CN101438553A - 用于在mimo ofdm中进行时钟校正的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种在无线设备处进行相位校正的方法，包括：基于从分组的开端起流逝的时间估计该分组的数据部分中OFDM码元的相位斜坡；从该分组的该数据部分中该OFDM码元的跟踪导频测量残余相位斜坡；以及基于此相位斜坡和此残余相位斜坡调整相位校正。无线设备中的装置执行该方法，并且机器可读介质携带用于实行该方法的指令。

Description

用于在MIMO OFDM中进行时钟校正的方法和装置

交叉引用

本申请要求2006年4月13日提交的、题为“MIMO OFDM Sample ClockOffset Correction(MIMO OFDM采样时钟偏移校正)”的美国临时申请S/N.60/792,143的权益，其整体通过引用纳入于此。

领域

本公开涉及用于在通信系统中对接收时钟应用相位校正的方法和装置。更具体地，本公开涉及在要求高度准确时钟的无线多输入/多输出(MIMO)正交频分复用(OFDM)无线系统中应用此类相位校正。

背景

无线通信网络被广泛地部署以提供各种类型的通信；例如，语音和/或数据可经由此类无线通信系统来提供。典型无线数据系统或网络提供对一个或以上共享资源的多用户接入。系统可使用各种多址技术，诸如频分复用(FDM)、时分复用(TDM)、码分复用(CDM)及其他。

使得各种类型的通信能够实现的无线系统的示例包括无线局域网(WLAN)，诸如遵循IEEE 802.11标准(例如，802.11(a)、(b)、或(g))中的一种或以上的WLAN。另外，IEEE 802.11(e)已被引入以改进先前诸802.11标准的一些缺点。例如，802.11(e)可提供服务质量(QoS)改进。

预期在2007年年中定稿的无线通信IEEE 802.11n标准将多输入多输出(MIMO)复用纳入到由先前诸版本的802.11标准所采纳的正交频分复用(OFDM)技术中。与非复用系统相比，MIMO系统具有吞吐量显著增强和/或可靠性显著提高的优势。

MIMO系统不是从单个发射天线向单个接收天线传送单个经串行化的数据流，而是将数据流划分成在相同频率信道中被同时并行调制并传送的多个独特流，每个流由其自己的在空间上分开的天线链来传送。在接收端处，一条或以上MIMO接收机天线链接收这多个传送的数据流的线性组合——其由每个分开的传输可能取道的多径所决定。这些数据流随后被分开供处理，如在以下更详细描述的。

一般而言，MIMO系统对数据传输采用多个发射天线和多个接收天线。由N_T个发射天线和N_R个接收天线形成的MIMO信道可被分解成与独立虚拟信道相对应的N_S个本征模，其中N_S≤min{N_T，N_R}。

在无线通信系统中，要传送的数据首先被调制到射频(RF)载波信号上以生成更适于在无线信道上传送的RF已调制信号。对于MIMO系统，最多达N_T个RF已调制信号可被生成并从这N_T个发射天线同时发射。所发射的RF已调制信号在无线信道中可能经由数条传播路径到达这N_R个接收天线。收到信号与发射信号的关系可描述如下：

S_R＝HS_T+n                                  式(1)

其中S_R是与在这N_R个接收天线的每一个处接收到的信号相对应的N_R个分量的复向量；S_T是与在这N_T个发射天线的每一个处发射的信号相对应的N_T个分量的复向量；H是其分量代表描述在每个接收天线处接收自每个发射天线的信号的振幅的复系数的N_R×N_T矩阵；而n是代表在每个接收天线处接收到的噪声的向量。

这些传播路径的特性因诸如举例而言有衰落、多径、和外部干扰等数个因素而典型地随时间推移而变动。因此，所发射的RF已调制信号可能经历不同的信道状况(例如，不同的衰落和多径效应)并且可能与不同的复增益和信噪比(SNR)相关联。在式(1)中，这些特性被编码在矩阵H中。

在许多无线通信系统中，称为导频频调的一个或以上基准信号由发射机发射以协助接收机执行数种功能。接收机可将导频频调用于估计信道响应，以及用于包括时基和频率捕获、数据解调及其它等的其它功能。一般而言，传送一个或以上其参数为接收机所已知的导频频调。通过将收到导频频调的振幅和相位比对该导频频调的已知传输参数，接收处理器就能计算出信道参数，从而允许其针对所传送的数据流中的噪声和误差进行补偿。在题为“Uplink pilot andsignaling transmission in wireless communication systems(无线通信系统中的上行链路导频和信令传输)”的美国专利No.6,928,062中进一步讨论了导频频调的使用，其内容通过引用纳入于此。

概要

本公开的各方面的实施例包括改善采用例如MIMO和OFDM方法的无线通信系统中的信噪比(SNR)的方法和装置。发明人已发现，在此类系统中提高接收时钟相对于发射时钟的相位准确度有助于产生如此改善。提高接收时钟的相位准确度的一种途径是：首先测量接收时钟中相对于收到信号的频率误差，并从收到信号移除所测得的误差；以及其次，在收到信号的数据携带部分期间测量和移除残余相位斜坡。

根据实施例的各个方面，有一种在无线设备中进行相位校正的方法包括：基于从分组的开端起流逝的时间估计该分组的数据部分中的OFDM码元的相位斜坡；从该分组的该数据部分中该OFDM码元的跟踪导频测量残余相位斜坡；以及基于此相位斜坡和此残余相位斜坡调整相位校正。根据一种变形，调整包括基于相位斜坡的移动平均进行调整。在另一种变形中，测量还包括：从收到导频码元移除平均导频相位；形成收到导频码元的共轭；将此共轭与收到导频码元组合；对经组合的共轭和收到导频码元进行加权；计算角度信息；并且其中调整还包括：使用此角度信息来校正在包括此收到导频码元的阵发期间收到的分组。

