形状(例如大致正方形或大致正弦形)中的任一种。第二电路180(或I/O接口120)还可提供输入到参考信号产生器100、200、300、400、500、600中，例如通过选择信号(S0、S1直到SN)和一个或一个以上校准信号(C0、C1直到CN)。或者，可例如在总线135上连同电力和接地连接(未单独说明)通过接口120直接将选择信号(S0、S1直到SN)和一个或一个以上校准信号(C0、C1直到CN)提供到参考信号产生器100。
参考信号产生器100、200、300、400、500、600还可具有多种模式，例如低功率模式和下文详细论述的其它模式。举例来说，在时钟模式下，设备100、200、300、400、500、600将把一个或一个以上时钟信号作为输出信号提供给第二电路180。第二电路180还可为任何类型或种类的电路，例如微处理器、数字信号处理器(“DSP”)、射频电路，或任何其它能利用所述一个或一个以上输出时钟信号的电路。并且，举例来说，在定时或频率参考模式下，来自设备100、200、300、400、500、600的输出信号可为参考信号，例如用于同步第二振荡器的参考信号。因而，术语“参考信号产生器”、“时钟产生器”和/或“定时/频率参考”将在本文中互换使用，其中应了解，时钟产生器还将通常提供方波信号(其可与或不与参考信号产生器一起提供)或其它定时/频率参考(其可改为利用大致正弦信号)。另外，如下文更详细论述，本发明的各种实施例还提供脉冲模式，其中以突发或间隔形式提供来自参考信号产生器100、200、300、400、500、600的输出信号，以例如提高指令处理效率并降低功率消耗。
应注意，各种信号、电压、参数相依电流源等被称为例如“大致”正弦或方波信号、大致恒定控制电压或大致参数无关电压或电流。这是为了适应各种波动、噪声源或所引入的其它失真，其均可能造成此类信号、电压或电流在实践中不同于课本中找到的较理想叙述。举例来说，如下文更详细论述的，由示范性参考信号产生器100、200、300、400、500、600提供的示范性“大致”方波信号可能且通常展现各种失真，例如下冲、过冲和其它变化，但在实践中仍然视为是非常高质量的方波。
在其它情况下，“大致(Substantially)恒定”或者说“实质(Substantially)恒定”可更广义地理解为意味着“属于选定值或参数的预定变动内”。举例来说，大致恒定的振幅量值、大致恒定的共模电压或大致恒定的谐振频率将通常具有相对于特定值的一些变动，例如加上或减去预定百分比或误差，且将通常不会如理论概念那样恒定。因此，在实践中，可认为是大致恒定的事物仍然具有一些程度的变动，且根据本发明的示范性实施例，应理解为意味着并测量为具有相对于例如预定量值、预定共模电压和经校准或预定谐振频率的一些可测量变动。相对于指定或预定值的容许变动量将取决于针对容许误差程度的产品规格或产品要求。继续所述实例，大致恒定的谐振频率将取决于容许规格，且各种示范性实施例将通常具有一些频率误差，例如在示范性实施例中为大约100ppm。应当维持为大致恒定的其它参数(例如谐振信号的峰值振幅的量值和参考谐振器的共模电压)预期具有类似变化。
本发明的若干重要特征存在于系统150(和900、950)中。首先，高准确性、低抖动且自由运行的参考时钟产生器100、200、300、400、500、600以单片电路形式与其它(第二)电路180集成，以形成单一集成电路(系统150、900、950)。这与现有技术形成鲜明对比，在现有技术中，使用参考振荡器作为必须通过电路板连接到任何额外电路的第二和单独装置来提供时钟信号，例如晶体参考振荡器，其不能与其它电路集成并且是晶片外的。举例来说，根据本发明，系统150、900、950(包含参考信号产生器100、200、300、400、500、600)可使用现代IC制造中所利用的常规互补金属氧化物半导体(CMOS)、双极结晶体管(BJT)、双极和CMOS(BiCMOS)或其它制造技术来与其它第二电路一起制造。
第二，不需要任何单独的参考振荡器。实际上，根据本发明，参考信号产生器100、200、300、400、500、600是自由运行的，使得其不参考或锁定于另一信号，例如在相位锁定回路(“PLL”)、延迟锁定回路(“DLL”)中或经由注入锁定于参考信号而同步，而在现有技术中通常需要这样做。而是，示范性实施例可用作本身产生参考信号的此类参考振荡器，其接着可通过例如一个或一个以上相位锁定或延迟锁定回路来锁定。在这些后面的实施例中，其中PLL或DLL通过锁定于由参考信号产生器100、200、300、400、500、600提供的参考信号来提供二级参考信号，所得系统(150、900、950)可视为“自参考的”，因为不需要参考信号的单独、外部或其它无关源。
第三，参考信号产生器100、200、300、400、500、600可提供多个输出频率和省电模式，使得可以低等待时间和无假信号方式切换频率。举例来说，第二电路180可转变到省电模式，例如电池或较低频率模式，且请求(通过选择信号)较低时钟频率以最小化功率消耗，或请求低功率时钟信号以进入休眠模式。如下文中更详细论述，此类频率切换具备大致可忽略的等待时间，具备针对假信号防止而引入的低等待时间(与所利用的假信号防止级的数目成比例)，从而仅仅使用少数时钟循环而并非用以改变来自PLL/DLL的输出频率所需的数千时钟循环。
额外实施例还提供用于产生多个频率参考信号，无论是正弦还是方波，例如用作一个或一个以上时钟信号或参考频率源。在示范性实施例中，本发明的时钟/频率参考耦合到一个或一个以上相位锁定回路(“PLL”)或延迟锁定回路(“DLL”)，以便以选定频率提供多个对应的输出参考信号。这些示范性实施例通常可通过控制信号或所存储的系数来编程，以便针对对应频率选择而调整PLL或DLL的划分比率。
另外，给定下文论述的参考信号产生器100、200、300、400、500、600的非常高的可用输出频率，可使用新的操作模式。举例来说，时钟启动时间实际上或大致上可忽略，从而允许重复开始和停止(例如完全切断)参考信号产生器100、200、300、400、500、600或为了省电而对其进行脉冲。举例来说，并非连续作为时钟运行，针对第二电路180(例如处理器)的指令处理，参考信号产生器100、200、300、400、500、600可周期性地或非周期性地以比较短的离散间隔或突发进行操作(即，脉冲)。如下文更详细论述，通过快速的启动时间，此类脉冲操作提供电力节省，因为每毫瓦(mW)的功率消耗可处理更多指令(每秒百万指令或MIPS)。另外，此类脉冲模式还可用于周期性同步第二时钟或振荡器，以及其它用途。因而，参考信号产生器100、200、300、400、500、600(和下文论述的其它实施例)具有多种操作模式，包含时钟模式、定时和/或频率参考模式、省电模式和脉冲模式。
第四，如下文中更详细论述，参考信号产生器100包含对于制造工艺、电压、温度(“PVT”)和使用年限变化的高准确性频率产生的特征。这些特征包含频率调谐和选择，以及对频率变化的补偿，所述频率变化可能是由于温度和/或电压波动、制造工艺变化和IC老化而造成。
第五，参考信号产生器100、200、300、400、500、600产生显著或比较高的频率，例如在数百MHz和GHz的范围内，其接着可划分为多个较低频率。每一此类通过“N”(有理数，作为整数比率)的划分导致显著的噪声降低，其中相位噪声减少N倍且相位噪声功率减少N2倍。因而，本发明的时钟产生器导致与其它直接或通过频率倍增来产生其输出的振荡器可用的抖动相比显著更少的相对周期抖动。
这些特征在图2中更详细说明，图2是更详细说明根据本发明教示的第一示范性设备100实施例(也就是说，包括振荡器210(通常具有谐振元件，例如LC振荡器)和频率控制器215的参考信号产生器100)的框图。参考信号产生器100还可包含频率(和/或模式)选择器205。依据选定实施例而定，参考信号产生器100还可包含I/O接口120，如先前所论述。另外，参考信号产生器100还可包含或可耦合到频率校准模块(230)，如相关申请案中描述且如下文更详细论述。
更具体地说，本申请案还在本文中提及许多发明人申请的现有专利和专利申请案中所揭示的发明、特征和组件。出于简短起见，本文中将不再重复那些揭示案，感兴趣的读者可参考下文陈述的引用申请案。因此，所有下列专利和专利申请案(统称为“相关申请案”)每一者以引用的方式全文并入本文中，具有如同在本文中陈述其全文的全部效力和作用，如下：
(1)迈克尔S·麦克科考黛尔(McCorquodale，Michael S.)等人的第7,227,423号美国专利，于2007年6月5日颁发，题为“单片时钟产生器和定时/频率参考(Monolithic Clock Generator and Timing/FrequencyReference)”，来自2005年3月21日申请的第11/084,962号美国专利申请案(“第一相关申请案”)，其主张迈克尔S·麦克科考黛尔于2004年3月22日申请的题为“与微电机射频参考的单片上下时钟合成(Monolithic andTop-Down Clock Synthesis with Micromachined Radio Frequency Reference)”的第60/555,193号美国临时专利申请案的优先权；
(2)迈克尔S·麦克科考黛尔等人的第7,248,124号美国专利，于2007年7月24日颁发，题为“用于单片时钟产生器和定时/频率参考的频率校准(Frequency Calibration for a Monolithic Clock Generator andTiming/Frequency Reference)”，来自2005年9月20日申请的第11/232,409号美国专利申请案(“第二相关申请案”)，其是第11/084,962号美国专利申请案的部分接续申请案并主张其优先权；
(3)戈登·加勒奇纳(Carichner，Gordon)等人于2007年5月23日申请的题为“用于单片时钟产生器和定时/频率参考的频率校准(FrequencyCalibration for a Monolithic Clock Generator and Timing/FrequencyReference)”的第11/805,427号美国专利申请案(“第三相关申请案”)，第2007022529号美国专利申请公开案，其是迈克尔S·麦克科考黛尔等人的第11/232,409号美国专利申请案的部分接续申请案并主张其优先权；
(4)迈克尔S·麦克科考黛尔等人于2006年3月20日申请的题为“离散时钟产生器和定时/频率参考(Discrete Clock Generator and Timing/FrequencyReference)”的第11/384,973号美国专利申请案(“第四相关申请案”)，第20060158268号美国专利申请公开案，其是迈克尔S·麦克科考黛尔等人的第11/084,962号美国专利申请案的部分接续申请案并主张其优先权；
(5)迈克尔S·麦克科考黛尔等人于2006年3月20日申请的题为“集成时钟产生器和定时/频率参考(Integrated Clock Generator andTiming/Frequency Reference)”的第11/384,758号美国专利申请案(“第五相关申请案”)，第20060152293号美国专利申请公开案，其是迈克尔S·麦克科考黛尔等人的第11/084,962号美国专利申请案的部分接续申请案并主张其优先权；
(6)迈克尔S·麦克科考黛尔等人于2006年3月20日申请的题为“基于电感器和电容器的时钟产生器和定时/频率参考(Inductor andCapacitor-Based Clock Generator and Timing/Frequency Reference)”的第11/384,605号美国专利申请案(“第六相关申请案”)，第20060158267号美国专利申请公开案，其是迈克尔S·麦克科考黛尔等人的第11/084,962号美国专利申请案的部分接续申请案并主张其优先权；以及
(7)斯科特M·佩尼亚(Pernia，Scott M)等人于2005年9月21日申请的题为“用于单片时钟产生器和定时/频率参考的低等待时间启动(Low-Latency Startup for a Monolithic Clock Generator and Timing/FrequencyReference)”的第11/233,414号美国专利申请案(“第七相关申请案”)，第20060017519号美国专利申请公开案，其是迈克尔S·麦克科考黛尔等人的第11/084,962号美国专利申请案的部分接续申请案并主张其优先权。
另外，各种控制方法和其它特征(例如扩频功能性、单位电容等)同样适用于相关申请案的电路配置，且也属于本发明的范围内。
如图2说明，参考信号产生器100提供一个或一个以上输出参考信号，例如具有多个频率中的任一者的时钟或参考信号，其使用频率(和/或模式)选择器205来选择。根据本发明，振荡器210产生具有比较高频率f0的信号。由于上文提及的PVT和使用年限变化，利用频率控制器215来对振荡器210进行频率选择或调谐，使得振荡频率f0可从多个潜在振荡频率中选出，即频率控制器215提供具有对于PVT和使用年限变化为准确的频率的输出信号。下文更详细论述多种示范性频率控制器215、315(图3)。
举例来说，给定这些PVT变化，来自振荡器(例如振荡器210)的输出频率可潜在地变化多达正负5％。对于一些应用，例如利用环形振荡器的应用，此类频率可变性可能是可接受的。然而，根据本发明，参考信号产生器100、200、300、400、500、600的较高准确性是合乎需要的，尤其是对于较为敏感或复杂的应用，例如为集成微处理器、微控制器、数字信号处理器、通信控制器等提供时钟信号。因而，利用频率控制器215、315来针对这些PVT变化进行调整，使得来自振荡器的输出频率是具有少若干数量级(例如±0.25％或更少)的变动且具有比较低抖动的选定或所需频率f0。另外，参考信号产生器100的各种实施例还提供相对于集成电路老化的此类稳定频率控制。
