CN101430867A - 用于显示装置的驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于显示装置的驱动电路，该驱动电路包括：第一选择电路，被构造为基于图像数据从多个电压中选择二元电压，以将其输出到第一节点作为第一选择电压以及输出到第二节点作为第二选择电压；第一缓冲器，被构造为接收第一选择电压；第二缓冲器，被构造为接收第二选择电压。分压电路被构造为产生在第一缓冲器的输出电压和第二缓冲器的输出电压之间的多个插值电压。第二选择电路被构造为基于图像数据的一部分从多个插值电压和第一选择电压中选择一个电压，以将其输出到第三节点作为第三选择电压。第一控制电路被构造为基于图像数据的一部分来控制第一缓冲器和第二缓冲器。

Description

用于显示装置的驱动电路

技术领域

本发明涉及一种用于显示装置的驱动电路，并涉及一种用于将分离/合成型D/A转换器电路或输出缓冲器中产生的误差电压相对于时间求平均的技术。

背景技术

具有布置成矩阵的矩阵型显示面板是最典型的显示装置之一。矩阵型显示面板设置有：扫描线，对应于像素的行；数据线，提供有与像素的灰度对应的显示信号(灰度电压、灰度电流)。像素设置在扫描线和数据线的交叉点，且像素包括作为开关元件的TFT(薄膜晶体管)和像素电极。在液晶显示面板中，液晶填充像素电极和公共电极之间的空间，其中，公共电极与像素电极相对。

在液晶显示面板中，为了抑制液晶材料的劣化，采用了反转驱动系统，在反转驱动系统中，施加到像素的电压的极性被反转。换言之，以交流方式来驱动像素。

在以多个灰度电压来控制亮度(透光率)的幅度调制中，根据图像数据的位数增加，D/A转换器电路的数目增加。出于该原因，公知的是分离/合成型D/A转换电路，如在日本专利申请公开(JP-A-Heisei9-258695A)中所描述的，该转换电路将图像数据划分成高位和低位。

在日本专利申请公开(JP-A-Heisei 9-258695A)中，第一选择电路根据上图像数据从多个电压中选择第一电压和第二电压。分压电路产生多个插值电压来作为第一电压和第二电压之间的电压。第二选择电路根据图像数据的低位部分从多个插值电压中选择单个电压。接收第一电压的第一缓冲器和接收第二电压的第二缓冲器设置在第一选择电路和分压电路之间。

设置第一缓冲器和第二缓冲器的原因在于防止输出电压由于第一选择电路的开关的电阻依赖性(resistance dependency)而波动。第一选择电路的开关包括n型晶体管和p型晶体管的转换开关，开关的ON(接通)电阻根据输入电压而变化。另一个原因在于当输出灰度的数目在驱动器IC之间不同时造成了串扰。

然而，如果第一缓冲器和第二缓冲器的误差电压大时，则不可能得到单调递增的特性。另外，由于第一缓冲器和第二缓冲器的操作电流，导致消耗的功率增大。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种用于显示装置的驱动电路，在该驱动电路中，即使第一缓冲器和第二缓冲器的误差电压扩大也可以得到单调递增的特性。

本发明的目的在于提供一种用于显示装置的驱动电路，该驱动电路可以降低功耗。

在本发明的一方面中，用于显示装置的驱动器电路包括：第一选择电路，被构造为基于图像数据从多个电压中选择二元电压，并将其输出到第一节点作为第一选择电压输出到第二节点作为第二选择电压；第一缓冲器，被构造为接收第一选择电压；第二缓冲器，被构造为接收第二选择电压。分压电路被构造为产生在所述第一缓冲器的输出电压和所述第二缓冲器的输出电压之间的多个插值电压。第二选择电路被构造为基于图像数据的一部分从多个插值电压和第一选择电压中选择一个电压，以将其输出到第三节点作为第三选择电压。第一控制电路被构造为基于图像数据的一部分来控制所述第一缓冲器和所述第二缓冲器。

在本发明中，分离/合成型D/A转换器电路的第一缓冲器和第二缓冲器的偏移电压每个预定时期地进行切换。由于提供到像素的显示信号被关于时间求平均并接近于理想电压，因此使得可以得到单调递增的特性。另外，即使在输出缓冲器中存在增益变化，通过每个预定的时期切换增益，可以将显示信号关于时间求平均，以使其仅接近于理想电压。此外，驱动电路的误差电压空间扩散到面板上，以抑制闪烁的产生。因此，可以得到精良的画面品质。

另外，当图像数据的一部分是指定数据时，通过使第一缓冲器或第二缓冲器无效来切断流过电阻串电路的电流，功耗得以降低。此外，停止第一切换电路的操作，以降低用于开关操作的功耗。