根据另一实施例的各个方面，有一种装置执行在无线设备中进行相位校正的方法，该方法包括：基于从分组的开端起流逝的时间估计该分组的数据部分中的OFDM码元的相位斜坡；从该分组的该数据部分中该OFDM码元的跟踪导频测量残余相位斜坡；以及基于此相位斜坡和此残余相位斜坡调整相位校正。根据一种变形，调整包括基于相位斜坡的移动平均进行调整。在另一种变形中，测量还包括：从收到导频码元移除平均导频相位；形成收到导频码元的共轭；将此共轭与收到导频码元组合；对经组合的共轭和收到导频码元进行加权；计算角度信息；并且其中调整还包括：使用此角度信息来校正在包括此收到导频码元的阵发期间收到的分组。

根据又一实施例的各个方面，有一种承载有用于实行在无线设备中进行相位校正的方法的指令的机器可读介质，该方法包括：基于从分组的开端起流逝的时间估计该分组的数据部分中的OFDM码元的相位斜坡；从该分组的该数据部分中该OFDM码元的跟踪导频测量残余相位斜坡；以及基于此相位斜坡和此残余相位斜坡调整相位校正。根据一种变形，调整包括基于相位斜坡的移动平均进行调整。在另一种变形中，测量还包括：从收到导频码元移除平均导频相位；形成收到导频码元的共轭；将此共轭与收到导频码元组合；对经组合的共轭和收到导频码元进行加权；计算角度信息；并且其中调整还包括：使用此角度信息来校正在包括此收到导频码元的阵发期间收到的分组。

根据再一实施例的各个方面，有一种用于执行在无线设备中进行相位校正的方法的装置，包括：用于基于从分组的开端起流逝的时间估计该分组的数据部分中的OFDM码元的相位斜坡的装置；用于从该分组的该数据部分中该OFDM码元的跟踪导频测量残余相位斜坡的装置；以及用于基于此相位斜坡和此残余相位斜坡调整相位校正的装置。根据一种变形，用于调整的装置包括用于基于相位斜坡的移动平均进行调整的装置。在另一种变形中，用于测量的装置还包括：用于从收到导频码元移除平均导频相位的装置；用于形成收到导频码元的共轭的装置；用于将此共轭与收到导频码元组合的装置；用于对经组合的共轭和收到导频码元进行加权的装置；用于计算角度信息的装置；并且其中用于调整的装置还包括：用于使用此角度信息来校正在包括此收到导频码元的阵发期间收到的分组的装置。

附图简要说明

在附图中，指定类似附图标记即指示类似要素：

图1是根据本文中所阐述的各个方面的无线通信系统的图解；

图2是根据一个或以上方面的用于相位校正过程的结构；

图3是根据一个或以上方面的此相位校正过程的实现的框图；

图4是可与本文中描述的各种系统和方法联用的一种无线网络环境的图解；

图5是一个方面的过程流程图；

图6是另一个方面的过程流程图；

图7是又一个方面的过程流程图；以及

图8是再一个方面的过程流程图。

具体描述

本公开在其应用中并不被限定于在以下描述中阐述或在附图中图解的构造详情和组件编排。本公开能够有其它实施例并且能够以各种方式来被实践或实行。而且，在此所使用的措辞和术语的用意是为了描述，而不应被认为是限定。在此使用“包括”、“包含”、或“具有”、“含有”、“涉及”及其变体意味着不但涵盖其后所列诸项及其等效物而且还涵盖增列项。

在以下说明中，为便于解释，阐述了众多的具体细节以图提供对一个或以上实施例透彻的理解。但是显而易见的是，没有这些具体细节也可实践此类实施例。在其他实例中，公知的结构和设备以框图形式示出以助益于描述一个或以上实施例。

此外，在本文中描述了与订户站有关的各个实施例。如此的语言不应当被认为是限定。订户站也可称为系统、订户单元、移动站、移动台、远程站、接入点、远程终端、接入终端、用户终端、用户代理、用户设备、或用户装备。订户站可以是蜂窝电话、无绳电话、会话发起协议(SIP)话机、无线本地环路(WLL)站、个人数字助理(PDA)、具有无线连接能力的手持式设备、计算设备、或连接到无线调制解调器的任何其他处理设备。另外，根据802.11术语，接入点、用户终端等在此被称为站或STA。

此外，本文中描述的各个方面或特征可使用标准编程和/或工程技术被实现为方法、装置、或制造品。如在本文中使用的术语“制造品”旨在涵盖可从任何计算机可读设备、载体、或媒介获得的计算机程序。例如，计算机可读介质可包括但不限于磁存储设备(例如，硬盘、软盘、磁条等)、光盘(例如，压缩盘(CD)、数字多功能盘(DVD)等)、智能卡、以及闪存设备(例如，EPROM、记忆卡、记忆棒、钥匙驱动器之类)。另外，本文中描述的各种存储介质可代表用于存储信息的一个或以上设备和/或其他及其可读介质。术语“机器可读介质”可包括但并不被限定于无线信道以及各种其他能够存储、包含、和/或携带指令和/或数据的媒介。