为了改进性能和减少抖动(噪声)和其它干扰，而非产生低频率输出且将其倍增到较高频率(这通常使用PLL和DLL来进行)，本发明产生比较高的频率输出f0，，其接着使用频率(和/或模式)选择器205划分为一个或一个以上较低频率(f1到fn)，所述选择器205可包含分频器(未单独说明)且还可包含方波产生器，例如各种相关申请案中所说明。接着可使用频率(和/或模式)选择器205来选择具有来自分频器的所述多个频率中的一者或一者以上的参考或时钟信号。如上文所指示，以无假信号方式且以低等待时间提供此类频率选择，从而提供比较且非常快速而且无假信号的频率切换。另外，提供多种操作模式作为选择，其使用频率(和/或模式)选择器205的模式选择性能。
或者，一个或一个以上参考信号可直接提供作为一个或一个以上输出信号，其中频率(和/或模式)选择器205仅提供例如阻抗匹配和输出驱动器等基本I/O功能，或可省略频率(和/或模式)选择器205，其中由I/O接口120提供I/O功能性。
图3是更详细说明根据本发明教示的第二示范性设备实施例(参考信号产生器200)的框图。参看图3，参考信号产生器200包括频率控制器315、振荡器310、参考电压产生器345以及一个或一个以上系数寄存器350(作为存储器的较特定类型或例示，如下文描述/定义)。参考信号产生器200还可包含频率(和/或模式)选择器205和/或I/O接口120，如先前论述，且还可包含低等待时间启动模块356(如第七相关申请案中描述)。参考信号产生器200还可包括或可耦合到频率校准模块230(如第二和第三相关申请案中描述)。
在此实施例中，振荡器310包括谐振器320和保持放大器305，而频率控制器315包括共模控制器325、振幅控制器330、受控电抗模块335(同样还称为受控电抗)和控制电压产生器340。
振幅控制器330用于感测和控制谐振器320所产生的信号的峰值振幅，且进而控制谐振器320的谐振频率(f0)，这在选定实施例中通过确定或变化输入到谐振器320中的电流量来进行。通过这样做，振幅控制器330降低了谐振器320对偏置电压、电源电压和其它电压变化的敏感性，从而提供谐振器320的大致较恒定的选定谐振频率(f0)。
共模控制器325用于感测和控制谐振器320的共模电压电平，且也进而控制谐振器320的谐振频率(f0)，这在选定实施例中也通过确定或变化输入到谐振器320中的电流量来进行。通过这样做，共模控制器325降低了谐振器320对晶体管栅极-源极和阈值电压由于晶体管(或装置)老化(例如由于来自源极的晶体管阈值电压的改变，例如氧化物穿隧和热载流子效应)引起的变化的敏感性，进而也提供谐振器320随时间且尤其对于较长时间段(年)的大致较恒定的选定谐振频率(f0)。
示范性受控电抗模块335为一个或一个以上具有电抗组件(电抗性阻抗)的可切换或可以其它方式控制的模块，例如一个或一个以上电感器或电容器，其中任一者或全部可为固定或可变的。根据示范性实施例且如下文和相关申请案中更详细论述，将受控电抗模块335切换到谐振器320或修改施加到耦合到谐振器320的受控电抗模块335的控制电压(“VCTL”)用于选择或更改谐振器320的谐振频率(f0)。举例来说，在初始校准期间，确定用于耦合到谐振器320的电抗量，以选择谐振器320的谐振频率(f0)。第二和第三相关申请案中揭示各种校准方法和系统。所述校准确定存储在控制系数寄存器350中的多个控制系数，其接着用于提供将不同量的电容(或其它电抗)对应地切换到谐振器320或切换到控制电压或其它电压(例如，VDD或接地)。通过确定有效耦合到谐振器320的电抗量的此类校准过程，为谐振器320提供频率控制，从而使得能够单独地且/或独立于半导体制造技术中所固有的工艺变化来选择和调整振荡频率(谐振频率(f0))，所述工艺变化包含给定铸造厂内的工艺变化(例如，分批或行程变化、给定晶片内的变化和同一晶片内的电路小片间的变化)以及不同铸造厂和铸造工艺(例如130nm和90nm工艺)间的工艺变化。
并且，举例来说，根据本发明，控制电压产生器340所产生的控制电压(“VCTL”)用于确定由受控电抗模块335呈现或耦合到谐振器320的可变电容量，使得改变控制电压可对应地改变(包括受控电抗模块335的变抗器的)电容量，这又对应地改变谐振器320的谐振频率(f0)。受控电抗模块335的多种配置在下文中论述且在图27到31中说明。
控制电压产生器340还用于响应于温度(或另一参数)的变化(例如系统150、900、950的操作温度的变化)而提供谐振器320的大致较恒定的选定谐振频率(f0)，因为系统150、900、950可能在操作期间产生热量，可能遭受来自额外装置的热量，且可能遭受由于环境或其它操作温度变化引起的温度波动。控制电压产生器340用于提供对应的控制电压，其跟踪此类温度改变(VCTL(T))且又影响耦合到谐振器320的有效电容或其它电抗的量，其中对谐振器320的谐振频率(f0)具有对应效应。
此类温度相依的控制电压(VCTL(T))可用于通过例如修改耦合到谐振器310并有效地形成其一部分的有效电抗或阻抗(例如，电容、电感或电阻)来影响谐振频率f0。举例来说，有效电抗(或阻抗)可通过将固定或可变的电容耦合到谐振器320或从其去耦、或者通过修改已经耦合到谐振器的一个或一个以上电抗的量值(例如通过修改控制电压或其它连续控制参数)来修改。在其它实施例中，控制电压(VCTL(T))可用于修改穿过谐振器310和保持放大器305的电流，从而也影响谐振频率。
在下文论述的各种所说明的实施例中，控制电压产生器340通常经实施为利用温度参数，使得对于操作温度的变化提供大致稳定的谐振频率f0。所属领域的技术人员将了解，控制电压产生器340和控制器325、330可经实施以依据或响应于其它可变参数(例如由于制造工艺引起的变化、电压变化、老化和其它频率变化)而提供大致稳定的谐振频率f0。
参考电压产生器345用于提供参考电压以供控制电压产生器340、共模控制器325和振幅控制器330以及其它组件使用。参考电压产生器345包含用于一些参考电压的调节电路结构(如下文描述)，使得所产生的参考电压也跟踪并依据对应的制造工艺变化、温度波动和IC老化。
对于时钟信号产生，参考信号产生器100、200、300、400、500、600可利用分频器(在频率(模式)选择器205中)来将输出振荡频率f0转换为多个较低频率(f1直到fn)，且可利用方波产生器(也在频率(模式)选择器205中)来将大致正弦振荡信号转换为大致方波信号以供时钟应用。频率(模式)选择器205接着提供选择具有所述多个频率的可用输出信号中的一者或一者以上，且还可提供操作模式选择，例如提供低功率模式、脉冲模式、参考模式等。通过使用这些组件，参考信号产生器100、200、300、400、500、600提供多个高准确性(对于PVT)、低抖动且稳定的输出频率f0、f1到fn，其中具有由于此类PVT变化引起的最小限度到可忽略的频率漂移，进而为敏感或复杂的应用提供足够的准确性和稳定性，如上文提及的。
保持放大器305为谐振器320提供启动和保持放大。谐振器320可以是存储能量的任何类型的谐振器，例如经耦合以形成LC振荡回路的电感器(L)和电容器(C)，其中LC振荡回路具有多种LC振荡回路配置中的选定配置，或在其它方面在电学上或在机电学上等效于耦合到电容器的电感器或在其它方面在此项技术中通常表示为耦合到电容器的电感器。此类LC谐振器被说明为图4中的谐振器320B。图4是更详细说明根据本发明教示的此类示范性谐振器320(经说明为谐振器320B)、示范性受控电抗模块335(经说明为模块420、425)和示范性频率校准模块230的高级示意性框图。除了LC谐振器以外，认为其它谐振器均为等效的且属于本发明的范围内；举例来说，谐振器320可为陶瓷谐振器、机械谐振器(例如，XTAL)、微机电(“MEMS”)谐振器或薄膜体声波谐振器。在其它情况下，各种谐振器可通过电学或机电模拟表示为LC谐振器，且也属于本发明的范围内。
在示范性实施例中，LC振荡回路已用作谐振器320，以提供完全集成解决方案的高Q值。在第六相关申请案中描述了多种LC振荡回路配置和其它电路配置，例如双平衡的差分LC配置(本文中也在图4、5和6中说明)、差分n-MOS交叉耦合拓扑结构、差分p-MOS交叉耦合拓扑结构、单端考毕子(Colpitts)LC配置、单端哈特利(Hartley)LC配置、差分共基考毕子LC配置、差分共集电极考毕子LC配置、差分共基哈特利LC配置、差分共集电极哈特利LC配置、单端皮尔斯(Pierce)LC振荡器、正交LC振荡器配置和有源电感器配置。任何和所有此类LC和有源电感器配置均视为等效的且属于本发明的范围内。
举例来说，如图4中所说明，振荡器310经体现为具有保持放大器305的谐振LC振荡回路320B，且可同样描述为谐波振荡器或谐波核心，且所有此类变化均属于本发明的范围内。应注意，尽管谐振LC振荡回路320B为与电容器440并联的电感器435，但其它电路拓扑结构也是已知的且等效于所说明的，例如与电容串联的电感，以及上文提及的其它LC配置。另一种此类等效拓扑结构在图5和6中说明。另外，如上文指示，可利用其它类型的谐振器且所有这些均视为等效于本文中所说明的示范性谐振LC振荡回路。此外，如下文中更详细论述，额外电容和/或电感(两者均为固定和可变的且更常称为阻抗或电抗(或电抗性元件))分布在各种受控电抗模块335中，且有效地形成谐振LC振荡回路320B(以及320A和320C)的一部分，并用作本发明的频率控制器315的一部分。另外，虽然单独说明对应电阻(各种阻抗的电阻性组件)RL 445和RC 450，但其应当理解为分别是电感器435和电容器440所固有的，作为制造的一部分，而不是来自各自电感器435和电容器440的额外或单独组件。另外，此类电感、电容和电阻还可能随温度而变化，且因此在图5和6中被说明为固定或可变电容Cf(T)321、Cv(T)322、电感L(T)323和电阻RL(T)445及RC(T)450。相反，还可包含此类额外或固有(寄生)电阻作为对PVT变化的补偿的一部分，如在第四、第五和第六相关申请案中论述。因此，尽管为了便于参考，将各种模块335称为受控“电抗”模块335，但应理解为在任何选定实施例中，此类电抗可更广义地意指并包含任何类型的阻抗，无论是电抗性的、电阻性的还是两者，例如图30中所说明的模块895。另外，用电容(或电容器)说明的各种电抗模块中的任一者可同样用电感(或电感器)来实施。
谐振LC振荡回路或振荡器405的电感器435、电容器440和受控电抗模块335经大小设计以大致或近似地提供选定振荡频率f0或围绕f0的振荡频率范围。另外，电感器435、电容器440和受控电抗模块335可经大小设计以具有或满足LC布局区域要求，其中较高频率需要较小区域。所属领域的技术人员将认识到 f 0 ≈ 1 / 2 π LC , 但仅作为第一级近似，因为如下文论述，例如电阻RL和RC、任何额外电阻器(或更一般地，阻抗)连同温度和制造工艺变化以及其它失真等其它因数均影响f0，且可包含在第二和第三级近似中。举例来说，电感器435和电容器440可经大小设计以产生在1到5GHz范围内的谐振频率；在其它实施例中，可能需要较高或较低的频率，且所有此类频率均属于本发明的范围内。另外，举例来说，电感器435和电容器440可使用任何半导体或其它电路工艺技术来制造且可为CMOS兼容的、双极结晶体管兼容的，而在其它实施例中，同样举例来说但未作限制，电感器435和电容器440可使用绝缘体上硅(SOI)、金属-绝缘体-金属(MiM)、多晶硅-绝缘体-多晶硅(PiP)、GaAs、应变硅、半导体异质结技术或基于微机电(MEMS)的技术来制造。应了解，所有此类实施方案和实施例均属于本发明的范围内。另外，除了或代替谐振LC振荡回路320B，还可利用其它谐振器和/或振荡器实施例，且其属于本发明的范围内。如本文中所使用，无论如何体现，“LC振荡回路”将意指并指代可提供振荡的任何和所有电感器与电容器电路布局、配置或拓扑结构。应注意，振荡器310能够使用常规工艺(例如CMOS技术)来制造允许与其它电路(例如第二电路180)一起以一体式和单片电路形式制造参考信号产生器100、200、300、400、500、600，且提供本发明的独特优点。
另外，图4中所说明的电容440仅仅是谐振LC振荡回路320B的谐振和频率确定中所涉及的整体电容的一部分，且在示范性实施例中可为固定电容。在选定实施例中，举例来说，此固定电容可表示在振荡器中最终利用的总电容的大约10％到90％。或者，如果需要的话，电容440还可实施为可变电容。如下文中更详细论述，总体电容经分布，使得在参考信号产生器100、200、300、400、500、600中选择性地包含额外的固定和可变电容，且例如由频率控制器315的组件提供所述电容以提供用于选择谐振频率f0并允许谐振频率f0对于温度变化、老化、电压变化和制造工艺变化为大致稳定的并大致与其无关。
在选定实施例中，电感435已为固定的，但还可以可变方式实施或作为固定和可变电感的组合。因而，所属领域的技术人员将认识到，针对频率调谐和温度及制造工艺独立性两者，对固定和可变电容的详细论述同样关于电感选择。举例来说，不同电感可切换进入或离开振荡器，以同样提供调谐。另外，还可调制单个电感器的电感。因而，所有此类电感和电容变化均属于本发明的范围内，且经说明为可切换、可变和/或固定电抗性元件或组件。为了便于参考，此类电抗在图5和6中说明为电感323、固定电容321和可变电容322。
应注意，以此项技术中已知的方式来使用术语“固定”和“可变”，其中“固定”理解为意指通常经配置为相对于选定参数而不变化，且“可变”意指通常经配置以相对于选定参数而变化。举例来说，固定电容器通常意味着其电容不会依据施加电压而变化，而可变电容器(变抗器)将具有依据施加电压而变化的电容。然而，所述两者均具有且通常将具有依据制造工艺变化而变化的电容。另外，举例来说，固定电容器可形成为耦合到恒定电压的变抗器。同样，组件可直接或间接地彼此耦合，或换句话说，以操作方式耦合或经由信号传输而耦合。举例来说，一个组件可经由第三组件而耦合到第二组件，例如通过切换布置、除法器、乘法器等。所属领域的技术人员将认知到如所说明的且如下文论述的这些各种情形和上下文，以及在利用此类术语时所意指的内容。