除此之外，输出缓冲器的增益大于“1”，从而D/A转换器电路的电压可以降低。结果，D/A转换器的功耗和尺寸可以减小。

附图说明

从结合附图的对特定实施例的下面的描述中，本发明的以上和其它目的、优点和特征将更清楚，其中：

图1是显示装置的框图；

图2是示出了根据本发明的第一实施例的用于显示装置的驱动电路的电路图；

图3是示出了在第一实施例中的驱动电路的细节的电路图；

图4是示出了在第一实施例中的驱动电路的第一控制电路的电路图；

图5是示出了通过驱动电路的D/A转换器电路产生的插值电压是理论上理想的电压的电压图；

图6是示出了液晶的透射率-电压特性的图示；

图7是示意性示出了第一实施例中的像素的极性和偏移电压的切换状态的图示；

图8A至图8D是图7所示的操作的时序图；

图9是示意性示出了第一实施例中的像素的状态的图示；

图10是根据本发明的第二实施例的驱动电路中的输出缓冲器的电路图；

图11A和图11B是示意性示出了第二实施例中的输出缓冲器的增益控制操作的电路图；

图12A和图12B是示意性示出了第二实施例中的输出缓冲器的增益控制操作的电路图；

图13是示出了根据本发明的第三实施例的驱动电路的电路图；

图14A和图14B是示出了根据第三实施例的显示信号和图像数据之间的关系的图示；

图15是示出了根据第三实施例的驱动电路中的灰度电压产生电路的电路图；

图16是示意性示出了根据第三实施例的像素的显示状态的图示；

图17A至图17I是图16所示的状态下的各种信号的时序图；

图18是示意性示出了第三实施例中处于2H点反转驱动的像素的显示状态的图示；

图19是示意性示出了第三实施例中处于列反转驱动的像素的显示状态的图示；

图20是示出了第三实施例中的驱动电路的输出缓冲器的另一电路图；

图21A和图21B是示出了第三实施例中的输出缓冲器的输入/输出特性的图示；

图22是根据本发明的第四实施例的驱动电路的电路图；

图23是示出了根据本发明的第五实施例的驱动电路的电路图；

图24是示出了有机EL的亮度-灰度特性的曲线图；

图25是示出了第三节点处的输出电压和图像数据之间的关系的表格；

图26是示出了液晶的透射率-电压特性的曲线图；

图27是示出了本发明的更改中的驱动电路的灰度电压产生电路的构造的电路图；

图28是示出了主IC和从IC的布线的连接状态的图示。

具体实施方式

下文中，将参照附图来描述本发明的应用到显示装置的驱动电路。应该注意的是，在附图中，相同或相似的参考标号应用到相同或相似的组件。另外，用所需要应用的后缀来识别多个相同的组件。然而，当不必要将这些组件彼此区分时，省略了后缀。

[第一实施例]

图1是显示装置100的框图。显示装置100包括至少显示面板1、扫描线驱动电路2和数据线驱动电路3。在显示面板1上，多条扫描线4沿着行方向布置，多条数据线5沿着列方向布置。像素6设置在扫描线4和数据线5之间的交叉点。虽然没有示出，但是每个像素6包括TFT元件、像素电极和与像素电极相对的公共电极。液晶材料或有机EL材料填充像素电极和公共电极之间的空间。另外，数据线驱动电路3根据图像数据向每条数据线提供显示信号(灰度电压)，并且与图像数据对应的灰度电压被写入到被扫描线驱动电路2激活的扫描线上的每个像素。

在小尺寸的液晶显示面板中，数据线驱动电路3集成在单个的半导体芯片(驱动器IC)上，并且安装在形成有像素的显示面板1上。在许多情况下的扫描线驱动电路2形成在集成有数据线驱动电路3的驱动器IC上，或者形成在显示面板1上。在大尺寸的液晶显示面板中，由于存在大量的像素，因此难以将所有的数据线驱动电路集成在单个的IC驱动器上。通常，使用多个驱动器IC。驱动器输出端X通过各向异性导电膜(ACF)连接到数据线5。

在液晶显示面板中，相对于公共电极的电压(Vcom)的正极性的灰度电压和负极性的灰度电压每帧交替地提供到每个像素6的像素电极。在下面的描述中，简短地描述为“像素的极性的反转”。另外，相对于公共电极的电压“Vcom”的正极性的灰度电压和负极性的灰度电压被分别表示为“+”和“-”。公共电极的电压“Vcom”的极性对于每条扫描线被反转的驱动方法被称作线反转驱动方法，公共电极的电压“Vcom”的极性对于每帧被反转的驱动方法被称作帧反转驱动方法。在公共电极电压“Vcom”的固定状态下，对于每条扫描线在相邻的数据线之间灰度电压的极性不同的驱动方法被称作点反转驱动方法，对于每帧在相邻的数据线之间灰度电压的极性不同的驱动方法被称作列反转驱动方法。将通过利用线反转驱动方法作为示例来描述本实施例。“一帧”包括从顶部到底部的扫描线。在隔行扫描的情况下，一帧被划分为奇数半帧和偶数半帧。

在本发明中，假设一个像素的图像数据由N位组成，所述N位包括作为高位部分的(N-M)位和作为低位部分的M位(M和N是自然数)。另外，包括MSB的高位部分的K位部分被称作高K位部分(K是自然数且满族K<N-M)。此外，按十六进制符号来表示图像数据。这里，“00000000”被表示为“00h”，“1111111”被表示为“FFh”。在下面的描述中，假设N＝8、M＝2和K＝3的情况。假设图像数据为8位(D7、D6、D5、D4、D3、D2、D1、D0)，最高有效位(MSB)是D7，最低有效位(LSB)是D0。另外，为了简化描述，将描述用于单个输出的驱动电路。

图2是示出了根据本发明的第一实施例的显示装置的驱动电路中包括的数模(D/A)转换器电路10的电路图。根据第一实施例的驱动电路包括D/A转换器电路10、数据锁存电路20和驱动器输出端X。此外，输出缓冲器13和输出开关19也集成在驱动器IC上，虽然没有示出，但是公知的移位寄存器电路、数据寄存器电路、电平转换电路、灰度电压产生电路和电源电路也集成在驱动器IC上。