现在参看图1，图解了根据本文中所阐述的各个方面的无线通信系统100。系统100包括通信地耦合至一个或以上用户终端(UT)106₁-106_N的接入点(AP)104，其中N可以是任何正整数。根据802.11术语，AP 104和UT 106₁-106_N在此也被称为站或STA。AP 104和UT 106₁-106_N经由无线局域网(WLAN)120通信。根据一个或以上方面，WLAN 120是高速MIMO OFDM系统；然而，WLAN 120可以是任何无线LAN。接入点140经由网络102与任何数目的外部设备或进程通信。网络102可以是因特网、内联网、或任何其它有线、无线或光学网络。连接110将信号从网络102携带到接入点104。设备或进程可被连接到网络102或作为WLAN 120上的UT 106₁-106_N(或经由与之连接)。可连接到或者网络102或者WLAN 120的设备的示例包括电话、个人数字助理(PDA)、各种类型的计算机(膝上型、个人计算机、工作站、任何类型的终端)、诸如HDTV、DVD播放器、无线扬声器、相机、摄录一体机、web摄像头等的媒体设备、以及实际上任何其它类型的数据设备。进程可包括语音、视频、数据通信等。各种数据流可能具有不同的传输要求，这些要求可通过使用不同的QoS技术来容适。

系统100可被部署为具有集中式AP 104。根据一示例，所有UT 106₁-106_N可与AP 104通信。补充或替换地，UT 106₁-106_N中的两个或以上可经由直接对等通信(例如，采用与802.11(e)相关联的直接链路建立(DLS))来通信。接入可由AP 104来管理和/或可以是自组织(ad hoc)的(例如，基于争用的)。

MIMO OFDM系统的接收机使用采样时钟——在本文中有时也称为接收时钟——来从收到的消息分组流恢复码元。码元是在OFDM频调的相位和/或频率中非常精密的差异的基础上来甄别的。MIMO OFDM系统的接收机处的采样时钟并不被锁定到发射机时钟，如此导致使用此采样时钟从收到分组恢复的相位和频率信息将总是包括很小的、但并非无穷小的误差，此误差在收到分组上可能会变动。接收机与发射机之间的这个误差的一个影响是跨诸OFDM频调出现相位斜坡。如果相位斜坡没有被正当地移除，则接收机性能将受损；对于在基于MIMO OFDM的系统中常见的长分组和较高阶正交调幅(QAM)调制——即在相位频率星座内具有许多间隔紧密的频调的那种——尤其如此。此问题表现为无法将允许的频调在星座内空间上靠近的频调区分开。正当地移除相位斜坡的优势在于，MIMO OFDM系统能够在较低SNR较高阶的QAM调制(即，较大规模的频调星座)下工作，并因此能达成较高的总体吞吐量。

用于OFDM系统的进行时基漂移测量的两种示例性方法包括：(i)确定在导频副载波上观测到的相位斜坡；或(ii)从循环前缀与在相关联OFDM码元的末端处相对应采样的共轭的乘积推导出的相关峰值的漂移。

在某些方面中，为了针对相位斜坡进行校正，可应用基于两个相位斜坡估计的相位校正。第一估计可以是测得载波频率偏移(CFO)与载波频率的组合——其用于确定时钟偏移。随后可基于从分组的开端起流逝的时间对每个OFDM码元计算估计的相位斜坡。对载波频率和CFO的测量易于产生某些误差。然而，载波频率测量中的任何误差均将导致估计的相位斜坡中的误差，后者随后可通过从该分组的数据部分的每个OFDM码元上的跟踪导频测量残余相位斜坡来校正。在其它方面中，为了改善长分组情况下的性能，还可使用相位斜坡的移动平均。使用载波测量的优势在于，可在传输的数据部分之前或期间作出估计。

在一些方面中，载波频率偏移测量可在分组的前同步码部分期间作出以公式化对时间漂移的估计，并对该分组的数据部分期间的每个OFDM码元应用该估计。此外，在确定时间漂移上，CFO测量提供比直接测量更大的准确性，0这是由于载波频率远高于系统带宽(或等效地，远高于采样时钟速率)。例如，简单频率偏移测量能够确定+/-1kHz内的频率误差。对于2.4GHz载波频率系统，这等效于0.4ppm的误差。要藉由时域测量达成相同的准确性将要求测量1毫秒分组上0.4纳秒的漂移，这是艰巨得多的任务。

通过移除基于在前同步码期间测得的CFO估计的相位斜坡，并在随后基于两个外导频(频调+/-21)之间的相位斜坡的测量移除任何残余相位斜坡，示例MIMO OFDM系统显示出没有因采样频率偏移而导致的性能降级，从而允许使用高阶的QAM调制。实际上，相位斜坡被缩减至远低于单是载波频率测量将可产生的0.4ppm以下。

此外，在一些方面中，以上办法可利用最低限度的硬件来实现，尤其包括正弦/余弦查找表、cordic函数和乘法器/加法器块。现在将来解释如此结构。

图2图解了根据一个或以上方面的具有时基201的用于相位校正过程200的结构。

在图2的结构中，首先将视为在数据阵发上大致恒定的频率偏移乘以(202)从分组的开头起流逝的时间——例如以4微秒为增量。其结果是此时刻的估计相位斜坡。随后将此估计相位斜坡乘以(203)相位斜坡校正——其被称为残余相位斜坡并且是如现在将描述地来推导的。

将由空间处理器(SPROC)执行的空间乘法的输出乘以(204)与要移除的总相位偏移相关的正弦/余弦值。其结果是相位经校正的输出，其即构成输出并且还被反馈给移除跟踪导频频调调制的模块205。在移除了导频频调调制之后，计算本机振荡器(LO)相位偏移(206)。接下来，从此LO相位偏移计算出残余相位斜坡(207)，例如使用CORDIC加斜坡取平均来计算。如上所指出地，将此残余相位斜坡乘以(203)估计相位斜坡。其结果就是总相位斜坡，然后将该总相位斜坡乘以(208)频调索引——例如在示例性实施例中为-26与+26之间的整数——来产生逐频调变化的时基经调整相位值。