并且如图4到6中所说明，谐振LC振荡回路320(说明为特定例示320A、320B和320C)以及节点“A”和“B”(节点或线路470和475)处的所得输出信号(称为第一(输出)信号)是差分信号，且提供共模注入。其它配置(包含非差分或其它单端配置)也属于本发明的范围内。举例来说，在单端配置中，将仅需要各种模块(例如，485、460)的一个例示，而非如说明的针对平衡配置使用两个。同样，下文论述的其它组件和特征(例如分频器)还将具有单端而非差分配置。除了图4到6中所说明的差分LC振荡器，在下文中和相关申请案中论述此类额外示范性LC振荡器(差分且单端)。另外，所说明的各种实施例利用具有各种形式(例如CMOS、累积模式MOSFET(“AMOS”)、反相模式MOSFET(“IMOS”)等)的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET晶体管)；其它实施方案也是可用的，例如使用双极结晶体管(“BJT”)、BiCMOS等。所有此类实施例均视为等效的且属于本发明的范围内。
图5是说明根据本发明教示的第三示范性设备实施例(参考信号产生器400)的电路框图。图6是说明根据本发明教示的第四示范性设备实施例(参考信号产生器500)的电路框图。如图5和6中所说明，参考信号产生器400和参考信号产生器500关于各自LC振荡回路320A和320C的电路配置、振幅控制器330A、330B和共模控制器325A、325B的电路位置以及运算放大器360、375(分别在振幅控制器330A和共模控制器325A中)与比较器361、367(分别在振幅控制器330B和共模控制器325B中)的对比使用而有所不同，且在其它方面大致相同地起作用。另外，图5和6更详细说明振幅控制器330和共模控制器325的示范性例示，其在图5和6中说明为振幅控制器330A、330B和共模控制器325A、325B，以及维持放大器305的示范性例示，其被说明为交叉耦合的负跨导放大器305A和305C(包括晶体管M1、M2、M3和M4)。以下对参考信号产生器400和500的操作的论述同样适用于图4的参考信号产生器300。
图7是说明根据本发明教示的依据所利用的电流的谐振频率的曲线图。更具体地说，振幅控制器330将通过将峰值振幅与第一参考电压(VREF1)进行比较且又对应地控制(从可变电流源355)输入到保持放大器305A、305C和LC谐振器320A、320C的电流量来调节跨越差分节点“A”和“B”(线路或节点470、475)的谐振频率信号的峰值振幅(并维持其大致恒定)。振幅控制器330将进而维持说明为区411的区内的电流电平，其中所得信号具有比较小的谐波含量，使得与在较高电流电平下由电流波动形成的频率变化相比，任何电流变动在谐振频率中产生比较小的变化。振幅控制器330进而降低了参考信号产生器100、200、300、400、500、600对例如偏置电压、电源和其它电压的波动的敏感性，且操作以将谐振频率(f0)维持大致稳定，而不管此类变化如何。振幅控制器330还提供额外好处，即通过维持穿过保持放大器305A、305C和LC谐振器320A、320C的比较低的电流而降低功率消耗。如下文论述，共模控制器325还控制穿过保持放大器305A、305C和LC谐振器320A、320C的电流。
再次参看图5和6，振幅控制器330和共模控制器325与来自谐振器320的差分节点“A”和“B”的单独反馈电路(或反馈回路)一起提供两个独立控制，所述反馈电路与控制电压产生器340结合用以将谐振频率f0维持大致恒定，而不管温度、偏置电压、电源电压和可能随时间变化的其它电路参数的变化(例如可能随着老化而发生的晶体管阈值电压(或对应地，栅极-源极电压)的改变，例如归因于氧化物隧穿和/或热载流子效应)如何。
示范性振幅控制器330在图5中说明为振幅控制器330A且在图6中说明为振幅控制器330B。尽管在图5中说明为耦合到电源电压轨VDD，但振幅控制器330A可改为耦合到接地，如图6中针对振幅控制器330B所说明的，本质上用共模控制器325切换在电路中的位置。如下文相对于图34所论述，还可利用电压低于VDD的电力轨。另外，所属领域的技术人员将认识到，除了所说明的振幅控制器330A、330B以外，还可利用额外的电路配置来实施振幅控制器330，且所有此类变化均视为等效的且属于本发明的范围内。
振幅控制器330A包括振幅检测器(或传感器)365和运算放大器360，且还可包含可变电流源355(其可实施为一个或一个以上晶体管，例如以共发共基配置或电流镜配置，如图33中所说明)。振幅控制器330B包括振幅检测器(或传感器)365和比较器361，且还可包含可变电流源355(其也可实施为一个或一个以上晶体管，例如以共发共基配置或电流镜配置)。(在相关申请案中说明并论述了多个此类共发共基和电流镜配置，且此类电流源否则也可以电子领域中已知或将知道的方式实施)。除了可变电流以外，输入到保持放大器305A、305C和LC谐振器320A、320C中的电流还可包含固定电流(来自固定电流源，如图11中所说明且未在图5和6中单独说明)，使得输入到保持放大器305A、305C和LC谐振器320A、320C中的电流的第一部分为固定的，而所述电流的第二部分为可变的且由振幅检测器365和运算放大器360(或比较器361)控制。
振幅检测器365适于确定跨越差分节点“A”和“B”的谐振频率信号的峰值振幅的量值。存在无数种用以实施此类振幅检测器365的方式，且下文参看图8论述示范性振幅检测器电路565。谐振频率信号的峰值振幅的量值可在振荡的任何一个或一个以上半循环期间确定，因为在差分节点“A”和“B”上出现的信号彼此异相180度。接着通过运算放大器360或比较器361有效地将峰值振幅的量值与参考电压产生器345所提供的第一参考电压(VREF1)进行比较，且作为比较的结果，将对应的控制信号提供到可变电流源355。
更具体地说，参看图5，已经预先确定了对应于峰值振幅的选定或所需量值的第一参考电压(VREF1)，例如通过先前执行的校准或设计工艺。运算放大器360将向可变电流源355提供对应的控制信号，以增加或减少输入到保持放大器305A、305C和LC谐振器320A、320C中的电流，以便有效地迫使峰值振幅的量值(作为振幅检测器365所确定的对应电压电平)大致等于第一参考电压(VREF1)电平。一旦峰值振幅的量值大致等于第一参考电压(VREF1)电平，从运算放大器360到可变电流源355的对应控制信号便将趋向于维持所述对应电流电平输入到保持放大器305A、305C和LC谐振器320A、320C中，其中进行可能基于通过振幅检测器365提供的反馈而需要的调整。
另外，更具体地说，参看图6，比较器361将把峰值振幅的量值(作为由振幅检测器365确定的对应电压电平)与对应于峰值振幅的选定或所需量值的预定第一参考电压(VREF1)进行比较。作为比较的结果，比较器361将向可变电流源355提供对应的控制信号，以增加或减少输入到保持放大器305A、305C和LC谐振器320A、320C中的电流，同样有效地迫使峰值振幅的量值(作为振幅检测器365所确定的对应电压电平)大致等于第一参考电压(VREF1)电平。一旦峰值振幅的量值大致等于第一参考电压(VREF1)电平，从比较器361到可变电流源355的对应控制信号便将趋向于维持所述对应电流电平输入到保持放大器305A、305C和LC谐振器320A、320C中，其中进行可能基于通过振幅检测器365提供的反馈而需要的调整。
因而，通过此第一反馈电路(或第一反馈回路)，将跨越节点“A”和“B”的谐振频率信号的峰值振幅的量值维持大致恒定于对应于预定第一参考电压(VREF1)电平的预定电平。(此类对应关系可大致等于第一参考电压(VREF1)电平或大致等于第一参考电压(VREF1)电平的缩放版本，例如基于可如何由振幅检测器365确定差分节点“A”或“B”处的对应电压电平)。如上文指示，所得电流调整在偏置电压、电源电压等变化期间将谐振频率f0维持大致恒定。
在高电平下，共模控制器325以与振幅控制器330类似的方式进行操作，但用以将跨越差分节点“A”和“B”的共模电压而非峰值振幅的量值维持大致恒定。示范性共模控制器325在图5中说明为共模控制器325A且在图6中说明为共模控制器325B。尽管在图5中说明为耦合到接地轨，但共模控制器325A可改为耦合到电源电压轨VDD，如图6中针对共模控制器325B所说明，本质上用振幅控制器330切换在电路中的位置。如上文提及且如下文相对于图34所论述，还可利用电压低于VDD的电力轨。另外，所属领域的技术人员将认识到，除了所说明的共模控制器325A和325B以外，还可利用额外的电路配置来实施共模控制器325，且所有此类变化均视为等效的且属于本发明的范围内。
共模控制器325用以将跨越差分节点“A”和“B”的谐振频率信号的共模电压电平(即，振荡的DC电平(谐振频率信号振荡所围绕的DC电平))维持大致恒定。在没有来自共模控制器325的此类控制的情况下，差分节点“A”和“B”处的共模电压电平将趋向于随时间改变，这归因于晶体管阈值电压和栅极-源极电压中与老化有关的改变，例如归因于氧化物隧穿和热载流子效应。又，共模电压电平中的所述潜在改变可能具有额外效应，即改变跨越可变电抗(电容)(例如可变电容322)的电压电平，其由节点“A”和“B”处的电压电平和提供到可变电抗(电容)的对应控制电压确定。在此情况下，跨越谐振器320的有效电抗也将改变，从而导致谐振频率的对应且不合需要的改变。因此，共模控制器325将此共模电压电平维持大致恒定，进而操作以将谐振频率(f0)维持大致稳定，而不管可能由于温度波动、老化、电压变化和制造工艺变化而发生的此类参数变化如何。
共模控制器325A包含共模检测器(或传感器)370和运算放大器375，且还可包含可变电流源380(其可实施为一个或一个以上晶体管，例如以电流镜配置)。共模控制器325B包括共模检测器(或传感器)370和比较器376，且还可包含可变电流源380(其可实施为一个或一个以上晶体管，例如以电流镜配置)。除了可变电流以外，输入到保持放大器305A、305C和LC谐振器320A、320C中的电流还可包含固定电流(来自固定电流源，如图11中所说明且未在图5和6中单独说明)，使得输入到保持放大器305A、305C和LC谐振器320A、320C中的电流的第一部分为固定的，而所述电流的第二部分为可变的且由共模检测器370和运算放大器375控制。
共模检测器370适于确定跨越差分节点“A”和“B”的谐振频率信号的共模电压电平。存在无数种用以实施此类共模检测器370的方式，且下文参看图10论述示范性共模检测器电路670。谐振频率信号的共模电压电平可在振荡的任何一个或一个以上循环期间确定，从而提供振荡的DC电平。接着通过运算放大器375或比较器376有效地将共模电压电平与参考电压产生器345所提供的第二参考电压(VREF2)进行比较，且作为比较的结果，将对应的控制信号提供到可变电流源380。
更具体地说，参看图5，已经预先确定了对应于选定或所需共模电压电平的第二参考电压(VREF2)，例如通过先前执行的校准或设计工艺，通常预定电平高于接地以避免失真。运算放大器375将向可变电流源380提供对应的控制信号，以增加或减少输入到保持放大器305A、305C和LC谐振器320A、320C中的电流，以便有效地迫使共模电压电平(作为共模检测器370所确定的对应电压电平)大致等于第二参考电压(VREF2)电平。一旦共模电压电平大致等于第二参考电压(VREF2)电平，从运算放大器375到可变电流源380的对应控制信号便将趋向于维持所述对应电流电平输入到保持放大器305A、305C和LC谐振器320A、320C中，其中进行可能基于通过共模检测器370提供的反馈而需要的调整。
另外，更具体地说，参看图6，比较器376将把共模电压电平(作为由共模检测器370确定的对应电压电平)与对应于选定或所需共模电压电平的预定第二参考电压(VREF2)进行比较，预定电平也通常高于接地以避免失真。作为比较的结果，比较器376将向可变电流源380提供对应的控制信号，以增加或减少输入到保持放大器305A、305C和LC谐振器320A、320C中的电流，同样有效地迫使共模电压电平(作为共模检测器370所确定的对应电压电平)大致等于第二参考电压(VREF2)电平。一旦共模电压电平大致等于第二参考电压(VREF2)电平，从比较器376到可变电流源380的对应控制信号便将趋向于维持所述对应电流电平输入到保持放大器305A、305C和LC谐振器320A、320C中，其中进行可能基于通过共模检测器370提供的反馈而需要的调整。
因而，通过此第二反馈电路(或第二反馈回路)，将跨越节点“A”和“B”的谐振频率信号的共模电压电平维持大致恒定于对应于预定第二参考电压(VREF2)电平的预定电平。(此类对应关系还可大致等于第二参考电压(VREF2)电平或大致等于第二参考电压(VREF2)电平的缩放版本，例如基于可如何由共模检测器370确定差分节点“A”或“B”处的对应共模电压电平)。如上文指示，所得大致稳定的共模电压电平在例如温度波动、老化、电压变化和制造工艺变化等参数变化期间将谐振频率f0维持大致恒定。
作为这两个反馈机制的结果，在例如偏置电压或电源电压变化、温度波动、老化和制造工艺变化等参数变化期间将参考信号产生器100、200、300、400、500、600的谐振器320的谐振频率f0维持大致恒定。为了提供这两个反馈电路的会聚性(且避免来自所述两个回路的反馈潜在地对彼此产生消极影响)，根据本发明示范性实施例将所述两个反馈回路设计为以不同速度进行操作。更具体地说，共模控制器325适于以比振幅控制器330更快地操作，从而比较快速地会聚到振荡的预定或选定共模电压电平(通常是预定的且提供作为VREF2)。适于比共模控制器325更慢地进行操作的振幅控制器330接着较缓慢地将振荡振幅的量值会聚到预定或选定量值(振幅量值高于和低于共模电压电平)(通常是预定的且提供作为VREF1)。通常对于参考信号产生器400来说，运算放大器375经设计为具有比较低的增益，且因此与运算放大器360相比，具有较高带宽和较快操作。额外增益(针对可变电流源380)可接着例如通过对应电流镜的晶体管大小设计来提供，如此项技术中所已知的。