D/A转换器电路10是分离/合成型D/A转换器电路，包括第一选择电路16、第一缓冲器11、第二缓冲器12、电阻串电路15、第二选择电路17和第一控制电路18。用于驱动显示装置的数据线的D/A转换器电路需要具有单调递增的特性和小的电压变化。

图3是示出了D/A转换器电路10的第一缓冲器11、第二缓冲器12、电阻串电路15和第二选择电路17的细节的电路图。参照图2和图3，通过灰度电压产生电路来产生多个电压(V0～V255)，并且这多个电压被提供到第一选择电路16。第一选择电路16根据锁存到数据锁存电路20中的图像数据，从多个电压(V0～V255)中选择两个电压，将所选择的电压输出到第一节点N1作为第一选择电压VL，并输出到第二节点N2作为第二选择电压VH。第一选择电压被提供到第一缓冲器11，并且第二选择电压被提供到第二缓冲器12。

第一缓冲器11是可以改变偏移电压的电压跟随器。通过切换第一切换电路中的开关41L～44L和45L～48L，改变偏移电压。通过开关操作，差分对部分的晶体管31L用作正相输入端和反相输入端中的一个，差分对部分的晶体管32L用作另一个。例如，在A状态，开关41L～44L处于OFF状态，开关45L～48L处于ON状态。假设A状态下的偏移电压是“+e1”。在B状态下，开关41L～44L处于ON状态，开关45L～48L处于OFF状态。此时，B状态下的偏移电压是“-e1”。

与第一缓冲器11一样，第二缓冲器12也是可以改变偏移电压的电压跟随器。通过切换第一切换电路中的开关41H～44H和45H～48H来改变偏移电压。通过切换操作，差分对部分的晶体管31H用作正相输入端和反相输入端中的一个，差分对部分的晶体管32H用作另一个。例如，在A状态下，开关41H～44H处于OFF状态，开关45H～48H处于ON状态。在这种情况下，假设A状态下的偏移电压是“-e2”。在B状态下，开关41H～44H处于ON状态，开关45H～48H处于OFF状态。在这种情况下，B状态下的偏移电压是“+e2”。以这种方式，因为偏移电压的极性被反转，所以被描述为用于改变第一缓冲器11和第二缓冲器12的偏移电压的“偏移电压的极性的反转”。另外，假设第一切换电路采用A状态和B状态中的一个。

电阻串电路15包括串联连接的多个电阻61～64。作为第四节点N4的电阻串电路15的一端连接到第一缓冲器11的输出端，作为第五节点N5的电阻串电路15的另一端连接到第二缓冲器12的输出端。电阻串电路15产生在第一缓冲器11的输出电压和第二缓冲器12的输出电压之间的电压范围内的多个插值电压。理想的插值电压是“VL+(VH-VL)/4”、“VL+2(VH-VL)/4”和“VL+3(VH-VL)/4”。各个电阻的电阻值r被设计成相同的。短语“被设计成相同的”意味着，虽然值被设计成相同的，但是由于制造变化，导致实际上存在大小为若干百分比的相对误差。因此，极少具有相同的值。

来自D/A转换器电路或输出缓冲器的输出电压和理想输出电压之间的电压差被称作误差电压。在D/A转换器电路10中，由于第一缓冲器11和第二缓冲器12中的偏移电压变化和增益变化导致产生误差电压，且由于电阻串电路15中的电阻变化导致产生误差电压。由于第一缓冲器11和第二缓冲器12是电压跟随器(增益＝1)，从而增益几乎没有变化，“误差电压≈偏移电压”。在输出缓冲器中，由于偏移电压变化导致产生误差电压，且由于增益变化导致产生误差电压。

作为抵消缓冲器的偏移电压的方法，存在数字方法和模拟方法。在数字方法中，对缓冲器的偏移电压进行A/D转换，以将其存储为数字校正数据，该数字校正数据被以数字方式加到数字输入图像数据。在模拟方法中，缓冲器的偏移电压被存储在电容器中，并被以模拟方式加到输入灰度电压中。数字方法需要用于存储数字校正数据的电路和用于计算数字数据的电路，从而增大了电路规模。模拟方法的问题在于：由于开关和电容的漏电流以及开关噪声导致电压变化。

在本实施例中，偏移电压的极性被反转来求偏移电压相对于时间的平均值，从而抵消D/A转换器电路的误差电压。参照图5，描述为：D/A转换器10产生的插值电压是理论上理想的电压。如以上的示例中所描述的，假设在A状态下，第一缓冲器11具有偏移电压“+e1”且第二缓冲器12具有偏移电压“-e2”，而在B状态下，第一缓冲器11具有偏移电压“-e1”且第二缓冲器具有偏移电压“+e2”。当两个低位是“01”时，选择电阻61和电阻62之间的连接点处的电压，并且在A状态下用等式(1)以及在B状态下用等式(2)来表示此时的电压。

Va＝(VL+e1)+{(VH-e2)-(VL+e1)}/4     (1)

Vb＝(VL-e1)+{(VH+e2)-(VL-e1)}/4     (2)

(Va+Vb)/2                           (3)

由等式(3)来得到平均电压。通过将等式(1)和等式(2)代到等式(3)，得到等式“VL+(VH-VL)/4”。这是上述的理想电压。当两个低位是“10”或“11”时类似。这可以在其中通过将虚线和交替的长短线求平均而得到实线(理想电压)的图5的图示中表示。