最后，将此LO相位偏移与时基经调整相位值求和，模2π(209)以产生相位偏移。将此相位偏移应用于正弦/余弦查找表以产生应用于乘法器204的正弦/余弦值。

如上所提及的，接收机处的采样时钟没有被锁定到发射机时钟，如此导致时基在此收到分组上漂移。例如，如果此分组是2毫秒长，而时钟误差是40ppm(每端处20ppm)，则在根据802.11成帧的分组上发生80纳秒或即1.6个采样的漂移。这相对于循环前缀而言仍是较小的，因此不需要调整FFT窗口；然而，若用经缩短的循环前缀，则一旦已发生0.5个采样的滑动，优选地应当调整FFT窗口。

所描述的时基漂移导致跨诸OFDM频调的相位斜坡。一个采样的时基滑动导致频带边沿处的频调有几乎180°的相移。为了针对这种相位斜坡进行校正，使用测得的相对于载波频率的频率偏移来确定时钟偏移。随后，可基于从分组的开端起流逝的时间对每个OFDM码元计算估计的斜坡。

频率测量不可避免地包括误差。频率测量中的误差导致相位斜坡校正中的误差。此误差并不是非常大，并且仅当在长分组上和在使用高阶QAM星座的系统中发生相对较大的频率误差时才是显著的。根据一个方面，是从跟踪导频确定此残余相位斜坡。由于外导频(频调+/-21)因相位斜坡而具有3倍误差，因此在相位斜坡计算中仅使用这些导频。

一旦从外导频移除了正如由频率测量确定的均值导频相位(且导频加扰符号和导频21的反相被校正了)，外导频就大致为ae^jx和be^-jx加噪声。因此，可利用等增益组合或其它办法来将一个导频的共轭与另一个导频组合并获得复数值p，

$p=p_{21}+p_{-21}^{*}=(a+b)e^{\mathrm{Jx}}+n,$

其中n为噪声。

由于相位x相当小，因此在数个码元上对此复数值取平均。在模拟中，使用了简单的单极点滤波器来生成取平均的p_ave，

p_ave＝αp+(1-α)p_ave

其中α是2^-4、2^-5或2^-6。

在某些方面中，可对复数值而非相位执行此取平均。这样，减小p的振幅的大噪声值不会使性能降级。由此相位斜坡校正(每频调相位斜坡)是将p_ave的角度除以21。此角度是由CORDIC算法来确定的。

在某些方面中，以上办法可如图5中所示地实施，并且描述如下：

501.从导频p₂₁和p_-21移除平均导频相位。这涉及乘以在此OFDM码元的诸数据频调上所使用的相同相位校正因子。(但是这并非时间关键性的，因此如需要可使用较简单的复数乘法。)

502.将p₂₁与p_-21的共轭相加，对它们进行加权并加到p_ave上。

503.计算p_ave的角度并除以21。

504.对诸数据频调使用此相位斜坡校正值——可能在下一OFDM码元上使用。延迟并非关键性的，因为取平均延及～32个OFDM码元。

图3的框图解了根据一个或以上方面的相位校正过程的实现。自适应相位斜坡校正是总体的示例性时间跟踪处理的一部分。此过程的最终结果是将应用在空间处理器(SPROC)的输出处的相位校正应用到该分组的数据部分的每个OFDM副载波上。

根据图3的框图，图2的结构是使用仅两个复用器301、302、和一个16×16乘法器303连同若干其它组件来实现的，这些组件全部由简单状态机(未示出)控制。现在更详细地描述此实现。

第一复用器301在恒定频率偏移、残余相位斜坡、和LO相位偏移的输入之间加以选择，其中被选择的那一个就是被输入到乘法器303的那一个。第二复用器302在流逝的时间、c₂₁2π、和c2π的输入之间加以选择。使用合适的输入，乘法器303就产生估计相位斜坡和残余相位斜坡值，它们被馈送到加法器304。将它们相加以产生总估计相位斜坡，使用移位和相加305来将其乘以频调值以产生频调经调整的相位(也参看图2，乘法器208与加法器209之间的信号)。将此频调经调整的相位馈送到正弦/余弦查找表(LUT)306，该表的输出被传递给具有接收自SPROC的第二输入的复数乘法器307。

复数乘法器输出307可用于残余相位计算308、311，LO相位计算309、310，或者作为相位经校正数据直接馈送给解码器。

在残余相位计算的情形中，首先跟踪导频符号位被移除，且这四个跟踪导频值被求和(308)。其结果被馈送给CORDIC块311，后者计算出将输入到第一复用器301的LO相位偏移。

在LO相位计算的情形中，计算p₂₁和p_-21的共轭的值之和(309)，更新p_ave的值(310)，并且其结果被馈送给CORDIC块311。CORDIC块311随后计算将输入到第一复用器301的残余相位斜坡。

在某些方面中，在分组的前同步码部分期间测量CFO。此CFO通过在时域信号上工作的NCO被应用以移除发射机与接收机时钟之间的单个恒定频率偏移。在一些方面中，时间跟踪——其也可称为相位校正——处理涉及在分组的数据部分期间计算每个副载波处的相位校正以针对与1)例如相位噪声等的本机振荡器(LO)相位偏移、以及2)相位斜坡相关联的采样频率误差进行校正。

将为SPROC块而来的(复I/Q)QAM码元(在逐频调的基础上)乘以计算出的相位校正因子(复I/Q)，并随后将其发送到解码器块。必要的相位校正因子是在信息频调通过空间处理器被发送之前计算出的，从而允许能在不会造成更多系统延迟的情况下应用相位校正。