图5和6中所说明的电路结构具有额外好处，即提供对电力和接地轨的较小敏感性。更明确地说，通过分别耦合到电力轨和接地轨的可变电流源355、380或反之亦然，谐振频率信号具有从电力轨和接地轨两者波动预定距离(量值)的电压电平，从而提供对各种类型的噪声和其它失真的较大抗扰性。
图8是说明根据本发明教示的示范性振幅检测器565实施例的电路图。如上文提及的，振幅检测器365可以无数方式实施；因此，所说明的振幅检测器565仅仅是示范性的，且不应视为限制本发明的范围。如图8中所说明，振幅检测器565对于耦合到差分节点“A”和“B”并提供其大致相等的加载是对称的。来自振幅检测器565的输出可来自节点“C”或节点“C′”(C撇号)且耦合到运算放大器360的反相节点或比较器361的两个输入端中的一者，如图5和6中所说明。未单独说明，在将利用来自节点“C”和节点“C′”两者的输出的情况下，差分到单端(D2S)转换器可用于接着提供单个输出。在操作期间，当其电压电平比较高(例如，在振荡的第一正部分期间具有大振幅)时，差分节点“A”上的谐振频率信号将接通晶体管505(这取决于其栅极-源极电压，其中其源极电压由电容器515确定)且提供电流路径以对电容器515充电，且还将接通晶体管510，从而提供穿过电流源520的第二电流路径。当其电压电平比较低(例如，在振荡的第一正部分期间具有小振幅)时，且取决于电容器515的电压，差分节点“A”上的谐振频率信号可能没有足够的电压来接通晶体管505(这也取决于其栅极-源极电压，其中其源极电压由电容器515确定)，但可足以接通晶体管510且提供用于电容器515的放电路径，而且其中电流源520趋向于将晶体管510的源极拉向接地。当其电压电平甚至更低(例如，在振荡的第二负部分期间，取决于振荡的共模电压电平)时，差分节点“A”上的谐振频率信号可能没有足够的电压来接通晶体管505或晶体管510，从而隔离电容器515且允许电容器515保持其电荷。
同样在操作期间，当其电压电平比较高(例如，具有大振幅)时，差分节点“B”上的谐振频率信号将接通晶体管535(这取决于其栅极-源极电压，其中其源极电压由电容器545确定)且提供电流路径以对电容器545充电，且还将接通晶体管540，从而提供穿过电流源520的第二电流路径。当其电压电平比较低(例如具有小振幅)时，且取决于电容器545的电压，差分节点“B”上的谐振频率信号可能没有足够的电压来接通晶体管535(这也取决于其栅极-源极电压，其中其源极电压由电容器545确定)，但可足以接通晶体管540且提供用于电容器545的放电路径，而且其中电流源520趋向于将晶体管540的源极拉向接地。当其电压电平甚至更低(例如，在振荡的第二负部分期间，取决于振荡的共模电压电平)时，差分节点“B”上的谐振频率信号同样可能没有足够的电压来接通晶体管535或晶体管540，从而隔离电容器545且允许电容器545保持其电荷。
在启动之后，由于电容器515、545上的电压将尚未充电到其稳态电平，使得节点C或C′(C撇号)上所提供的电压将低于预定电平(与VREF1相比)，且运算放大器或比较器361将向可变电流源355提供对应信号以增加去往保持放大器305A、305C和LC谐振器320A、320C的电流，这将用以增加振荡的振幅的量值。经过启动之后的多个循环且遭受泄漏电流及其它电压耗散源，随着谐振频率信号的振幅朝向其预定量值增加，电容器515、545将充电到对应的电压电平(即，通过晶体管505、535进行的充电多于通过晶体管510、540的放电)，从而在稳态下会聚到此电压电平，如由其电容和由晶体管505、510或535、540的相对接通时间和大小所确定。电容器515、545的对应电压电平接着提供对振幅的量值的相对或间接测量(即，较大振幅提供晶体管505、510或535、540两者的较长接通时间且增加电容器515、545上的电压)，且与谐振频率信号的振幅的所需或预定峰值量值相互关联。电容器515、545的所需或预定的对应电压电平应经设计以大致等于(或经缩放为)第一参考电压(VREF1)电平，且经预先确定以提供谐振频率信号的振幅的所需量值。电容器515、545的电压电平中的任何波动可通过对应的低通滤波器525、530来过滤，其中将所得电压电平(表示谐振频率信号的振幅的量值)提供到运算放大器360的反相节点或比较器361的一个输入端，以供用于提供上文论述的振幅控制。
图9是说明根据本发明教示的示范性参考电压产生器550和参考电压调节电路585实施例的电路图。取决于振幅控制器330、共模控制器325和控制电压产生器340的电路结构，参考电压(由例如带隙电压产生器575等电压源提供)应当由参考电压调节电路(例如示范性参考电压调节电路585)“调节”，以提供用于比较的电压电平的一致性，从而大致消除原本可能由于来自制造工艺变化、温度、老化等的变化参数而引起的差异。举例来说，示范性参考电压调节电路585可用于适应晶体管阈值电压和栅极-源极电压中可能由于温度变化以及制造工艺变化而随时间发生的改变，如上文提及。因此，为了提供第一参考电压(VREF1)电平以供振幅检测器565使用，类似电路结构(对称振幅检测器565的一半，其中包括晶体管555、560、电容器580和电流源570)与带隙电压产生器575组合。带隙电压产生器575所提供的参考电压(VREF)接着使用振幅检测器565的相同电路配置来修改，从而提供所得的第一参考电压(VREF1)电平，其具有随时间或制造工艺与振幅检测器565相同或相似的变化，且进而继续提供与振幅检测器565所提供的电压电平的准确对应关系。
取决于振幅控制器330、共模控制器325和控制电压产生器340的电路结构，参考电压(由例如带隙电压产生器575等电压源提供)每一者可由对应的参考电压调节电路(即，参考电压调节电路，其每一者对应于振幅控制器330、共模控制器325和控制电压产生器340的各自电路实施方案)单独“调节”。举例来说，下文所说明的示范性共模检测器670利用无源电路结构且不遭受晶体管阈值电压和栅极-源极电压中的改变，因此示范性实施例中用于比较的第二参考电压(VREF2)电平不需要进行调节以跟踪此类改变。另外且未单独说明的是，各种参考电压电平中的任一者可进一步经电平移位或划分，例如通过合适的分压器，以提供任何选定或预定电压电平，如电子领域中已知的或即将知道的。取决于控制电压产生器340的实施方案，所利用的第三参考电压(VREF3)电平可通过对应的调节电路来调节或不调节。
图10是说明根据本发明教示的示范性共模检测器670实施例的电路图。如上文所提及，共模检测器370可用无数方式来实施；因此，所说明的共模检测器670仅仅是示范性的，且不应视为限制本发明的范围。如图10中所说明，共模检测器670本质上用作低通滤波器且为对称的，以用于耦合到差分节点“A”和“B”且提供大致相等的负载。如图5和图6所说明，来自共模检测器670的输出在节点“D”处，且耦合到运算放大器375的反相节点或耦合到比较器376的输入中的一者。如图所说明，可选缓冲器612也可用以在节点“D”处提供输出。共模检测器670的电阻器605、610经大小设计以具有比较大的电阻(例如，20k欧姆)，以减小或最小化LC振荡回路320上的负载，且电容器615具有比较小的电容以提供低通滤波。在操作期间，差分节点“A”上的谐振频率信号将提供电阻器605与充电电容器615上的电压，且差分节点“B”上的谐振频率信号将提供电阻器610与同样充电电容器615上的电压。由于对滤波电容器615提供的高频分量的抑制，每一差分节点“A”与“B”上的信号经组合或相加，从而在节点“D”处提供对应于共模电压电平的DC电压电平。所得电压电平(表示谐振频率信号的共模电压电平)被提供到运算放大器375的反相节点或提供到比较器376的输入中的一者，以用于提供上文论述的共模电压电平控制。上文中还提及，对于此类型的实施方案，在示范性实施例中未调节第二参考电压(VREF2)电平。
图11是说明根据本发明教示的示范性固定和可变电流源实施例的电路图。如上文所提及，电流源355和380可包括一个或一个以上固定电流源620和可变电流源625的组合，从而将所要电流电平和对电流的所要控制两者提供到保持放大器305A、305C和LC谐振器320A、320C中。另外，可选择各种电流源以(例如)通过利用拓扑(例如与绝对温度互补(CTAT)电流源701、与绝对温度成比例(PTAT)电流源702或与绝对温度平方成比例(PTAT2)电流源703(分别如图22、图23和图24中所说明)，以及CTAT、PTAT和PTAT2的组合(如图25中所说明))，而在温度和其它参数变化期间提供比较稳定的电流电平。在每一情况下，注入到保持放大器305A、305C以及LC谐振器320A、320C中的所得电流可能具有温度相依性，例如依据温度升高而增大电流(PTAT和PTAT2)或减小电流(CTAT)，如所说明。也可实施这些温度响应电流产生器的一个或一个以上组合，如图25所说明，例如CTAT与PTAT并联，(例如)且也可通过适当设计电流镜的晶体管大小来分别缩放。可选择此些组合以使得所产生的整体组合电流(I(x))不具有温度相依性，其中任何选定的电流电平则在温度变化期间大体上恒定。此对于提供固定电流源620尤其有用，其中通过由使用上文论述的两个反馈机制的共模控制器325和振幅控制器330所控制的可变电流源提供任何电流变化。
特定温度响应或温度相关电流产生器的选择也依据所利用的制造工艺；例如CTAT可用于台湾半导体(TSMC)制造工艺。更一般地说，由于不同的制造者利用不同的材料(例如铝或铜)，RL通常变化，从而产生不同的温度系数，其接着改变振荡器的温度系数，从而需要I(T)补偿上的差异。对应地，可能需要CTAT、PTAT和PTAT2补偿的不同比率以依据温度提供有效平坦频率响应。举例来说，带隙电压产生器575可经配置以利用CTAT、PTAT和PTAT2补偿的不同比率来依据温度提供有效平坦参考电压。未单独说明的是，图22-25中所说明的各种温度响应电流产生器可包含起动电路。另外，包括选定温度响应电流产生器配置的晶体管可以不同方式经偏置，对于所说明的示范性拓扑，例如对于CTAT(M7与M8)和PTAT2(M13与M14)在强反相中经偏置，以及对于PTAT(M9与M10)和PTAT2(M11与M12)在亚阈值中经偏置。
图12是说明根据本发明教示的示范性第一控制电压产生器640实施例的电路框图。在示范性实施例中，所提供的所得控制电压展现温度相依性VCTL(T)，其接着可用以将谐振频率(f0)维持大致稳定而不管此些温度变化。举例来说，控制电压VCTL(T)的所得改变具有通过可变电容322或其它可变电抗或阻抗来修改呈现给LC振荡回路(谐振器)320的有效电容的其它效应，从而大致“消除”原本将发生的LC振荡回路(谐振器)320的温度响应，且将谐振频率(f0)维持大致恒定。在控制电压产生器640的示范性实施例中，通常选择第一电流源630和第二电流源635以具有对温度变化的相反响应。举例来说，第一电流源630可为CTAT电流源701，而第二电流源635可为PTAT或PTAT2电流源702、703。另外，如上文所指示，可利用CTAT、PTAT和PTAT2电流源的各种组合以提供任何所要的温度响应。
第三参考电压(VREF3)电平被提供到运算放大器645的非反相节点，且可为经调节参考电压，或可由带隙电压参考575在具有任何所要电压电平移位或缩放的情况下直接提供。运算放大器645的反相节点耦合到第一和第二电流源630、635且耦合到可变电阻655。可变电阻655可用无数方式来配置，其中示范性第一可变电阻655A电路配置经说明为包括电阻器组6560、6561到656n，所述电阻器组通过在多个控制系数a0、a1到an的控制下的对应晶体管(6600、6601到660n)而被接入电路或从电路断开(且因此改变可变电阻器655A所提供的整体电阻)，所述控制系数可在系统150、900、950操作之前校准或另外预定，且存储在多个系数寄存器350中。电阻器6560、6561到656n的比较电阻可以多种方式中的任一方式进行加权，例如二进制加权或单位加权。也可利用其它电路配置来提供可变电阻655，例如图20中所说明和下文所论述的“R2R”配置，且任何和所有此些配置都被认为是等效的且在本发明的范围之内。
在示范性实施例中，为了在参数变化(例如由于老化、温度和制造工艺而引起的变化)期间提供一致响应，电阻器6560、6561到656n可全部使用相同类型的电阻器来实施，例如扩散电阻器或化学气相沉积电阻器或多晶硅电阻器。利用相同类型的电阻器的这个概念也可扩展到参考信号产生器100、200、300、400、500、600内的其它电路，例如共模检测器670和各种电流源(例如CTAT、PTAT和PTAT2)。在示范性实施例中，已在系统150、900、950中始终利用相同类型的电阻器。电阻器可为任何类型，例如扩散电阻器(p或n)、多晶硅、金属电阻器、硅化物或非硅化物(unsalicide)多晶硅电阻器、或阱电阻(p或n阱)。在其它实施例中，也可利用不同类型电阻器的组合，其中所有此些变化均被认为是等效的且在本发明的范围之内。
可利用第一电流源630(例如，CTAT、PTAT和/或PTAT2的选定组合、或CTAT)和第二电流源635(例如，CTAT、PTAT和/或PTAT2的选定组合、或PTAT、PTAT2)的适当选择以提供所得控制电压，其具有关于温度的大致线性响应且大致不会由于老化或制造工艺而变化。图13A和13B是说明根据本发明教示所利用的依据温度的控制电压的曲线图。在第一电流I1(来自第一电流源630)大致等于第二电流I2(来自第二电流源635)的温度(经说明为T1)下，如图13A所说明，可通过适当选择参考电压(在运算放大器645的非反相输入处)来选择所得控制电压VCTL(T)线性响应(线680、681或682)，所述参考电压例如为第四参考电压(VREF4)电平、第三参考电压(VREF3)电平或第二参考电压(VREF2)电平。在此情况下，通过使用第三参考电压(VREF3)，在温度下T1所得控制电压VCTL(T)大致等于第三参考电压(VREF3)电平。此大致线性响应的斜率(即，控制电压随着温度改变的改变速率)接着可通过选择可变电阻器655的电阻值进行调整，即利用可变电阻器655来调整增益，使得电阻器655的电阻值的改变修改控制电压响应关于温度的斜率(对应于电阻值RA、RB、RC、RD、RE和RF的线683、684、685、686、687或688)，如图13B所说明。第三参考电压(VREF3)电平和可变电阻器655的电阻值的这些选择可为校准程序且通常在校准程序期间进行。