返回图3，第二选择电路17包括四个开关51～54。在这四个开关51～54中，除了开关51之外的开关52、53和54连接到电阻串电路15的电阻的连接点，且插值电压提供到此。开关51设置在第一节点N1和第三节点N3之间。四个开关51～54以如下的方式来控制：这些开关中的一个根据包括最低有效位(D0)的图像数据的两个低位(D1、D0)来接通，与接通的开关对应的选择电压被输出到第三节点N3作为第三选择电压。当两个低位为“00”时，开关51根据图像数据的两个低位来接通；当两个低位为“01”时，开关52接通；当两个低位为“10”时，开关53接通；当两个低位是“11”时，开关54接通。在利用图像数据选择开关51的情况下，不包括第一缓冲器11、第二缓冲器12和电阻串电路15中产生的误差电压。在本实施例中，由于利用了图像数据的两个低位，因此电阻串电路15和第二选择电路17包括四个电阻61～64和四个开关51～54。然而，位数不限于两个，可使用一位、三位或更多位。当利用三位时，可以设置八个电阻和八个开关(2³＝8)；当利用四个低位时，可设置十六个电阻和十六个开关(2⁴＝16)。

图25示出了输出到第三节点N3的电压和图像数据之间的关系。液晶显示面板的透射率-电压特性是非线性形式，从而可被分为I区、II区和III区这三个区域，如图6所示。I区和III区是非线性(饱和)区，并且电压间隔相对于透射率不是恒定的。因此，没有选择任何插值电压，开关51接通，从而直接向第三节点N3输出电压V0、V1...、V30、V31、V224、V225...、V254和V255中所选择的一个。基于包括最高有效位(D7)的三个高位(D7、D6、D5)来确定区是饱和区还是线性区。当三个高位是“000”或“111”时，确定是饱和区。II区是线性区，电压V32、V36...、V116和V220中所选择的一个或插值电压中的一个输出到第三节点N3。例如，当第一选择电路16所选择的相邻的两个电压是V32和V36时，插值电压的理想电压是“V33＝V32+(V36-V32)/4”、“V34＝V32+2(V36-V32)/4”和“V35＝V32+3(V36-V32)/4”。

除了上述插值电压之外的灰度电压由灰度电压产生电路(未示出)来产生。多个基准电压提供到灰度电压产生电路，通过电阻串电路来分配多个基准电压以产生期望的灰度电压。灰度电压产生电路产生I区的32个灰度电压V0、V1...、V30和V31、II区的48个灰度电压V32、V36...、V116和V220以及III区的32个灰度电压V234、V225...、V254和V255。在大尺寸的液晶显示面板中，在大多数情况下，在驱动器IC外部产生基准电压。同时，根据提供到小尺寸的液晶显示面板中的驱动器IC的电源电压来产生所有的基准电压。

图4是示出了第一控制电路18的电路图。第一控制电路18控制第一缓冲器11、第二缓冲器12和第二选择电路17。图像数据的三个高位(D7、D6、D5)和两个低位(D1、D0)被提供到第一控制电路18，并且第一控制电路18输出信号S1、S2、S3和S4。另外，第一控制电路18接收偏移电压控制信号OFC(下文中，被简称为信号OFC)、反转信号REV、信号SA1以及产生信号SA1、SB1、SA2和SB2。

响应于信号SA1来控制第一缓冲器11中的第一切换电路的开关41L、42L、43L和44L。响应于信号SB1来控制第一缓冲器11的开关45L、46L、47L和48L。响应于信号SA2来控制第二缓冲器12的开关41H、42H、43H和44H。响应于信号SB2来控制第二缓冲器12的开关45H、46H、47H和48H。即，可以单独地控制第一缓冲器11的偏移电压和第二缓冲器12的偏移电压。响应于信号OFC，状态在A状态和B状态之间切换，其中在A状态下，开关41L～44L和41H～44H关闭且开关45L～48L和45H～48H接通，在B状态下，开关41L～44L和41H～44H接通且开关45L～48L和45H～48H关闭。响应于反转信号REV，第二缓冲器12的偏移开关操作被反转。由此，当第一缓冲器11中的第一切换电路被设置为A状态(或B状态)时，第二缓冲器12中的第一切换电路可以被设置为B状态(或A状态)。由于缓冲器11和缓冲器12的偏移电压可以被独立地控制，所以，如果以缓冲器11的偏移电压的极性和缓冲器11的偏移电压的极性彼此不同的方式进行控制，与相同极性的偏移电压的情形相比，在插值电压中的偏移电压可以更小。具体地，如上所述，在A状态下，缓冲器11的偏移电压是正极性的+e1，并且缓冲器12的偏移电压是负极性的-e2。在A状态下的插值电压由虚线表示。在B状态下，缓冲器11的偏移电压是负极性的-e1，并且缓冲器12的偏移电压是正极性的+e2。在B状态下的插值电压由交替的长短线表示。当偏移电压具有相同极性时的插值电压由交替的一长两短线表示。明显的是，在交替的两长两短线之间具有虚线和交替的长短线，并且插值电压小。如果e1＝e2，插值电压的偏移电压在两低位为“10”的情况下为零。