根据一个方面，在以下讨论图6中所示的对分组的数据部分中的每个OFDM码元的处理步骤：

601.通过将CFO与从阵发的开始起流逝的时间相乘来每OFDM码元一次地计算估计相位斜坡。

602.(使用移位和相加)将该估计相位斜坡与这四个导频频调(p_-21、p_-7、p₇、p₂₁)的每一个的相应频调索引相乘，并且将结果馈送到正弦/余弦LUT中。

603.随后使用正弦/余弦LUT的输出来校正已由SPROC处理并按次序被传递到相位校正块的这些跟踪导频的相位。

604.将这些相位经校正的跟踪导频求和(首先移除频调p₂₁上的跟踪导频调制)并将其馈送到CORDIC函数中以计算平均跟踪导频相位(也称为LO相位偏移)。

605.将估计相位斜坡与残余相位斜坡(参看以下的608-611)之和(使用移位和相加)与数据频调的每一个的相应频调索引相乘来计算时间经调整的相位。

606.将时基经调整的相位与LO相位偏移求和(模2π)并馈送到正弦/余弦LUT中。

607.随后使用正弦/余弦LUT的输出来校正已由SPROC处理并按次序被传递到相位校正块的信息频调的相位。

608.在信息频调正被处理时，如在以下步骤中所描述地计算更新的残余相位斜坡。

609.从导频p₂₁和p_-21移除估计相位斜坡和平均导频相位。为此，基于预先计算的时基经调整相位(以上602)和此OFDM码元的LO相位偏移计算这两个导频新的相位经校正输出。这涉及每个导频新的正弦/余弦LUT以及与导频数据的复数乘法。

610.将p₂₁与p_-21的共轭相加，对其进行加权并加到p_ave上。

611.计算p_ave的角度并除以21(使用乘法和幂2移位)。

612.对下一OFDM码元上的数据频调使用此相位斜坡校正值(也称为残余相位斜坡)(以上605)。该延迟并非关键性的，因为取平均延及至少32个OFDM码元。

图3中的框图概述了示例性硬件实现的详情。该实现包括允许共享16x16实数乘法器、CORDIC块、正弦/余弦LUT和16 x 16复数乘法器的八步状态机。实数乘法器被用于3个操作；计算估计相位斜坡(CFO x 流逝的时间)、将LO相位偏移换算成周期、以及将残余相位偏移换算成周期，包括除以21。

图4示出了示例性无线通信系统1300。为简洁起见无线通信系统1300描绘了一个接入点和一个接入终端。但是应领会，该系统可包括一个以上的接入点和/或一个以上的终端，其中外加的接入点和/或终端可与下面描述的示例性接入点和终端基本相似或相异。

现参见图4，下行链路上，在接入点1305处，发射(TX)数据处理器1310接收、格式化、编码、交织、并调制(或码元映射)话务数据并提供调制码元(“数据码元”)。码元调制器1315接收并处理这些数据码元以及导频码元并提供码元流。码元调制器1315将数据和导频码元复用并将其提供给发射机单元(TMTR)1320。每一传送码元可以是数据码元、导频码元、或零值信号。导频码元可在每一码元周期里被连续发送。导频码元可被频分复用(FDM)、正交频分复用(OFDM)、时分复用(TDM)、频分复用(FDM)、或码分复用(CDM)。

TMTR 1320接收码元流并将其转换成一个或以上模拟信号并进一步调理(例如，放大、滤波、以及上变频)这些模拟信号以生成适合在该无线信道上传输的下行链路信号。此下行链路信号随即通过天线1325向诸终端发射。在终端1330处，天线1335接收下行链路信号并将接收到的信号提供给接收机单元(RCVR)1340。接收机单元1340调理(例如，滤波、放大、以及下变频)接收到的信号并将经调理的信号数字化以获得采样。码元解调器1345解调接收到的导频码元并将其提供给处理器1350作信道估计。码元解调器1345进一步从处理器1350接收针对下行链路的频率响应估计，对接收到的数据码元执行数据解调以获得数据码元估计(其为对传送的数据码元的估计)，并将这些数据码元估计提供给RX数据处理器1355，后者解调(即，码元解映射)、解交织、并解码这些数据码元估计以恢复出所传送的话务数据。由码元解调器1345和RX数据处理器1355进行的处理与接入点1305处分别由码元调制器1315和TX数据处理器1310进行的处理互补。

在上行链路上，TX数据处理器1360处理话务数据并提供数据码元。码元调制器1365接收这些数据码元并将其与导频码元复用，执行调制，并提供码元流。发射机单元1370然后接收并处理此码元流以生成上行链路信号，此信号由天线1335向接入点1305发射。

在接入点1305处，来自终端1330的上行链路信号被天线1325接收到，并由接收机单元1375处理以获得采样。码元解调器1380随即处理这些采样并提供收到导频码元和针对该上行链路的数据码元估计。RX数据处理器1385处理这些数据码元估计以恢复出终端1330所传送的话务数据。处理器1390对在上行链路上传送的每一活跃终端执行信道估计。多个终端可在上行链路上于其各自被指派的导频子带集上并发地传送导频，其中诸导频子带集可被交织。

处理器1390和1350分别指导(例如，控制、协调、管理等)接入点1305和终端1330处的操作。可使相应各处理器1390和1350与存储程序代码和数据的存储器单元(未图示)相关联。处理器1390和1350还可执行推导分别针对上行链路和下行链路的频率和冲激响应估计的计算。此外，处理器1390和1350可基于包含在存储器中的指令执行如本文中例如参照图1-3所描述的相位校正。

可使用称为判决指导式相位估计的另一种技术——无论有或没有单独的如上所述的频率校正。判决指导式相位估计还进行粗校正继之以细校正。现在描述判决指导式相位估计。

在MIMO OFDM系统中，每个数据OFDM码元包含数据副载波和导频副载波。导频副载波携带为发射机和接收机双方所已知的码元。相位估计可通过解调收到信号并将收到码元估计比对已知的发射码元来从导频码元获得，如下：