所得控制电压VCTL(T)于是大致等于第三参考电压(VREF3)电平加上或减去可变电阻器655上的电压。举例来说，当第一电流源630为CTAT且第二电流源635为PTAT时，且当温度增加时，第一电流I1减小且第二电流I2增加。由于运算放大器645可能供应(source)或吸收电流，所以所得控制电压将随着温度增加而增加大致等于电阻655上所产生的电压的量。较大或较小的电阻值将接着针对第一和第二电流的相同差异而产生较大或较小的电压差异(从而改变控制电压响应关于温度的斜率)。在校准期间，可选择适当的系数以使得通过控制呈现给LC振荡回路(谐振器)320的有效电抗来使所得控制电压VCTL(T)可有效消除原本将发生的LC振荡回路(谐振器)320的温度响应，从而导致维持谐振频率(f0)大致稳定而不管此些温度变化。
图14是说明根据本发明教示的示范性第二控制电压产生器641实施例的电路框图。在第二控制电压产生器641中，利用两个可变电流源631、632(经说明为通过带隙电压除以对应的电阻R1或R2来提供)来提供偏移电流来调整所得控制电压VCTL(T)的DC值，且另外两个可变电流源631、632如先前所论述用作第一控制电压产生器640。所得控制电压VCTL(T)于是也大致等于运算放大器645的非反相节点的电压(其大致等于第三参考电压(VREF3)电平)加上或减去可变电阻器655上的电压，可变电阻器655上的电压具有来自两个可变电流源631、632的额外影响。此第二控制电压产生器641实施例在各种参考电压具有不同的电压电平时尤其有用，例如VREF3可能不可用，且仅一个参考电压(例如，直接来自带隙电压产生器575)可用。也可利用电阻R1和R2的各种温度相依性来偏移可变电阻655的任何温度相依性。
图15是说明根据本发明教示的示范性第三控制电压产生器642实施例的电路框图。在第三控制电压产生器642中，可变电流源633例如通过使用控制系数而以数字方式受到控制，且用以提供用于输入到运算放大器645中(电阻器634上的)的可调整参考电压，其对应地调整所得控制电压VCTL(T)的DC电平，且另外可变电流源633如先前所论述用作第一控制电压产生器640。所得控制电压VCTL(T)于是大致等于运算放大器645的反相节点的电压(其大致等于运算放大器645的非反相节点的电压电平)加上或减去可变电阻器655上的电压。也可利用电阻器634的温度相依性来偏移可变电阻器655的任何温度相依性。
图16是说明根据本发明教示的示范性第四控制电压产生器643实施例的电路框图。在第四控制电压产生器643中，利用通过电阻636(R3)的固定或可变电流源637(经说明为通过带隙电压(VBG)除以电阻R1来提供)来提供输入到运算放大器645的非反相节点中的参考电压。利用CTAT电流源701来提供所得控制电压VCTL(T)的温度相依性。与第一控制电压产生器640相比(当其经配置为使第一电流源630为CTAT电流源，且第二电流源635为具有相反温度相依性的PTAT或PTAT2电流源时)，对于可变电阻器655的给定电阻，第四控制电压产生器643对于相同的温度变化提供所得控制电压VCTL(T)的较大改变，且另外第四控制电压产生器643类似于如先前所论述的第一控制电压产生器640起作用。所得控制电压VCTL(T)于是大致等于运算放大器645的反相节点的电压(其大致等于运算放大器645的非反相节点的电压电平)减去可变电阻器655上的电压，且在CTAT电流为零时达到最大值。
图17是说明根据本发明教示的示范性第五控制电压产生器644实施例的电路框图。在第五控制电压产生器644中，利用通过电阻636(R3)的固定或可变电流源637(经说明为通过带隙电压(VBG)除以电阻R1来提供)和PTAT电流源702(其也可为PTAT2电流源)来提供输入到运算放大器645的非反相节点中的参考电压。利用PTAT电流源702和CTAT电流源701两者来提供所得控制电压VCTL(T)的温度相依性。与第一控制电压产生器640相比(当其经配置为使第一电流源630为CTAT电流源，且第二电流源635为具有相反温度相依性的PTAT或PTAT2电流源时)，且与第四控制电压产生器643相比，对于可变电阻器655的给定电阻，第五控制电压产生器644对于相同的温度变化提供所得控制电压VCTL(T)的较大改变，且另外第五控制电压产生器644类似于如先前所论述的第一控制电压产生器640和第四控制电压产生器643而起作用。所得控制电压VCTL(T)于是大致等于运算放大器645的反相节点的电压(其大致等于运算放大器645的非反相节点的电压电平)减去可变电阻器655上的电压。
图18是说明根据本发明教示的示范性第六控制电压产生器646实施例的电路框图。在此实施例中，第六控制电压产生器646利用两个级618和617，其具有两个运算放大器645A和645B。在第六控制电压产生器646中，利用通过电阻636(R3)的固定或可变电流源637(经说明为通过带隙电压(VBG)除以电阻R1来提供)来提供输入到运算放大器645A和645B的各自非反相节点中的参考电压。第二级617类似于如先前所论述的第四控制电压产生器643而操作。关于第一级618，随着温度增加，PTAT电流源702(其也可为PTAT2电流源)所提供的电流也增加，从而导致节点619处的电压大致等于运算放大器645A的反相节点的电压(其大致等于运算放大器645A的非反相节点的电压电平)减去电阻器638(R4)上的电压。由于运算放大器645B的反相节点处的电压也大于节点619处的电压，所以存在净电流进入运算放大器645A的输出中，运算放大器645A用作电流吸收器，其有助于消除NMOS电流吸收器的使用且减少闪烁噪声。所得控制电压VCTL(T)于是也大致等于运算放大器645B的反相节点的电压(其大致等于运算放大器645B的非反相节点的电压电平)减去可变电阻器655上的电压。
图19是说明根据本发明教示的示范性第七控制电压产生器647实施例的电路框图。第七控制电压产生器647类似于上文所论述的第三控制电压产生器642而起作用，但其中使用两个可变电流源746(IBP)与747(IBN)以及两个(固定)电阻器658和659来提供等效可变电阻655C。可变电流源746(IBP)与747(IBN)可能各自包括一个或一个以上电流单位单元750(下文参看图21来论述)，其中所提供的电流量通过各种控制系数来以数字方式控制。可利用电阻器658和659来有效消除电阻器636(其用以产生输入到运算放大器645的非反相节点中的参考电压)的温度相依性(或温度系数)。另外，也可利用可变电阻655C(包括两个可变电流源746(IBP)和747(IBN)以及两个(固定)电阻器658和659)来提供来自运算放大器645的反相节点处的电压(其大致等于运算放大器645的非反相节点处的电压)的恒定偏移。当第一和第二电流源630、635提供温度相关电流(例如，当第一电流源630为CTAT且第二电流源635为PTAT时)时，所得控制电压也是温度相依的。所得控制电压VCTL(T)于是大致等于运算放大器645的反相节点的电压(其大致等于运算放大器645的非反相节点的电压电平)加上或减去电阻器658(RX)和659(RY)上的电压。
图20是说明根据本发明教示的示范性第二可变电阻器655B实施例的电路图。第二可变电阻器655B利用“R-2R DAC”电路配置来实施。利用开关740来通过接入或断开在控制系数(a0、a1到an)控制下(例如使用控制系数的“温度”编码)的各种电阻器模块而控制第二可变电阻器655B所提供的整体电阻值，从而提供对应的电阻的单位增量。电阻器730通常具有电阻器735(R)的两倍的电阻值(2R)。另外，在示范性实施例中，电流源745由电流镜提供，且电流源745提供四倍于所说明的IΔ电流的电流。举例来说，IΔ电流通常是第一和第二电流源630、635所提供的电流之间的差异，例如当第一电流源630为CTAT且第二电流源635为PTAT时。
图21是说明根据本发明教示的示范性电流源单位单元750实施例的电路框图。如上文所提及，可利用通过将多个此些电流源单位单元750的输出758耦合到一起而形成的阵列(未单独说明)来形成可变电流源，其中使用控制系数(经由解码逻辑(块747)和晶体管752、753)来选择此些单元750的数目，且其中接入或断开晶体管752、753来控制是否将电流提供到输出758。每一此电流源单位单元750提供增量电流IB，其中所提供的所得整体电流是其倍数(nIB)，其中n是由控制系数进行选择以提供输出电流的此电流单位单元750的数目。如所说明，电流源单位单元750包括处于共发共基配置中的多个PMOS晶体管753、754、755以及多个NMOS晶体管751、752、756。当晶体管752、753接通且正导通时，来自晶体管751、754的电流从输出758转移，且当晶体管752、753断开且不导通时，在输出758处提供电流IB，这是因为PMOS晶体管754、755所供应的电流与NMOS晶体管751、756所吸收的电流之间的差异。在其它实施例中，此电流源单位单元750可经实施以包括仅一种类型的PMOS或NMOS晶体管，而非两者。在示范性实施例中，在512个电流源单位单元750的情况下利用9个控制系数，从而可变电流源提供512个电流增量，例如先前所论述的可变电流源746(IBP)和747(IBN)以及其它可变电流源。
图26是说明根据本发明教示的示范性第八控制电压产生器700实施例的电路框图。在此第二实施例中，利用温度传感器705，且第一电流源(630或630)和第二电流源(635或632)可为固定或可变的。在操作第八控制电压产生器700的第一方法中，利用温度传感器705来确定参考信号产生器100、200、300、400、500、600的实际操作温度。基于所感测的温度，使用存储器710(作为查找表)来选择对应的控制系数，其接着选择可变电阻655的电阻的量，如上文所论述。在各种实施例中，可使用所感测的温度来直接存取存储器710。在其它实施例中，可将所感测的温度从模拟值转换为数字值(模拟数字转换器715)，或可与(比较器720中的)多个参考电平进行比较，接着提供可存取存储器710的输出以获得对应的系数。输出控制电压于是为第三参考电压(VREF3)电平加上或减去可变电阻655上的电压，其取决于第一和第二电流的电平。由于可变电阻655上的电阻和电压的量现在是温度相依的，所以控制电压也是温度相依的，VCTL(T)。也可利用此方法来提供额外参考电压，或用以随温度调整参考电压(VREFX(T))。
在操作第八控制电压产生器700的第二方法中，其中第一电流源631和第二电流源632是可变的，还利用第二温度来提供多个控制系数。在此情况下，利用多个控制系数来控制且改变第一和第二电流，从而提供电阻655上的对应的电压(其可为固定或可变的)。输出控制电压于是为第三参考电压(VREF3)电平加上或减去电阻655上的电压，其取决于第一和第二电流的电平。由于电阻655上的电压的量现在是温度相依的，所以控制电压也是温度相依的，VCTL(T)。也可利用此第二方法来提供额外参考电压，或用以随温度调整参考电压(VREFX(T))。
虽然并非操作第八控制电压产生器700的特定方法，但也可利用所感测的温度来提供多个控制系数来用于其它目的。在此情况下，利用多个控制系数来控制且开关多个受控电抗模块335，(例如)用于将固定电容接入谐振器320或从谐振器320断开。结果，耦合到LC振荡回路(320A、320B、320C)的电抗直接变化，从而产生对谐振频率(f0)的影响，且可利用所述电抗来在此些温度变化期间将谐振频率(f0)维持大致稳定。
控制电压产生器340、640、641、642、643、644、646、647、700中的一者进而用以提供对参考信号产生器100、200、300、400、500、600相对于例如温度的参数的频率响应的开环、校准控制。另外，在必要或需要时，也可扩展此控制方法以提供相对于其它参数的此类控制。
图27到图31是说明可根据本发明教示所利用的示范性第一、第二、第三、第四和第五类型的受控电抗模块335的电路图。此些受控电抗模块详细描述于相关申请案中。
图27是说明根据本发明教示的示范性第一受控电抗模块835的电路图，其中单独第一受控电抗模块835耦合到谐振LC振荡回路320的每一侧(例如，节点“A”和“B”或线470和475)以用于平衡配置。如所说明，第一受控电抗模块835包括具有二进制加权的固定电容器(Cf)820以及二进制加权或其它差分加权的可变电容器(变抗器)(Cv)815的多个(w)可开关电容性模块830的组或阵列。可利用任何类型的固定电容器820和可变电容器(变抗器)815；在选定实施例中，变抗器815为累积模式MOSFET(AMOS)、反转模式MOSFET(IMOS)和/或结/二极管变抗器。固定电容器(Cf)820也可经实施为耦合到选定电压的变抗器。每一可开关电容模块830具有相同的电路布局，且每一者的区别在于二进制加权的电容，其中可开关电容模块8300具有一个单位的电容，可开关电容模块8301具有两个单位的电容，依此类推，可开关电容性模块830(w-1)具有2(w-1)个单位的电容，其中每一单位表示特定电容量值或值(通常以毫微微法拉(fF)或微微法拉(pF)为单位)。可通过使用具有不同电容的电容器815、820或通过具有多个单位加权的电容器815、820来完成二进制加权，如下文论述。可利用任何差分加权方案，包含线性、二进制或单位单元(在下文论述)，且所述差分加权方案也可由通过将电抗切换到选定控制电压从而增加或减少其有效电抗来提供此差分加权而组成。