当两个低位为“00”时，信号S1被激活以接通开关51；当两个低位为“01”时，信号S2被激活以接通开关52；当两个低位为“10”时，信号S3被激活以接通开关53；当两个低位为“11”时，信号S4被激活以接通开关54。另外，当三个高位为“000”或“111”时，不管两个低位为何，信号S1被激活以接通开关51。另外，当信号S1被激活时，连接在第二缓冲器12的输出晶体管36H中的源极电极和栅极电极之间的晶体管37H接通，从而输出晶体管36H关闭，并且流过电阻串电路15的电流被切断。另外，当第一缓冲器11和第二缓冲器12中的第一切换电路的所有开关41L～48L和41H～48H关闭时，开关操作停止，以降低由于偏移电压开关操作导致的功耗。为了切断流过电阻串电路15的电流，至少第二缓冲器12的输出晶体管36H或第一缓冲器11的输出晶体管36L关闭。另外，通过切断流过晶体管35L和晶体管35H的偏置电流，可以进一步地降低功耗。

当第一选择电路16以下面的方式选择第一选择电压VL和第二选择电压VH时，即，第一选择电压VL总小于第二选择电压VH，第一缓冲器11可以是只降放大器(reducing-only amplifier)，第二缓冲器12可以是只增放大器(increasing-only amplifier)。如图3所示，在第一缓冲器11的输出级没有与高电源电压VDD1连接的元件，在第二缓冲器12的输出级没有与低电源电压VSS1连接的元件。因此，可以减少第一缓冲器11和第二缓冲器12的元件的数量，从而其尺寸可以减小且功耗可以降低。

接着，将描述流过电阻串电路15的电流的路线。电流流过的路线为：高电源电压VDD1→晶体管36H→电阻串电路15→晶体管36L→低电源电压VSS。第一缓冲器11、第二缓冲器12和输出缓冲器13的输入阻抗非常大且被等效为电容。因此，在稳定的状态下，“流过电阻串电路15的电流Istr＝流过晶体管36H的电流＝流过晶体管36L的电流”。假设电阻串电路15的总电阻值是“Rstr”，电流可以用下面的等式来表示：

Istr＝(VH-VL)/Rstr

假设开关51～54中的每个的ON电阻值是“Ron”且第三节点N3的电容值是“Cn3”，中间电压“{VL+1/2(VH-VL)}”的时间常数τ可以用下面的等式来表示：

τ＝(Rstr/2+Ron)×Cn3

在大尺寸的液晶显示面板的情况下，输出缓冲器设置在第三节点N3和驱动器输出端之间。为了不造成由于波形钝度(waveformdullness)引起的显示不均匀，优选地将时间常数设置为等于或小于“τ＝1/(一个水平同步周期)”。在小尺寸的液晶显示面板的情况下，不需要输出缓冲器。在QGVA(240RGB×320像素)的情况下，一个水平同步周期大约是50μsec，数据线的寄生电容和大约20pF一样小。假设“τ＝5μsec”且“Cn3＝20pF”，则满足下面的关系：

(Rstr/2+Ron)＝5μsec/20pF＝250kΩ

当数据线的寄生电阻、输出开关19的ON电阻和第二选择电路17的ON电阻之和被设置为200kΩ时，可以得到下面的关系：Rstr＝100kΩ，“VH-VL”最大是大约50mV，从而流过电阻串电路15的电流“Istr”大约是0.5μA(Istr＝50mV/100kΩ)。

如上所述，当图像数据的一部分是上述指定数据时，D/A转换器电路10接通直接将第三节点N3连接到第一节点N1的开关51，其中，第一选择电压从第一节点N1输出。同时，通过关闭第一缓冲器11的输出晶体管36L或第二缓冲器12的输出晶体管36H，D/A转换器电路10切断流过电阻串电路15的电流，以停止偏移电压开关操作，。由此，可以降低由于开关操作导致的消耗的电流。此外，由于第一缓冲器11和第二缓冲器12没有作用，因此没有包括误差电压。

另外，即使图像数据的一部分是除了指定数据之外的数据，当通过将第一缓冲器11和第二缓冲器12的偏移电压的极性反转来求插值电压相对于时间的平均值时，插值电压代表理想电压。因此，第一选择电压VL和多个插值电压的关系表现出单调递增的特性。

在本实施例中，输出缓冲器13是正相输入端连接到第三节点N3且反相输入端连接到输出端的电压跟随器。输出缓冲器13产生偏移电压e3。当单条信号线被单个缓冲器驱动时，通过对正极性的电压和负极性的电压求平均，来抵消输出缓冲器13的偏移电压。例如，当提供到输出缓冲器13的正极性的电压是“Vp”时，从输出缓冲器13输出的电压是“Vp+e3”。另外，当提供到输出缓冲器13的负极性电压是“Vn”时，从输出缓冲器13输出的电压是“Vn+e3”。如果在应用正极性电压的情况下的公共电极电压“Vcom”是“Vcp”且在应用负极性电压的情况下的公共电极电压“Vcom”是“Vcn”，提供到像素的平均电压可以用下面的等式(4)和(5)来表示：

{(Vp+e3)-Vcp+Vcn-(Vn+e3)}/2      (4)

＝(Vp-Vcp+Vcn-Vn)/2              (5)