$\widehat{\mathrm{\θ}}={\tan }^{-1}\left(p^{*}\hat{p}\right)$

其中

·p为已知的传送导频码元，

·

为接收机处对此导频码元的估计，以及

·

为相位的估计。

·当有一个以上的导频码元可用时，将已知码元与收到码元的点积在所有维上求和，其中维可以是副载波、空间流等。例如，如果OFDM码元包含N_P个导频码元，则相位估计将如下获得：

$\widehat{\mathrm{\θ}}={\tan }^{-1}\left(\underset{i=0}{\overset{N_P-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(p_i^{*}\widehat{p_i}\right)\right).$

在MIMO OFDM系统中，导频码元的数目是所有导频副载波(N_{导频副载波})上所有导频流的总和：

其中N_导频流(k)是副载波索引k上导频流的数目。导频流的数目可以是1、等于数据流的数目、max(发射天线数目，接收天线数目)、或与所有这些参数无关。导频流的数目可随副载波不同而不同，或者随OFDM码元不同而不同。在SISO系统中，导频流的数目为1。

导频码元的数目通常远小于数据码元的数目。因此，通过使用数据码元来改善对相位的估计是可能的。数据码元在接收机处是未知的；然而，接收机可通过解调收到数据并对经解调的码元作出硬判决来获得对发射码元的估计。即，接收机基于其就已接收到哪个码元能作出的最佳估计来作出判决。随后，将硬判决比对经解调的码元，并且以与对导频码元相同的方式确定相位估计。例如，如果OFDM码元包含N_S个数据码元，则相位估计将可如下获得：

$\widehat{\mathrm{\θ}}={\tan }^{-1}\left(\underset{i=0}{\overset{N_S-1}{\mathrm{\Σ}}}\left({\tilde{s}}_i^{*}\widehat{s_i}\right)\right)$

其中

·

为对收到码元的估计(例如，由MMSE接收机获得)以及

·

为对作出的硬判决。

可作出硬判决是因为数据率(以及由此所用的星座)是已知的。

在MIMO OFDM系统中，数据码元的数目是所有数据副载波(N_{数据副载据})上所有数据流的总和：

其中N_数据流(k)是副载波索引k上数据流的数目。数据流的数目N_数据流(k)由发射天线数目和接收天线数目的最大者所上限。在SISO系统中，数据流的数目为1。

对于包含数据和导频码元两者的OFDM码元，相位估计是如下通过使用来自这两个源的信息来获得的：

$\widehat{\mathrm{\θ}}={\tan }^{-1}(\underset{i=0}{\overset{N_S-1}{\mathrm{\Σ}}}\left({\mathrm{\μ}}_i{\tilde{s}}_i^{*}\widehat{s_i}\right)+\underset{i=0}{\overset{N_P-1}{\mathrm{\Σ}}}\left({\mathrm{\α}}_i{p}_i^{*}{\hat{p}}_i\right)),$

其中这些求和是在所有维上进行的，即，求和是在所有副载波和空间流上进行的。比例因子μ_i和α_i被分别应用于

和

项以计及信噪比(SNR)中的差异以及作出硬判决时的误差——其可能是逐码元不同的。这些因子一般依赖于SNR和使用中的QAM星座，但是也可随如本领域技术人员可能认为有用的其它参数而变化。关于对

的确定的不正确判决仍可能使结果有偏。更好的比例定标可通过将项和

分成其实部和虚部并应用具有实部和虚部两者——Re(μ_i)、Im(μ_i)、Re(α_i)和Im(α_i)，——的复比例因子以允许

的确定中的误差能够通过调整该项的实分量和虚分量的相对比例定标而被移除来达成。

在每个OFDM码元上，如上所描述的获得相位估计，并且收到信号在所有副载波和流上被校正

的量。在相位校正之后，数据副载波被解调(作为一个示例，使用MMSE接收机来解调)并被解码以获得比特判决。

由频率偏移估计中的误差所导致的相位偏移致使有时间上的相位斜坡。因而，在每个OFDM码元处，保持所有先前相位校正的游动总和：

其中

在第一OFDM码元处被初始化为零。在每个OFDM码元上，在MMSE解调和作出硬判决之前，收到信号被校正

的量。

图7中所示的相位估计和校正过程的流程图可概括在以下程序中：

701.初始化：

OFDM码元索引n＝0。

702.将收到OFDM码元被校正

的量。

703.解调导频码元，获得已知传送导频码元与估计导频码元在所有维上的点积和。

704.解调数据码元，对估计码元执行硬判决，获得硬判决与估计码元在所有维上的点积和。

705.对在703和704中获得的复数求和，并获得结果所得的复数的相位

706.将收到OFDM码元被校正此相位的负数的量，解调(MMSE)数据码元并解码。

707.n＝n+1；并且转到702。

注意：每个码元是被相位校正和解码两次——702-704以及705-706。

以上相位估计技术是针对当残余频率偏移误差导致有时间上的相位斜坡时的情形来描述的。然而，此方法也可用于在时间上并不增长、但从一个OFDM码元到下一OFDM码元有随机走动——诸如相位噪声——的相位误差。此外，此技术可与多个流以及这些流上的不同速率联用。