在每一可开关模块830内，每一固定和可变电容最初是相等的，其中容许可变电容响应于节点825处所提供的控制电压而变化。此控制电压接着随着温度或另一选定可变参数而变化，从而导致受控电容模块835所提供的整体或总电容也依据温度(或其它参数)而变化，且所述整体或总电容接着用以改变谐振频率f0。在其它选定实施例中，可利用多个控制电压中的任一者(包含静态控制电压)，以提供其它类型的补偿。而且在每一可开关电容模块830内，通过使用开关系数p0到p(w-1)来将固定电容Cf或可变电容Cv中的任一者(并非两者)接入到电路中。举例来说，在选定实施例中，对于给定或选定模块830，当其对应的“p”系数是逻辑高(或高电压)时，将对应的固定电容Cf接入到电路中且从电路断开对应的可变电容Cv(且可变电容Cv依据装置是AMOS还是IMOS而分别耦合到电源轨电压VDD或接地(GND)，以避免浮动节点且最小化呈现给振荡回路的电容)，且当其对应的“p”系数是逻辑低(或低电压)时，从电路断开对应的固定Cf且将对应的可变电容Cv接入到电路并将其耦合到节点825上所提供的控制电压。
在示范性实施例中，已实施总共八个可开关电容模块830(以及对应的第一多个八个开关系数p0到p7)以提供固定和可变电容的256个组合。结果，提供对依据温度的振荡频率的显著控制。
应注意，在此示范性实施例中，通过接入或断开固定电容Cf或可变电容Cv，整体电容量保持比较稳定，而固定与可变的比率改变，且因此可控电容模块835的温度响应性的量或度改变。举例来说，随着可变电容Cv的量增加，可控电容模块835响应于温度(或其它参数)而提供更大的电容可变性，进而调整振荡回路或其它振荡器的频率响应。
图28是说明根据本发明教示的示范性第二受控电抗模块860的电路图。第二受控电抗模块860可用于谐振频率(f0)的选择，例如，其中每一模块附接到谐振LC振荡回路320的导轨或侧部(例如，节点“A”和“B”或线470和475)以用于平衡配置。另外，每一第二受控电抗模块860由存储在系数寄存器350中的对应多个(“y”)开关系数r0到r(y-1)控制。第二受控电抗模块860提供可开关电容模块阵列，其具有差分加权(例如，二进制加权或多个单位加权的电容器等等)的第一固定电容850，以用于通过经由对应多个开关晶体管810(由对应的“r”系数控制)来接入或断开多个固定电容850来调整且选择谐振频率f0。而且，当每一电容分支接入阵列或电路860或从阵列或电路860断开时，添加对应的第一固定电容或从可用于在谐振LC振荡回路中振荡的总电容减去对应的第一固定电容，进而改变有效电抗且调制谐振频率。通过使用测试IC还在制造后确定多个开关系数r0到r(y-1)，其通常作为迭代过程。所确定的“r”系数接着存储在那个生产或处理批次的IC的对应系数寄存器350中。或者，例如，每一IC可经单独校准。除了校准技术之外，相关申请案中论述了确定多个开关系数r0到r(y-1)的其它方法。可利用任何差分加权方案，包括线性、二进制或单位单元(在下文论述)。
为了避免额外频率失真，可关于此第二受控电抗模块860实施若干额外特征。第一，为了避免额外频率失真，MOS晶体管810的接通电阻应较小，且因此晶体管的宽度/长度比率较大。第二，大电容可分为两个分支，其中两个对应的晶体管710由相同的“r”系数控制。第三，为了使谐振LC振荡回路在所有条件下具有类似的负载，当第一固定电容850接入电路860或从电路860断开时，基于对应的“r”系数的倒数，对应的第二固定电容840(作为“虚拟”电容(其具有制造工艺的设计规则所容许的显著较小的电容或最小的大小))对应地从电路断开或接入电路。因而，晶体管810的近似或大致相同的接通电阻总是存在的，其中仅电容量变化。其它技术也揭示于相关和额外申请案中。
图29是说明根据本发明的教示所利用的示范性第三受控电抗模块885的电路图。第三受控电抗模块885包含多个电抗单位单元880，其具有经大小设计以具有单个“单位”电容(例如，15毫微微法拉、1微微法拉)的(固定)电容器850和晶体管810，晶体管810用以将电容器850接入谐振IC振荡回路或从谐振IC振荡回路断开，如先前所论述。第三受控电抗模块885可用于谐振频率(f0)的选择，例如，其中每一模块附接到谐振IC振荡回路320的导轨或侧部(例如，节点“A”和“B”或线470和475)以用于平衡配置。另外，每一第三受控电抗模块885由存储在系数寄存器350中的对应多个控制(开关)系数b0、b1、b2等控制。并非提供每一电容器850的电容值的二进制加权，而是通过在控制系数b0、b1、b2等的控制下接入额外电容单位以用于调整和选择谐振频率f0，通过对应的多个开关晶体管810(由对应的“b”系数控制)接入或断开多个固定电容850来提供二进制加权。更具体地说，为了提供二进制加权，接入2个单位单元(881)或接入4个单位单元(882)等。此外，当每一电容分支接入阵列或电路885中或从阵列或电路885断开时，添加对应的第一固定电容或从可用于在谐振LC振荡回路中振荡的总电容减去对应的第一固定电容，进而改变有效电抗且调制谐振频率。通过使用测试IC还在制造后确定多个开关系数b0、b1、b2等，其通常作为迭代过程。
图30是说明根据本发明的教示所利用的示范性第四受控电抗模块895的电路图。第四受控电抗模块895不同于第三受控电抗模块885，不同之处在于电抗单位单元890除了单位电容之外还包含电阻器812(RM)与晶体管810并联所提供的单位电阻。第四受控电抗模块895也大致类似于第三受控电抗模块885而起作用，其中也通过在控制系数b0、b1、b2等控制下接入额外电容单位以用于调整和选择谐振频率f0，通过对应的多个开关晶体管810(由对应的“b”系数控制)接入或断开多个固定电容850来提供二进制加权，如上文所论述。更具体地说，为了提供二进制加权，使单个二进制加权电阻813(具有电阻2RM的RN)与晶体管810并联来接入2个单位单元(891)，或(也通过使单个二进制加权电阻814(具有电阻4RM的RP)与晶体管810并联)来接入4个单位单元(892)，等等。
可在不提供第二受控电抗模块860的“虚拟”电容的情况下利用第三受控电抗模块885和第四受控电抗模块895。在未单独说明的替代实施例中，也可结合阵列885、895内的对应的“虚拟”电容来利用单位单元880、890。在第三受控电抗模块885和第四受控电抗模块895的示范性实施例中，各种晶体管810和电容器850可经大小设计以提供谐振LC振荡回路的连续或单调的“Q”或者谐振LC振荡回路的大致恒定的“Q”，而不管接通或断开的单位单元880、890的数目，从而将电容器850接入LC振荡回路320或从LC振荡回路320断开电容器850。在第三受控电抗模块885和第四受控电抗模块895两者中，单位单元增量在被增加或减去的电容中的使用用以帮助提供谐振LC振荡回路320的连续或单调改变的“Q”。关于第四受控电抗模块895，各种加权电阻812、813、814等的使用用以帮助均衡LC振荡回路320的“Q”、稳定“Q”，而不管晶体管810处于断开状态还是接通状态。
图31是说明根据本发明的教示的示范性第五受控电抗模块875的电路图。第五受控电抗模块875可用于谐振频率(f0)选择，例如，代替模块860，其中每一模块附接到谐振LC振荡回路320的导轨或侧部(例如，节点“A”和“B”或线470和475)以用于平衡配置。另外，每一第五受控电抗模块875由存储在系数寄存器350中的对应多个开关系数r0到r(y-1)控制。(然而，因为在每一示范性受控电抗模块中利用不同的电路，所以对应的多个开关系数r0到r(y-1)将通常当然是彼此不同的。)另外，此类可通过使用任何控制信号或控制系数来控制开关，如上文所论述。依据变抗器870可经由所说明的开关(晶体管)而耦合的电压(例如，可变控制电压或固定电压(作为Vin))，可利用第五受控电抗模块875来提供可变或固定的电容。
变抗器870可包含AMOS或IMOS晶体管，或更一般来说为MOS晶体管，且通过使晶体管的源极和漏极短接来进行配置。另外，变抗器870也可相对于彼此进行二进制加权，或可使用另一差分加权方案，包括上文所论述的单位方案。第五受控电抗模块875提供多个可开关可变电容模块865(没有MOS开关/晶体管)的阵列或组，且因此消除了通过MOS晶体管的损耗或负载。而是负载看似低损耗电容；此类低损耗还意味着振荡器的起动功率较低。在第五受控电抗模块875中，MOS变抗器870切换到Vin(其可为上文所论述的各种多个控制电压中的任一者)，以将对应的电容电平提供到谐振LC振荡回路320，或可切换到接地或电源导轨(电压VDD)，从而基于变抗器870的几何形状或类型而将最小电容或最大电容提供到谐振LC振荡回路320。对于AMOS，切换到电压VDD将提供最小电容且切换到接地将提供最大电容，而对于IMOS是相反的情况。而且，第五受控电抗模块875包含可变电容(作为变抗器870)的阵列，以用于通过将选定变抗器870耦合或切换到多个控制电压(Vin)中的任一者或耦合或切换到接地或VDD(例如通过对应的“r”系数或通过应用对应的控制信号来在第一电压与第二电压之间切换)来调整且选择谐振频率f0。在另一替代实施例中，可利用一个变抗器870来代替多个变抗器或变抗器阵列，其中将其有效电抗提供到选定控制电压所控制的振荡回路。
当每一电容被切换到对应的控制电压、接地或VDD时，对应的可变电容被添加到可用于在谐振LC振荡回路320中振荡的总电容或不包括在所述总电容中，从而改变其有效电抗且调制谐振频率。更具体地说，对于AMOS实施方案，耦合到VDD(作为Vin)提供较小的电容，且耦合到接地(Vin＝0)提供较大的电容，此对于IMOS实施方案正好相反，其中耦合到VDD(作为Vin)提供较大的电容，且耦合到接地(Vin＝0)提供较小的电容，其中假设谐振LC振荡回路320的导轨(节点或图4的线470和475)上的电压介于0V与电压VDD之间，且显著或大致远离任一电压电平。耦合到VDD与接地之间的电压(例如各种控制电压中的许多控制电压，作为Vin)将向谐振LC振荡回路320提供对应的中间电容电平。也可在较准过程期间在制造后确定多个开关系数r0到r(y-1)，且将其存储在系数寄存器350中。另外，可动态地控制任何选定数目的模块865，以在振荡器操作期间提供连续的频率控制。
如上文所指示，依据变抗器的类型(AMOS或IMOS)，将可变电容模块865中的任一者切换到VDD或接地(作为第一和第二电压电平)，导致对应的最大电容或没有(可忽略)电容被包括为用于谐振器(LC振荡回路)的有效电容。然而，如上文所提及，通过将可变电容模块865切换到对应的控制电压，也可能产生在此些最大值与最小值的中间的其它电容电平。举例来说，使用具有可响应于温度而改变的量值的控制电压导致可变电容模块865的对应电容被添加到谐振LC振荡回路320或从谐振LC振荡回路320减去，因此改变其有效电抗且调制谐振频率。
图32是说明根据本发明的教示的示范性频率(和模式)选择器205A实施例以及示范性第二系统900实施例的框图。如在具有第一频率(f0)的第一参考信号中所说明，第一参考信号被直接在线930上提供给额外第二电路925(例如处理器、输入/输出接口120、开关或路由电路、或任何其它类型的电路)，或被提供给其它第二电路，其经说明为反相器905、方波产生器910、除法器915、锁定电路920(例如PLL、DLL)以及此些除法器、锁定电路的组合或排列等等。此额外第二电路适于接收具有第一频率(f0)的第一参考信号且以选定频率提供一个或一个以上对应的第二参考信号，所述选定频率经说明为频率f1、f2到fN且具有任何选定的相位关系(例如，反相、90度、正交等等)。系统900可与额外电路组合(例如)作为较大IC的部分，或可经提供为单个或离散的IC。
示范性频率(和模式)选择器205A提供产生多个参考信号(无论是正弦还是方波)，例如用作一个或一个以上时钟信号或频率参考。振荡器或参考产生器(210、310、320、300、400、500、600)提供第一参考信号(具有第一频率f0)，且耦合到一个或一个以上锁定电路920(例如相位锁定回路、延迟锁定回路、注入锁定电路)，而以选定的频率(经说明为频率fK+1、fK+2到fN)提供对应的多个输出信号。多个锁定电路中的每一此锁定电路920具有多个不同分频比中的对应的分频比。在操作中，每一锁定电路920适于相位、延迟或在其它方面锁定到振荡器或参考产生器(210、310、320、300、400、500、600)所提供的第一参考信号，且适于提供具有由第一频率和对应的分频比所确定的输出频率的输出第二参考信号。每一锁定电路920(例如PLL或DLL)可经实施为已知的或变得在电子技术中为已知的，如在相关申请案中所论述。
在示范性实施例中，第二参考信号的频率可能为固定的，例如在制造时通过有线方式或经配置的分频器或分频比来固定，或可能为可变的，例如通过控制电路(或逻辑)或所存储的系数(块935，其可为存储系数的寄存器或提供控制信号的其它电路)在制造后进行选择或编程，例如用以调整锁定电路920的分频比以用于对应的频率选择。如上文所论述，任何所存储的系数(935)也可为存储在系数寄存器350中的各种频率较准和频率控制系数的部分。作为一选项，用户输入(例如用于频率选择)也可通过用户接口(未单独说明)来提供。
在相关申请案中论述额外应用和实施例。在相关申请案的任何且所有应用和实施例中利用本发明的参考信号产生器100、200、300、400、500、600，包括但不限于，离散IC实施例、集成实施例、利用如上文所提及的不同IC电路配置的实施例，且用于产生任何类型的参考信号(同样如上文所论述)。
图33是说明根据本发明的教示的第五示范性设备600实施例的电路和框图，且说明一些额外特征。参考信号产生器600包括非可变或固定电流源(IF)975，其通过具有共发共基配置(PMOS导轨电流源)的电流镜970而提供到谐振器320D和保持放大器305D。固定电流源(IF)975的电流也提供到可变电流源355A(也是PMOS导轨电流源)，从而在振幅控制器(包含电流源355A、运算放大器360和振幅检测器365)的控制下提供可变电流。还说明了电抗模块：在对应多个控制系数“h”以及其倒数形式、倒转的控制系数“h-bar”的控制下，模块860提供可开关的固定电容，且模块835、875提供可开关的可变电容。在图33中，为了易于说明，所说明的模块860和835、875应被理解为各自呈现(即，多个)二进制加权的模块的阵列，如上文所论述。开关810经实施为环形晶体管；开关811经实施为通过或传输栅极。参考信号产生器600可使用处于电压“VOSC”(例如，2.5V)的电源导轨来操作，所述电压低于典型电源电压VDD(例如，3.3V)。所说明的提供可开关可变电容的模块835、875可切换到控制电压(VCTL)，以提供响应于温度的可变电容，或切换到较低供应电压VOSC以有效地最小化其电容且为电压敏感的。