根据等式(5)，输出缓冲器13的偏移电压e3理论上被抵消。即，即使在缓冲器13中存在偏移电压，该偏移电压也被抵消。因此，不需要校正电路。

为了抵消D/A转换器电路10的误差电压e和输出缓冲器13的误差电压d，每四帧作为一个循环，对提供到每个像素的灰度电压相对于时间求平均。为了简化描述，假设提供到输出缓冲器13并排除了D/A转换器电路10的误差电压的正极性电压是“Vp”，负极性电压是“Vn”，在A状态下D/A转换器电路10的误差电压是“+e”，且B状态下的D/A转换器电路10的误差电压是“-e”。当第一缓冲器11和第二缓冲器12的偏移电压的极性被反转时，从输出缓冲器13输出两个正极性电压和两个负极性电压带有误差电压d，两个正极性电压是“Vpa＝Vp+e+d”和“Vpb＝Vp-e+d”，两个负极性电压是“Vna＝Vn+e+d”和“Vnb＝Vn-e+d”，通过代到下面的等式(6)中来得到与等式(5)相同的等式，其中，等式(6)用于计算这四帧的平均电压。因此，D/A转换器电路10的误差电压e和输出缓冲器13的误差电压d被如下地抵消：

{(Vpa-Vcp)+(Vpb-Vcp)+(Vcn-Vna)+(Vcn-Vnb)}/4    (6)

如上所述，即使用于驱动每条数据线的驱动电路的输出电压变化，因为通过在利用四帧作为一个循环的同时重复地驱动数据线以对施加到每个像素的电压求平均，因此可以抑制显示不均匀。然而，当帧频小时，驱动电路的误差电压可以被表现为闪烁。因此，将描述通过将驱动电路的误差电压空间地分散在显示面板1上来减少闪烁的技术。

图7是示意性示出了偏移电压的切换状态和像素的极性的图示。图7所示的“+”表示像素的极性是正的，而图7所示的“-”表示像素的极性是负的。另外，图7所示的“A”表示偏移电压处于A状态，而图7所示的“B”表示偏移电压处于B状态。

这里，应该注意的是，第i行第j列的像素被表示为(i，j)，左上角的像素被表示为(1，1)。另外，图8A至图8D是用于图7所示的操作的时序图。每两帧对每两条扫描线来反转信号OFC。注意像素(1，1)，在第一帧中提供正极性电压，第一切换电路处于A状态。在第二帧中，提供负极性的电压，第一切换电路切换到B状态。在第三帧中，提供正极性电压，第一切换电路保持处于B状态。在第四帧中，提供负极性电压，第一切换电路切换到A状态。下文中，这些状态简单地表示为(A+、B-、B+、A-)。至于像素(2，1)，它被驱动为(A-、B+、B-、A+)，而像素(3，1)被驱动为(B+、A-、A+、B-)，像素(4，1)被驱动为(B-、A+、A-、B+)。以此方式，通过每帧将像素的极性反转并每两帧将偏移电压的极性反转，来对驱动电路的误差电压相对于时间求平均。

另外，通过每两条扫描线反转偏移电压的极性，误差电压被空间地分散。因此，可以得到精良的图像品质。每两条扫描线反转信号OFC的原因在于：如果每条扫描线反转信号OFC，则趋于以横向带的图案产生闪烁。例如，在奇数(2n-1)扫描线的白色且偶数(2n)扫描线的灰色的横向带的图案的情况下，由于像素电极的极性(+，-)和用于偏移电压的极性(A，B)都是相同的，因此闪烁可能被表现在偶数扫描线的灰色中。

参照图7，在奇数扫描线的像素显示白色且偶数扫描线的像素显示灰色的横向带图案中，第一帧的奇数扫描线的像素(2，j)是“A-”且像素(4，j)是“B-”。因此，像素的极性是相同的，而在A状态和B状态下，偏移电压是不同的。因此，在其它帧中是相同的，从而减少了闪烁。如图9所示，对于具有一条扫描线位移的每两条扫描线，以及对于每两帧，可以反转信号OFC。

输出开关19设置在输出缓冲器13的输出端N6和驱动器输出端Xn之间。当输出缓冲器13的输出电压在聚集电荷(将在随后描述)的时刻或切换偏移电压的时刻暂时不稳定时，输出开关19关闭。不必说，当根据图像数据对数据线5提供灰度电压时，输出开关19接通。

[第二实施例]

在第一实施例中，输出缓冲器13是电压跟随器。然而，在本发明的第二实施例中，输出缓冲器70是其理想增益(放大因子)是“2”的输出缓冲器。D/A转换器电路10具有与第一实施例相同的电路构造。因此，将省略对其的描述。将参照图10来详细描述输出缓冲器70。

输出缓冲器70包括差分放大器71、多个元件72和73以及切换电路80。切换电路80包括多个开关81、82、84和85，通过改变多个元件的连接关系可以变化输出缓冲器70的增益。通过第二控制电路90来控制切换电路80。应该注意的是，不必要对每个驱动器输出端设置第二控制电路90。一个第二控制电路90或若干个第二控制电路90可以设置在驱动器IC内，以公共地控制每个输出缓冲器70的切换电路80。

接着，将描述连接关系。差分放大器71的正相输入端连接到第三节点N3。差分放大器71的反相输入端连接到元件72和73中的每个的一端。开关81和开关82分别设置在差分放大器71的输出端N6和元件72和73中的每个的另一端之间。另外，开关84和开关85分别设置在基准电压线Vref和元件72和73中的每个的另一端之间。

接着，将参照图11A和图11B以及图12A和图12B来描述用于控制输出缓冲器70的增益的操作。图11A和图11B中的元件72和73是电阻元件，图12A和图12B中的元件72和73是电容元件。假设元件的阻抗是“Za”和“Zb”，当元件72和73是电阻元件时，在下面的等式中进行“Za＝Ra和Zb＝Rb”的替换；当元件72和73是电容元件时，进行“Za＝1/Ca，Zb＝1/Cb”的替换。