以上方法要求数据码元被解调两次。假定残余频率误差很小，则在OFDM码元n上获得的相位可被应用于OFDM码元n+1。因此，当前OFDM码元将仅被校正

的量而不被校正

的量。为了获得初始OFDM码元上的校正，将从紧邻该分组的该数据部分之前的诸如MIMO训练等的OFDM码元获得相位估计。

因此图8中所示的复杂度降低的相位估计和校正程序将是：

801.初始化；

·

其中是从紧邻此数据之前的OFDM码元获得的相位估计，

·OFDM码元索引n＝0。

802.将收到OFDM码元校正

的量。

803.解调导频码元，获得已知传送导频码元与估计导频码元在所有维上的点积和。

804.解调数据码元，对估计码元执行硬判决，获得硬判决与估计码元在所有维上的点积和。

805.对在803和804中获得的复数求和，并获得结果所得复数的相位

806.解码来自804的经解调数据码元。

807.

n＝n+1；并且转到802。

再次，每个码元被相位校正和解码两次——802-804以及805-806。

当在发射机处使用本征转向时，所创建的多个空间信道具有不同的SNR。结果，获得相位估计的最佳方式是通过进行基于不同流上的SNR的最大比组合(MRC)。此技术是通用的并且对任何传输方案均起作用；当所有流上的SNR相等时，此技术就约简为刚在以上所描述的技术。

进行MRC的一种方式是在每副载波的基础上进行空间流上的组合。结果，所有副载波被同等地处置。对于包含数据和导频码元两者的OFDM码元，相位估计是如下通过使用来自这两个源的信息来获得的：

$\widehat{\mathrm{\θ}}={\tan }^{-1}(\underset{k=0}{\overset{K_S-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{SS}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sqrt{{\mathrm{\γ}}_S(k,i)}}{\sqrt{{\mathrm{\γ}}_{S,\mathrm{TOT}}\left(k\right)}}\left({\tilde{s}}_i^{*}\widehat{s_i}\right)+\underset{k=0}{\overset{K_P-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{PS}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sqrt{{\mathrm{\γ}}_P(k,i)}}{\sqrt{{\mathrm{\γ}}_{P,\mathrm{TOT}}\left(k\right)}}\left(p_i^{*}{\hat{p}}_i\right)),$

其中

·K_S为数据码元副载波的数目，

·N_SS为数据空间流的数目，

·γ_S(k，i)为副载波k的数据空间流i上的数据码元的SNR，

· ${\mathrm{\γ}}_{S,\mathrm{TOT}}\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{SS}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_S(k,i)$ 为副载波k上的在所有数据空间流上求和的总SNR，

·K_P为导频码元副载波的数目，

·N_PS为导频空间流的数目，

·γ_P(k，i)为副载波k的导频空间流i上的导频码元的SNR，

· ${\mathrm{\γ}}_{P,\mathrm{TOT}}\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{PS}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_P(k,i)$ 为副载波k上的在所有导频空间流上求和的总SNR。

MRC的另一种方式是进行诸如空间流和副载波等的所有维上的组合。对于包含数据和导频码元两者的OFDM码元，相位估计如下通过使用来自这两个源的信息来获得：

$\widehat{\mathrm{\θ}}={\tan }^{-1}(\underset{i=0}{\overset{N_S-1}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{{\mathrm{\γ}}_S\left(i\right)}\left({\tilde{s}}_i^{*}\widehat{s_i}\right)+\underset{i=0}{\overset{N_P-1}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{{\mathrm{\γ}}_P\left(i\right)}\left(p_i^{*}{\hat{p}}_i\right)),$

其中γ_S(i)是维i上数据码元的SNR，而γ_P(i)是维i上导频码元的SNR。此相位估计还包括应用于

和

项的比例因子，这可与如在段落[0069]中所描述的类似地理解和变化。

对于包含数据和导频码元两者的OFDM码元，相位估计是如下通过使用来自这两个源的信息来获得的：

$\widehat{\mathrm{\θ}}={\tan }^{-1}(\underset{k=0}{\overset{K_S-1}{\mathrm{\Σ}}}\left({\tilde{s}}_0^{*}\widehat{s_0}\right)+\underset{k=0}{\overset{K_P-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(p_0^{*}{\hat{p}}_0\right)),$

其中这些求和是在所有数据码元副载波和导频码元副载波上执行的，并且仅使用最高模数的码元(由下标0注记)。

由于不同流上的SNR是不同的，因此获得相位估计的另一方式是使用最高SNR的码元，其在本征转向的情形中对应于使用在主本征模上发射的码元。

本文中描述的这些技术可通过各种手段来实现。例如，这些技术可在硬件、软件、或其组合中实现。对于硬件实现，用于作信道估计的各个处理单元可在一个或以上专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、设计成执行本文中描述的功能的其他电子单元、或其组合内实现。

对于软件实现，本文中描述的技术可用执行本文中描述的功能的模块(例如，过程、函数等等)来实现。软件代码可被存储在存储器单元中并由处理器来执行。软件代码可被存储在存储器单元中并例如由硬件的处理器1390和1350来执行。存储器单元可在处理器内实现或外置于处理器，在后一种情形中其可经由本领域中所知的各种手段被通信地耦合到处理器。

在一个或以上示例性实施例中，所描述的功能可在硬件、软件、固件或其任何组合中实现。如果在软件中实现，则这些功能可作为一个或以上指令或代码被存储在计算机可读介质上或在其上被传送。计算机可读介质包括计算机存储介质和通信介质两者，通信介质包括助益于将计算机程序从一个地方传递到另一地方的任何媒介。存储介质可以是可由计算机访问的任何可用介质。作为示例而非限定，这样的计算机可读介质可包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储、磁盘存储或其它磁存储设备、或者可用来携带或存储指令或数据结构形式且可由计算机访问的合需程序代码的任何其它介质。任何连接也正当地被称为计算机可读介质。例如，如果该软件是使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)、或诸如红外、无线电、以及微波等无线技术从web网站、服务器、或其它远程源传送的，则该同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL、或诸如红外、无线电、以及微波等无线技术也被包括在介质的定义之内。如在此所用的碟或盘包括压缩盘(CD)、激光盘、光盘、数字多功能盘(DVD)、软碟和蓝光盘，其中碟通常以磁的方式再现数据，而盘通常用激光以光学方式再现数据。上述的组合也应被包括在计算机可读介质的范围内。