图34是说明根据本发明的教示的示范性第三系统950实施例的框图。除了先前所论述的特征之外，图34还说明操作电压产生电路960，其经由带隙电压产生器575、运算放大器963、电容器964和可编程/可配置分压器962来提供降低的操作电压。还说明控制电压产生器640A，其中额外电容器651提供温度相依控制电压。参考信号产生器100、200、300、400、500、600(作为“CMOS谐波振荡器”或“CHO”)也耦合到方波产生器和/或除法器电路910、915，其由差分信号(D2S块911)产生单端参考信号，且产生第二参考信号，所述第二参考信号具有来自参考信号产生器100、200、300、400、500、600的第一参考信号的(谐振)频率的有理分数的频率。单端较低频率的参考信号经提供到缓冲器/驱动器电路955以用于输出为参考信号。
体现参考信号产生器600和系统950的集成电路已根据经验进行测试，具有很难忘且有利的结果，其说明于表I中，以24MHz操作。
表I
 
参考信号产生器600；系统950             晶体振荡器(XO) 耦合到1x PLL的晶体振荡器       
相位噪声，1kHz到1MHz -65dB到-140dB -80dB到-140dB -80dB到-125dB
上升/下降时间 1.49ns 3.03ns 1.36ns
周期抖动 6.6ps 8.81ps 9.92ps
对于温度的标准化频率不准确度     对于100ppm以内的误差来说是足够的 对于100ppm以内的误差来说是足够的     对于100ppm以内的误差来说是足够的
参考信号产生器600和系统950具有紧密跟踪晶体振荡器的相位噪声的相位噪声，且在高频下具有与晶体振荡器相同的相位噪声。参考信号产生器600和系统950还提供显著比耦合到1x PLL的晶体振荡器好的性能，所述晶体振荡器在20-30kHz上展示显著的相位噪声。参考信号产生器600和系统950还提供最佳的周期抖动，其经测量为20,020个周期上的标准偏差。另外，在显著的温度范围内，参考信号产生器600和系统950提供对于100ppm以内的误差来说是足够的频率准确度。
图35是说明根据本发明的教示的示范性方法实施例的流程图，且提供有用的摘要。虽然在图35中经说明为连续步骤，但所属领域的技术人员将认识到许多步骤可能且最有可能将同时发生，尤其在稳定状态下。起始步骤1000，方法以产生具有谐振频率的第一参考信号而开始，步骤1005。在步骤1010，产生温度相依控制电压。在步骤1015，监视共模电压且将其维持大致恒定于预定电压(或在预定电压的第一预定变动内)。在步骤1020，监视第一参考信号的峰值振幅，且将其量值维持大致恒定于预定量值(或在预定量值的第二预定变动内)。在步骤1025，通过使用温度相依控制电压，调整或修改选定电抗(或阻抗)来将谐振频率维持大致恒定于经校准、选定或其它方面预定的频率(或在经校准、选定或其它方面预定的频率低三预定变动内)。在步骤1030，产生输出(或第二)参考信号，其具有作为谐振频率的有理分数的频率。在步骤1035，由于可能是必要或需要的，可将差分正弦信号转换为单端大致方波的信号，其具有大致等高和等低的工作循环。在步骤1040，当方法继续进行时，方法返回到步骤1005，且否则方法可结束，返回步骤1045。
本发明的示范性实施例的众多优势是显而易见的。示范性实施例包括参考信号产生器、系统和方法，其提供优良的参考信号。示范性设备和系统能够完全与其它电子元件集成。示范性参考信号产生器和系统提供非常准确的参考和/或时钟信号，其具有非常低的误差、非常低的相位噪声和周期抖动，且具有极其快速的上升和下降时间，使得示范性实施例适合于高度精确的应用。示范性实施例还提供对于可变参数的准确频率控制，所述可变参数例如为温度、制造工艺变化和IC老化。
尽管已关于本发明的特定实施例描述了本发明，但这些实施例仅仅是说明性的且并不限制本发明。在本文的描述中，提供众多特定细节，例如电子组件、电子和结构连接、材料、和结构变化的实例，从而提供对本发明的实施例的彻底理解。然而，所属领域的技术人员将认识到可在没有特定细节中的一者或一者以上或在其它设备、系统、组合件、组件、材料、零件等等情况下实践本发明的实施例。在其它例示中，并未特定展示或详细描述众所周知的结构、材料或操作，以避免混淆本发明的实施例的方面。另外，并未按比例绘制各图，且不应将各图视为限制。
第二电路180、925可为任何类型的电子或微机电装置或电路，且可包括使用单个集成电路(“IC”)，或可包括使用多个集成电路或其它连接、布置或分组到一起的组件，例如控制器、微处理器、数字信号处理器(“DSP”)、并行处理器、多个核心处理器、定制IC、专用集成电路(“ASIC”)、现场可编程门阵列(“FPGA”)、自适应计算IC、相关联的存储器(例如RAM、DRAM和ROM)、具有相关联的存储器(例如微处理器存储器或额外RAM、DRAM、SDRAM、SRAM、MRAM、ROM、FLASH、EPROM或E2PROM)的其它IC和组件。
依据选定实施例，系数寄存器350、935和存储器710可以许多形式来体现，包括在任何计算机内或其它机器可读数据存储媒体、存储器装置或其它用于存储或通信信息的存储或通信装置内，其可为当前已知或在未来变得可用的，包括但不限于存储器集成电路(“IC”)、或集成电路的存储器部分(例如控制器或处理器IC内的驻存存储器)，其无论是易失性的还是非易失性的、无论是可移除的还是不可移除的，包括但不限于RAM、FLASH、DRAM、SDRAM、SRAM、MRAM、FeRAM、ROM、EPROM或E2PROM、或任何其它形式的存储器装置，例如磁性硬盘驱动器、光学驱动器、磁盘或磁带驱动器、硬盘驱动器、其它机器可读存储器或存储器媒体，例如软盘、CDROM、CD-RW、数字多功能光盘(DVD)或其它光学存储器、或任何其它类型的存储器、存储媒体、或数据存储设备或电路，其为已知或变得已知的。另外，此计算机可读媒体包括任何形式的通信媒体，其将计算机可读指令、数据结构、程序模块或其它数据包含在数据信号或调制信号中，例如电磁或光学载波或其它包括任何信息传递媒体的传送机制，所述信息传递媒体可将数据或其它信息编码在信号中(以有线或无线方式)，所述信号包括电磁、光学、声音、RF或红外线信号等等。系数寄存器350、935和存储器710可适于存储各种查找表、参数、系数、其它信息和数据、程序或指令、以及其它类型的表(例如数据库表)。
整个本说明书对“一个实施例”、“实施例”或特定“实施例”的参考意指关于实施例所描述的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中且不必在所有实施例中，且此外不必指代相同实施例。此外，本发明的任何特定实施例的特定特征、结构或特性可以任何适合方式来组合且可与一个或一个以上其它实施例适当组合，包括使用选定特征而无需对应地使用其它特征。另外，可进行许多修改以使特定应用、情形或材料适于本发明的基本范围和精神。应了解，鉴于本文的教示，本文所描述和说明的本发明的实施例的其它变化和修改是可能的，且应被认为是本发明的精神和范围的部分。
还将了解，附图中所描绘的元件中的一者或一者以上也可以更单独或集成的方式来实施，或甚至在某些情况下被移除或使其不可操作，只要根据特定应用可为有用的。组件的一体形成的组合也在本发明的范围之内，尤其对于离散组件的分离或组合不清楚或不可识别的实施例。另外，在本文中使用术语“耦合”(包括以其各种形式，例如“耦合”或“可耦合”)意指且包括任何直接或间接的电气、结构或磁性耦合、连接或附接、或者此类直接或间接电气、结构或磁性耦合、连接或附接的适应性或能力，包括一体形成的组件以及经由或通过另一组件耦合的组件。
此外，附图中的任何信号箭头应被认为是仅仅示范性的，而非限制，除非特定指出。步骤的组件的组合也将被认为在本发明的范围之内，尤其在分离或组合的能力并不清楚或不可预知的情况下。如本文所使用且在整个以上权利要求书的转折术语“或”一般期望意指“和/或”，从而具有连接和转折含义两者(并未被限定为“排它性的或”含义)，除非特定指出。如在本文的描述和整个以上权利要求书中所使用，“一”和“所述”包括复数参考，除非上下文明确另外指出。同样如在本文的描述和整个以上权利要求书中所使用，“在......中”的含义包括“在......中”和“在......上”，除非上下文清楚地另外指出。
并不期望本发明的所说明实施例的上述描述(包括发明内容或摘要中所描述的内容)是详尽的或将本发明限制为本文所揭示的精确形式。通过上述内容，将观测到，在不偏离本发明的新颖概念的精神和范围的情况下可预期众多变化、修改和替代且可将其实现。应了解，不期望有或将推断出对本文所说明的特定方法和设备的限制。当然，期望由所附权利要求书涵盖属于权利要求书的范围内的所有此些修改。

Claims (77)

1.一种用以产生谐波参考信号的设备，所述设备包括：
参考谐振器，其用以产生具有谐振频率的第一参考信号；以及
频率控制器，其耦合到所述参考谐振器，所述频率控制器适于将所述第一参考信号的峰值振幅以及所述参考谐振器的共模电压电平维持实质恒定。
2.根据权利要求1所述的设备，其进一步包括：
第一可变电流源，其用以向所述参考谐振器提供电流；且
其中所述频率控制器进一步适于产生去往所述第一可变电流源的第一控制信号，以修改去往所述参考谐振器的所述电流，以便将所述第一参考信号的所述峰值振幅维持实质恒定于预定量值。
3.根据权利要求2所述的设备，其中所述频率控制器进一步包括：
振幅检测器，其用以检测所述第一参考信号的所述峰值振幅的量值；及
运算放大器，其耦合到所述振幅检测器和所述第一电流源，所述运算放大器适于产生去往所述第一可变电流源的所述第一控制信号，以在所述检测的量值实质不等于所述预定量值时修改电流电平。
4.根据权利要求3所述的设备，其中所述预定量值对应于第一参考电压电平。
5.根据权利要求4所述的设备，其进一步包括：
带隙电压产生器，其用以提供带隙参考电压；以及
电压调节电路，其耦合到所述带隙电压产生器和所述运算放大器，所述电压调节电路适于修改所述带隙参考电压以向所述运算放大器提供所述第一参考电压电平。
6.根据权利要求5所述的设备，其中所述电压调节电路具有镜射所述振幅检测器的电路配置的电路配置，以修改所述带隙参考电压来跟踪所述振幅检测器的电路参数由于制造工艺、老化或温度而引起的变化。
7.根据权利要求5所述的设备，其中所述振幅检测器包括：
至少一个第一晶体管，其耦合到所述参考谐振器的差分节点；
第一电容器，其耦合到所述至少一个第一晶体管；以及
第一固定电流源。
8.根据权利要求7所述的设备，其中所述电压调节电路包括：
至少一个第二晶体管，其实质类似于所述至少一个第一晶体管；以及
第二电容器，其耦合到所述至少一个第二晶体管，所述第二电容器具有与所述第一电容器的电容实质相同的电容；以及
第二固定电流源，其适于提供与所述第一固定电流源相同的电流电平。
9.根据权利要求2所述的设备，其中所述频率控制器进一步包括：
振幅检测器，其用以检测所述第一参考信号的所述峰值振幅的量值；以及
比较器，其耦合到所述振幅检测器和所述第一可变电流源，所述比较器适于产生去往所述第一可变电流源的所述第一控制信号，以在所述检测的量值实质不等于所述预定量值时修改所述电流电平。
10.根据权利要求2所述的设备，其进一步包括：
第二可变电流源，其用以向所述参考谐振器提供所述电流；且
其中所述频率控制器进一步适于产生去往所述第二可变电流源的第二控制信号，以修改去往所述参考谐振器的所述电流，以便将所述参考谐振器的所述共模电压电平维持实质恒定于预定电压电平。
11.根据权利要求10所述的设备，其中所述预定电压电平对应于第二参考电压电平。
12.根据权利要求10所述的设备，其中所述频率控制器进一步包括：
电压检测器，其用以检测所述参考谐振器的所述共模电压电平；以及
运算放大器，其耦合到所述电压检测器和所述第二可变电流源，所述运算放大器适于产生去往所述第二可变电流源的所述第二控制信号，以在所述检测的共模电压电平实质不等于所述预定共模电压电平时修改所述电流电平。
13.根据权利要求10所述的设备，其中所述频率控制器进一步包括：
电压检测器，其用以检测所述参考谐振器的所述共模电压电平；以及
比较器，其耦合到所述电压检测器和所述第二可变电流源，所述比较器适于产生去往所述第二可变电流源的所述第二控制信号，以在所述检测的共模电压电平实质不等于所述预定共模电压电平时修改所述电流电平。
14.根据权利要求10所述的设备，其中所述电压检测器包括：
第一电阻器，其耦合到所述参考谐振器的第一差分节点；
第二电阻器，其耦合到所述参考谐振器的第二差分节点；以及
滤波电容器，其耦合到所述第一和第二电阻器。
15.根据权利要求1所述的设备，其进一步包括：
控制电压产生器，其适于提供控制电压。
16.根据权利要求15所述的设备，其中所述控制电压产生器进一步包括：
至少一个第三电流源，所述第三电流源产生温度相关电流；以及
可变电阻，其耦合到所述至少一个第三电流源。
17.根据权利要求16所述的设备，其中所述可变电阻进一步包括：
多个电阻器，所述多个电阻器中的每一电阻器具有固定电阻；以及
多个开关，其对应地耦合到所述多个电阻器，所述多个开关中的每一开关响应于控制系数而耦合或去耦所述多个电阻器中的对应电阻器，以提供所述可变电阻。
18.根据权利要求16所述的设备，其中所述至少一个第三电流源具有至少一个CTAT、PTAT或PTAT2配置。
19.根据权利要求16所述的设备，其中所述至少一个第三电流源进一步包括：
CTAT电流源；以及
PTAT电流源，其耦合到所述CTAT电流源。
20.根据权利要求16所述的设备，其中所述控制电压产生器进一步包括：
带隙电压产生器；以及
运算放大器，其耦合到所述带隙电压产生器、所述至少一个第三电流源和所述可变电阻。
21.根据权利要求15所述的设备，其进一步包括：
多个可变电抗模块，其耦合到所述参考谐振器和所述控制电压产生器，所述多个可变电抗模块中的每一电抗模块适于响应于所述控制电压来修改对应电抗，以将所述谐振频率维持实质恒定。