如果图11A所示的状态是α状态，则可以用下面的等式(7)来表示输出缓冲器70的输入/输出特性，在α状态中，开关82和84处于ON状态，开关81和85处于OFF状态：

Vout＝(1+Zb/Za)Vin-(Zb/Za)Vref         (7)

如果图11B所示的状态是β状态，则可以用下面的等式(8)来表示输出缓冲器70的输入/输出特性，在β状态中，开关82和84处于OFF状态，开关81和85处于ON状态：

Vout＝(1+Za/Zb)Vin-(Za/Zb)Vref         (8)

假设“α＝Zb/Za”、“β＝Za/Zb”且“Vref＝0V”，可以如下面的等式(7)′中地表示等式(7)，且可以如下面的等式(8)′中地表示等式(8)。

Vout＝(1+α)Vin          (7)′

Vout＝(1+β)Vin          (8)′

设计成“Za＝Zb”，从而由于“α＝1”且“β＝1”，因此理想的特性是“Vout＝2Vin”。因此，如果两个状态，即α状态和β状态，周期性地进行切换，从而对由于元件72和73的阻抗变化导致的增益变化相对于时间求平均，可以使实际的特性更接近于理想的特性“Vout＝2Vin”。

在等式(7)和(8)中，为了简化描述，没有考虑D/A转换器电路10的误差电压e和差分放大器71的偏移电压d。然而，在下面的描述中，将考虑D/A转换器电路10的误差电压e和差分放大器71的偏移电压d。其中第一切换电路处于A状态、切换电路80处于α状态且像素的极性为正的状态被表示为“Aα+”，其中第一切换电路处于B状态、切换电路80处于β状态且像素的极性为负的状态被表示为“Bβ-”，其中第一切换电路处于B状态、切换电路80处于β状态且像素的极性为正的状态被表示为“Bβ+”，其中第一切换电路处于A状态、切换电路80处于α状态且像素的极性为负的状态被表示为“Aα-”。假设排除了D/A转换器电路10的误差电压且提供到输出缓冲器70的正极性电压是“Vp”，负极性电压是“Vn”，从处于状态“Aα+”下的输出缓冲器70输出的输出电压是“Vpa”，在状态“Bβ+”中的输出电压是“Vpb”，在状态“Aα-”中的输出电压是“Vna”且在状态“Bβ-”中的输出电压是“Vnb”，可以通过下面的等式(9)～(12)来表示各个输出电压：

Vpa＝(1+α)(Vp+e+d)        (9)

Vpb＝(1+β)(Vp-e+d)        (10)

Vna＝(1+α)(Vn+e+d)        (11)

Vnb＝(1+β)(Vn-e+d)        (12)

当将等式(9)～(12)代入等式(6)来计算四帧的平均电压时，通过下面的等式(13)来表示四帧的平均电压，在等式(13)中，没有误差电压e和d的项：

{(2+α+β)Vp-2Vcp+2Vcn-(2+α+β)Vn}/4       (13)

通过将“α＝1”和“β＝1”代入等式(13)(或者等式(5))来得到用于计算没有增益变化的理想平均电压的等式。当包括增益变化的平均电压和理想平均电压之间的差被称作平均误差电压，通过下面的等式(14)(等式(13)-等式(5))可以表示平均误差电压：

平均误差电压：

(α+β-2)(Vp-Vn)/4              (14)

应该注意的是“α+β≥2”，且当没有增益变化时，“α+β＝2”。然而，因为元件72和73的制造变化，所以可以考虑为“α+β>2”。例如，假设元件72和73的阻抗变化10％。由于“α＝1.1”、“β＝1/1.1≈0.91”且“α+β≈2.01”，所以平均误差电压是“0.01×(Vp-Vn)/4”。在中间灰度级中，Vp和Vn的值彼此接近，从而平均误差电压小。当Vp和Vn的值之间存在大的差时，平均误差电压大。然而，当“Vp＝3V且Vn＝0V”或者当“Vp＝0V且Vn＝3V”时，最大的平均误差电压大约是±7.5mV。根据液晶的透射率-电压特性，由于大约±7.5mV的平均误差电压处于饱和区，因此没有显示不均匀。可以应用(Aα+、Bβ-、Bβ+、Aα-)的组合以及(Aβ+、Bα-、Bα+、Aβ-)的组合。

在本发明中，操作电压为3V或更小的元件被称作低压元件，操作电压为6V或更小的元件被称作中间电压元件，操作电压为6V或更高的元件被称作高压元件。低压元件的MOS晶体管的最小栅极长度L_L、中间电压元件的MOS晶体管的最小栅极长度L_M和高压元件的MOS晶体管的最小栅极长度L_H之间的关系是“L_L<L_M<L_H”。另外，作为低压元件的MOS晶体管的氧化物膜厚度ToxL、作为中间电压元件的MOS晶体管的氧化物膜厚度ToxM和作为高压元件的MOS晶体管的氧化物膜厚度宽度ToxH之间的关系是“ToxL<ToxM<ToxH”。随着栅极长度和氧化物膜厚度变小，驱动电容变大。为了实现相同的驱动能力，通过降低元件的电压可以减小驱动器IC的尺寸。

在本实施例中，可以使D/A转换器电路10的操作电压范围为输出缓冲器70的操作电压范围的一半或更小。D/A转换器电路10可以由低压元件形成，从而可以减小尺寸并降低功耗。另外，虽然在第一实施例中电平转换电路设置在数据锁存电路20和D/A转换器电路10之间，但是可以省略电平转换电路。