上面已描述的包括了一个或以上实施例的示例。当然，要出于描述前述实施例的目的而描述组件或方法的每一种可构想到的组合是不可能的，并且各个实施例的许多进一步的组合和置换是可能的。相应地，所描述的实施例旨在涵盖落在所附权利要求的精神实质和范围内的所有此类变更、修改和变形。此外，就术语“包括”在本具体说明或所附权利要求书中使用的范畴而言，如此术语旨在以与术语“包含”于权利要求中被用作过渡词时所解释的相类似的方式作可兼之解。

Claims (22)

1.一种在无线设备处进行相位校正的方法，包括：

估计分组的数据部分中的OFDM码元的相位斜坡；

测量所述分组的所述数据部分中所述OFDM码元的残余相位斜坡；以及

基于所述相位斜坡和所述残余相位斜坡调整相位校正。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述调整还包括：

基于所述相位斜坡的移动平均进行调整。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述估计还包括：

测量从所述分组的开始时间起流逝的时间。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述测量残余相位斜坡还包括：

从跟踪导频提取相位信息。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述估计还包括：

将收到导频码元的估计与已知的传送导频码元作比较。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括：

估计未知的数据码元；

从所估计的数据码元获得估计相位调整；以及

在调整所述相位校正之前先应用所述估计相位调整。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述测量还包括：

从收到导频码元移除平均导频相位；

形成收到导频码元的共轭；

将所述共轭与所述收到导频码元相组合；

对所述经组合的共轭和收到导频码元进行加权；

计算角度信息；并且其中所述调整还包括：

使用所述角度信息来校正在包括所述收到导频码元的阵发期间收到的分组。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述测量还包括：

从收到数据码元移除平均相位；

形成收到数据码元的共轭；

将所述共轭与所述收到数据码元相组合；

对所述经组合的共轭和收到数据码元进行加权；

计算角度信息；并且其中所述调整还包括：

使用所述角度信息来校正在包括所述收到数据码元的阵发期间收到的分组。

9.一种配置成执行权利要求1的方法的电子设备。

10.一种包括在由计算机执行时使所述计算机执行操作的指令的计算机可读介质，所述指令包括：

用于基于从分组的开始起流逝的时间估计所述分组的数据部分中的OFDM码元的相位斜坡的指令；

用于从所述分组的所述数据部分中所述OFDM码元的跟踪导频测量残余相位斜坡的指令；以及

用于基于所述相位斜坡和所述残余相位斜坡调整相位校正的指令。

11.一种用于在无线设备处执行相位校正的装置，包括：

用于基于从分组的开始起流逝的时间估计所述分组的数据部分中的OFDM码元的相位斜坡的装置；

用于从所述分组的所述数据部分中所述OFDM码元的跟踪导频测量残余相位斜坡的装置；以及

用于基于所述相位斜坡和所述残余相位斜坡调整相位校正的装置。

12.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述用于调整的装置还包括：

用于基于所述相位斜坡的移动平均进行调整的装置。

13.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述用于估计的装置还包括：

用于测量从所述分组的开始时间起流逝的时间的装置。

14.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述用于测量残余相位斜坡的装置还包括：

用于从跟踪导频提取相位信息的装置。

15.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述用于估计的装置还包括：

用于将收到导频码元的估计与已知的传送导频码元作比较的装置。

16.如权利要求15所述的装置，其特征在于，所述用于测量残余相位斜坡的装置还包括：

用于估计未知的数据码元的装置；

用于从所估计的数据码元获得估计相位调整的装置；以及

用于在调整所述相位校正之前先应用所述估计相位调整的装置。

17.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述用于测量的装置还包括：

用于从收到导频码元移除平均导频相位的装置；

用于形成收到导频码元的共轭的装置；

用于将所述共轭与所述收到导频码元相组合的装置；

用于对所述经组合的共轭和收到导频码元进行加权的装置；

用于计算角度信息的装置；并且其中所述调整还包括：

用于使用所述角度信息来校正在包括所述收到导频码元的阵发期间收到的分组的装置。

18.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述用于测量的装置还包括：

用于从收到数据码元移除平均相位的装置；

用于形成收到数据码元的共轭的装置；

用于将所述共轭与所述收到数据码元相组合的装置；

用于对所述经组合的共轭和收到数据码元进行加权的装置；

用于计算角度信息的装置；并且其中所述调整还包括：

用于使用所述角度信息来校正在包括所述收到数据码元的阵发期间收到的分组的装置。

19.一种用于在无线设备处执行相位校正的装置，包括：

至少一个配置成调整对收到信号的相位校正的处理器，所述至少一个处理器被配置成基于相位斜坡和残余相位斜坡调整所述相位校正：其中所述至少一个处理器被配置成基于从分组的开始起流逝的时间估计所述分组的数据部分中的OFDM的所述相位斜坡，以及从所述分组的所述数据部分中所述OFDM码元的跟踪导频测量残余相位斜坡；以及

耦合到所述至少一个处理器的存储器。

20.如权利要求19所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置成基于所述相位斜坡的移动平均进行调整。

21.如权利要求19所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置成通过从跟踪导频提取相位信息来测量所述残余相位斜坡。

22.如权利要求19所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置成将收到导频码元的估计与已知的传送导频码元作比较。

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