22.根据权利要求21所述的设备，其中所述多个可变电抗模块进一步包括：
多个可变电容器；以及
多个开关，其对应地耦合到所述多个可变电容器，所述多个开关适于将所述多个可变电容器中的每一可变电容器耦合到所述控制电压或固定电压。
23.根据权利要求22所述的设备，其进一步包括：
系数寄存器，其适于存储多个控制系数；且
其中所述多个开关中的每一开关响应于对应的控制系数或倒转的控制系数而将对应的可变电容器耦合到所述控制电压或所述固定电压或者从其去耦。
24.根据权利要求21所述的设备，其中所述多个可变电抗模块进一步包括：
多个可变阻抗电路元件；以及
多个开关，其对应地耦合到所述多个可变阻抗电路元件，所述多个开关适于将所述多个可变阻抗电路元件中的每一可变阻抗电路元件耦合到所述控制电压或固定电压。
25.根据权利要求24所述的设备，其中所述多个开关是晶体管和/或传输栅极。
26.根据权利要求1所述的设备，其进一步包括：
多个固定电抗模块，其可耦合到所述参考谐振器。
27.根据权利要求26所述的设备，其中所述多个固定电抗模块进一步包括：
多个电容器，其具有固定电容；以及
多个开关，其对应地耦合到所述多个电容器，所述多个开关适于将所述多个电容器中的每一电容器耦合到所述参考谐振器或从其去耦，以选择或修改所述谐振频率。
28.根据权利要求27所述的设备，其进一步包括：
系数寄存器，其适于存储多个控制系数；且
其中所述多个开关中的每一开关响应于对应的控制系数或倒转的控制系数而将对应的电容器耦合到所述参考谐振器或从其去耦。
29.根据权利要求27所述的设备，其中所述多个电容器为二进制加权的或单位加权的。
30.根据权利要求26所述的设备，其中所述多个固定电抗模块进一步包括：
多个固定阻抗电路元件；以及
多个开关，其对应地耦合到所述多个固定阻抗电路元件，所述多个开关适于将所述多个固定阻抗电路元件中的每一固定阻抗电路元件耦合到所述参考谐振器或从其去耦，以选择或修改所述谐振频率。
31.根据权利要求1所述的设备，其进一步包括：
分频器，其耦合到所述参考谐振器以接收具有所述谐振频率的所述第一参考信号，所述分频器适于产生具有第二频率的第二参考信号，所述第二频率实质等于通过有理数划分的所述谐振频率。
32.根据权利要求31所述的设备，其中所述第一参考信号为差分信号，且所述分频器进一步适于将所述差分信号转换为单端信号。
33.根据权利要求31所述的设备，其中所述第一参考信号为实质正弦信号，且所述分频器进一步适于将所述第二参考信号产生为具有实质等高和等低工作循环的实质方波信号。
34.根据权利要求1所述的设备，其进一步包括：
交叉耦合的负跨导放大器，其耦合到所述参考谐振器。
35.根据权利要求1所述的设备，其进一步包括：
电流镜，其用以向所述参考谐振器提供固定电流，所述电流镜具有共发共基配置；以及
固定电流源，其耦合到所述电流镜。
36.根据权利要求1所述的设备，其进一步包括：
频率校准模块，其可耦合到所述参考谐振器，所述频率校准模块适于响应于外部参考信号而将所述谐振频率校准到选定频率。
37.根据权利要求1所述的设备，其中所述参考谐振器包括电感器L和电容器C，其经耦合以形成LC振荡回路，所述LC振荡回路具有多个LC振荡回路配置中的选定配置。
38.根据权利要求37所述的设备，其中所述参考谐振器具有以下配置中的至少一个配置：双平衡差分LC配置；差分n-MOS交叉耦合拓扑结构；差分p-MOS交叉耦合拓扑结构；单端考毕子LC配置；单端哈特利LC配置；差分共基考毕子LC配置；差分共集考毕子LC配置；差分共基哈特利LC配置；差分共集哈特利LC配置；单端皮尔斯LC振荡器或正交LC振荡器配置。
39.根据权利要求1所述的设备，其中所述谐振器选自包括以下各项的群组：陶瓷谐振器、机械谐振器、微机电谐振器和薄膜体声波谐振器。
40.根据权利要求1所述的设备，其中所述设备以单片电路形式与第二电路集成，以形成单个集成电路。
41.根据权利要求40所述的设备，其中所述第二电路是微处理器、数字信号处理器、射频电路或通信电路。
42.一种参考振荡器设备，所述设备包括：
参考谐振器，其用以产生具有谐振频率的参考信号；
第一反馈电路，其耦合到所述参考谐振器，所述第一反馈电路适于将所述参考信号的峰值振幅维持实质恒定；以及
第二反馈电路，其耦合到所述参考谐振器，所述第二反馈电路适于将所述参考谐振器的共模电压电平维持实质恒定。
43.根据权利要求42所述的设备，其中所述第二反馈电路的操作速度快于所述第一反馈电路的操作速度。
44.根据权利要求42所述的设备，其中所述第一反馈电路包括：
第一可变电流源，其向所述参考谐振器提供电流；
振幅检测器，其用以检测所述参考信号的所述峰值振幅的量值；以及
运算放大器，其耦合到所述振幅检测器和所述第一可变电流源，所述运算放大器适于产生去往所述第一电流源的第一控制信号，以在所述检测的量值实质不等于所述预定量值时修改电流电平。
45.根据权利要求43所述的设备，其中所述预定量值对应于第一参考电压电平。
46.根据权利要求45所述的设备，其进一步包括：
带隙电压产生器，其用以提供带隙参考电压；以及
电压调节电路，其耦合到所述带隙电压产生器和所述运算放大器，所述电压调节电路适于修改所述带隙参考电压以向所述运算放大器提供所述第一参考电压电平。
47.根据权利要求46所述的设备，其中所述电压调节电路适于修改所述带隙参考电压以实质跟踪所述振幅检测器的由于制造工艺、老化或温度而引起的参数变化。
48.根据权利要求42所述的设备，其中所述第一反馈电路包括：
第一可变电流源，其用以向所述参考谐振器提供电流；
振幅检测器，其用以检测所述参考信号的所述峰值振幅的量值；以及
比较器，其耦合到所述振幅检测器和所述第一电流源，所述比较器适于产生去往所述第一电流源的所述第一控制信号，以在所述检测的量值实质不等于所述预定量值时修改所述电流电平。
49.根据权利要求42所述的设备，其中所述第二反馈电路包括：
第二可变电流源，其用以向所述参考谐振器提供所述电流；以及
电压检测器，其用以检测所述参考谐振器的所述共模电压电平；以及
运算放大器，其耦合到所述电压检测器和所述第二电流源，所述运算放大器适于产生去往所述第二电流源的第二控制信号，以在所述检测的共模电压电平实质不等于所述预定共模电压电平时修改所述电流电平。
50.根据权利要求42所述的设备，其中所述第二反馈电路包括：
第二可变电流源，其用以向所述参考谐振器提供电流；以及
电压检测器，其用以检测所述参考谐振器的所述共模电压电平；以及
比较器，其耦合到所述电压检测器和所述第二电流源，所述比较器适于产生去往所述第二电流源的所述第二控制信号，以在所述检测的共模电压电平实质不等于所述预定共模电压电平时修改所述电流电平。
51.根据权利要求50所述的设备，其中所述预定电压电平对应于第二参考电压电平。
52.根据权利要求42所述的设备，其进一步包括：
控制电压产生器，其适于提供控制电压。
53.根据权利要求52所述的设备，其中所述控制电压产生器进一步包括：
至少一个第三电流源；以及
可变电阻，其耦合到所述至少一个第三电流源。
54.根据权利要求53所述的设备，其中所述可变电阻进一步包括：
多个电阻器，所述多个电阻器中的每一电阻器具有固定电阻；以及
多个开关，其对应地耦合到所述多个电阻器，所述多个开关中的每一开关响应于控制系数而耦合或去耦所述多个电阻器中的对应电阻器，以提供所述可变电阻。
55.根据权利要求53所述的设备，其中所述至少一个第三电流源具有至少一个CTAT、PTAT或PTAT2配置。
56.根据权利要求53所述的设备，其中所述至少一个第三电流源进一步包括：
CTAT电流源；以及
PTAT电流源，其耦合到所述CTAT电流源。
57.根据权利要求53所述的设备，其中所述控制电压产生器进一步包括：
带隙电压产生器；以及
运算放大器，其耦合到所述带隙电压产生器、所述至少一个第三电流源和所述可变电阻。
58.根据权利要求52所述的设备，其进一步包括：
多个可变电抗模块，其耦合到所述参考谐振器和所述控制电压产生器，所述多个可变电抗模块中的每一电抗模块适于响应于所述控制电压来修改对应电抗，以将所述谐振频率维持实质恒定。
59.根据权利要求58所述的设备，其中所述多个可变电抗模块进一步包括：
多个可变电容器；以及
多个开关，其对应地耦合到所述多个可变电容器，所述多个开关适于将所述多个可变电容器中的每一可变电容器耦合到所述控制电压或固定电压。
60.根据权利要求59所述的设备，其进一步包括：
系数寄存器，其适于存储多个控制系数；且
其中所述多个开关中的每一开关响应于对应的控制系数或倒转的控制系数而将对应的可变电容器耦合到所述控制电压或所述固定电压或者从其去耦。
61.根据权利要求42所述的设备，其进一步包括：
多个固定电抗模块，其可耦合到所述参考谐振器。
62.根据权利要求61所述的设备，其中所述多个固定电抗模块进一步包括：
多个电容器，其具有固定电容；以及
多个开关，其对应地耦合到所述多个电容器，所述多个开关适于将所述多个电容器中的每一电容器耦合到所述参考谐振器或从其去耦，以选择或修改所述谐振频率。
63.根据权利要求62所述的设备，其进一步包括：
系数寄存器，其适于存储多个控制系数；且
其中所述多个开关中的每一开关响应于对应的控制系数或倒转的控制系数而将对应的电容器耦合到所述参考谐振器或从其去耦。
64.根据权利要求42所述的设备，其进一步包括：
电流镜，其用以向所述参考谐振器提供固定电流，所述电流镜具有共发共基配置；以及
固定电流源，其耦合到所述电流镜。
65.根据权利要求42所述的设备，其中所述参考谐振器包括位于一电路中的电感器L和电容器C，其具有以下配置中的至少一个配置：双平衡差分LC配置；差分n-MOS交叉耦合拓扑结构；差分p-MOS交叉耦合拓扑结构；单端考毕子LC配置；单端哈特利LC配置；差分共基考毕子LC配置；差分共集考毕子LC配置；差分共基哈特利LC配置；差分共集哈特利LC配置；单端皮尔斯LC振荡器或正交LC振荡器配置。
66.根据权利要求42所述的设备，其中所述第一和第二反馈电路两者均是闭环反馈电路。
67.一种集成电路，其包括：
参考振荡器，其用以产生具有参考频率的参考信号；
控制器，其耦合到所述参考振荡器，所述控制器适于将所述参考信号的峰值振幅和所述参考振荡器的共模电压电平维持实质恒定；
控制电压产生器，其适于提供响应于温度而变化的控制电压；以及多个变抗器，其适于接收所述控制电压并提供对应电容，以响应于温度变化而将所述参考频率维持在预定频率的预定变动内。
68.根据权利要求67所述的集成电路，其中所述控制器包括：
第一可变电流源，其用以向所述参考振荡器提供电流；
振幅传感器，其用以提供对应于所述参考信号的所述峰值振幅的量值的振幅电压；以及
运算放大器，其耦合到所述振幅检测器和所述第一可变电流源，所述运算放大器适于产生去往所述第一电流源的第一控制信号，以在所述振幅电压实质不等于第一参考电压电平时修改电流电平。
69.根据权利要求68所述的集成电路，其进一步包括：
带隙电压产生器，其用以提供带隙参考电压；以及
电压调节电路，其耦合到所述带隙电压产生器和所述运算放大器，其中所述电压调节电路适于修改所述带隙参考电压以向所述运算放大器提供所述第一参考电压电平。
70.根据权利要求68所述的集成电路，其中所述控制器进一步包括：
第二可变电流源，其用以向所述参考振荡器提供所述电流；以及
电压检测器，其用以检测所述参考振荡器的所述共模电压电平；以及
运算放大器，其耦合到所述电压检测器和所述第二电流源，所述运算放大器适于产生去往所述第二电流源的第二控制信号，以在所述检测的共模电压电平实质不等于第二参考电压电平时修改所述电流电平。
71.根据权利要求70所述的集成电路，其中所述控制电压产生器进一步包括：
至少一个第三电流源；以及
可配置的电阻，其耦合到所述至少一个第三电流源。
72.根据权利要求71所述的集成电路，其中所述至少一个第三电流源具有至少一个CTAT、PTAT或PTAT2配置。
73.根据权利要求67所述的集成电路，其进一步包括：
系数寄存器，其适于存储多个控制系数；以及
多个开关，其对应地耦合到所述多个变抗器，所述多个开关中的每一开关响应于对应的控制系数或倒转的控制系数而将对应的可变电容器耦合到所述控制电压或固定电压或者从其去耦。
74.根据权利要求67所述的集成电路，其进一步包括：
系数寄存器，其适于存储多个控制系数；
多个电容器，其具有固定电容；以及
多个开关，其对应地耦合到所述多个电容器，所述多个开关中的每一开关响应于对应的控制系数或倒转的控制系数而将对应的电容器耦合到所述参考振荡器或从其去耦，以选择所述预定频率或修改所述参考频率。
75.根据权利要求67所述的集成电路，其进一步包括：
电流镜，其用以向所述参考振荡器提供固定电流，所述电流镜具有共发共基配置；以及
固定电流源，其耦合到所述电流镜。
76.根据权利要求67所述的集成电路，其中所述参考振荡器包括位于一电路中的电感器L和电容器C，其具有以下配置中的至少一个配置：双平衡差分LC配置；差分n-MOS交叉耦合拓扑结构；差分p-MOS交叉耦合拓扑结构；单端考毕子LC配置；单端哈特利LC配置；差分共基考毕子LC配置；差分共集考毕子LC配置；差分共基哈特利LC配置；差分共集哈特利LC配置；单端皮尔斯LC振荡器或正交LC振荡器配置。
77.一种参考信号产生器，其包括：
参考谐振器，其用以产生具有谐振频率的参考信号；
第一可变电流源，其用以向所述参考谐振器提供电流；
振幅检测器，其用以检测所述参考信号的峰值振幅的量值；
第一运算放大器，其耦合到所述振幅检测器和所述第一可变电流源，所述运算放大器适于产生去往所述第一电流源的第一控制信号，以将所述参考信号的峰值振幅维持实质恒定于预定量值；
第二可变电流源，其用以向所述参考谐振器提供所述电流；
电压检测器，其用以检测所述参考谐振器的所述共模电压电平；以及
第二运算放大器，其耦合到所述电压检测器和所述第二电流源，所述第二运算放大器适于产生去往所述第二电流源的第二控制信号，以将所述参考谐振器的共模电压电平维持实质恒定于预定电压电平，且第二反馈电路的操作速度快于所述第一反馈电路的操作速度。
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