接着，将示出电压设置示例。D/A转换器电路10在“低电源电压VSS1＝0V和高电源电压VDD1＝3V”的范围内操作。输出缓冲器70在“低电源电压VSS2＝0V和高电源电压VDD2＝6V”的范围内操作。只要电压没有超过输出缓冲器70的每个元件的击穿电压，输出缓冲器70也可以在“VSS2≤VSS1且VDD2≥2×VDD1”下进行操作。

当元件72和73是容性元件时，容性元件被初始化。开关96设置在反相输入端和基准电压线之间。在垂直消隐时期中，每帧进行一次容性元件的初始化。在初始化期间，激活初始化信号，输出开关19关闭。随后，开关81和82关闭，开关85和96接通，每个电容的两端的电压被设置为基准电压，从而将电容的电荷释放到0。当对所有的输出同时进行电容的初始化时，由于切换导致的噪声大，误差电压变大。因此，优选地，根据来自移位寄存器电路的取样信号，对每三个输出或每六个输出依次进行初始化。

[第三实施例]

在第三实施例中，通过利用第二实施例中的电路来进行点反转驱动和列反转驱动。固定的电压被作为“Vcom”提供，数据线驱动电路3驱动的方式为：相邻的数据线的极性彼此不同。

将参照图13、图14A和图14B来进行描述。在点反转驱动中，对每条扫描线和每帧，将极性信号POL反转。在列反转驱动中，对每帧，将极性信号POL反转。奇数输出端X2n-1和偶数输出端X2n输出不同极性的电压。D/A转换器电路10到奇数输出端X2n-1的基准电压线具有第一基准电压Vref1，D/A转换器电路10到偶数输出端X2n的基准电压线具有第二基准电压Vref2。不同的电压提供到此。例如，在第一周期(POL＝L)中，提供电压“Vref1＝0V”和“Vref2＝6V”。在第二周期(POL＝L)中，提供电压“Vref1＝6V”和“Vref2＝0V”。假设输出缓冲器70的输入/输出特性是理想的且“Za＝Zb”，并且在正极性电压的输出中“Vref＝0V”和在负极性电压的输出中“Vref＝6V”，可以得到下面的等式(15)和(16)。

正极性：Vout＝2Vin         (15)

负极性：Vout＝2Vin-6       (16)

奇数输出端的灰度布线(V0k-V255k)连接到用于奇数D/A转换器电路10k的第一选择电路16。另外，偶数输出端的灰度布线(V0g-V255g)连接到用于偶数D/A转换器电路10g的第一选择电路16。

图15示出了灰度电压产生电路的细节。正极性电压的伽玛校正和负极性电压的伽玛校正略有不同，从而设置有正极性伽玛产生部分75和负极性伽玛产生部分76。正极性伽玛产生部分75包括多个电阻和开关组77P和78P，并产生具有“VSS1≤V0P<V1P<...V254P<V255P≤VDD1”的关系的多个电压。负极性伽玛产生部分76包括多个电阻和开关组77N和78N，并产生具有“VSS1≤V255N<V254N<...V1N<V0N≤VDD1”的关系的多个电压。

当极性信号POL处于高电平时，在图15所示的开关的情况(开关77P和77N处于ON状态且开关78P和78N处于OFF状态)下，用于奇数输出端的灰度布线上的电压变成“V0k＝V0P、V1k＝V1P...、V254k＝V254P、V255k＝V255P”。另外，用于偶数输出端的灰度布线上的电压变成“V0g＝V255N、V1g＝V254N...、V254g＝V1N、V255g＝V0N”。当极性信号POL处于低电平时，在与图15所示的状态相反的开关的状态(开关77P和77N处于OFF状态且开关78P和78N处于ON状态)下，用于奇数输出端的灰度布线上的电压变成“V0k＝V255N、V1k＝V254N...、V254k＝V1N、V255k＝V0N”。另外，用于偶数输出端的灰度布线上的电压变成“V0g＝V0P、V1g＝V1P...、V254g＝V254P、V255g＝V255P”。注意灰度布线V0k，提供“V0P”和“V255N”中的任一个。在VSS1侧，“V0P”和“V255N”是接近的电压(close voltage)，从而连接有“V0k”的第一选择电路16的开关可以由N沟道晶体管形成。类似地，注意灰度布线V255k，提供“V255P”和“V0N”中的任一个。在VDD1侧，“V255P”和“V0N”是接近的电压，从而连接有“V255k”的第一选择电路16的开关可以由P沟道晶体管形成。因此，通过由n沟道晶体管形成与布线V0k～V128k和V0g～V128g连接的开关并由p沟道晶体管形成与布线V132k～V255k和V132g～V255g连接的开关，可以减小第一选择电路16的尺寸。

为了实现小尺寸的第一选择电路16，数据锁存电路20(20k或20g)根据极性信号POL来反转数据。极性信号POL被提供到用于奇数输出端的数据锁存电路20k，通过反转极性信号POL得到的信号POLB被提供到用于偶数输出端的数据锁存电路20g。当极性信号POL处于高电平时，通过用于奇数输出端的数据锁存电路20k锁存的图像数据在没有被反转的情况下输出到D/A转换器电路10k。通过用于偶数输出端的数据锁存电路20g锁存的图像数据在被反转后被输出到D/A转换器电路10g。当极性信号POL处于低电平时，被用于奇数输出端的数据锁存电路20k锁存的图像数据在被反转后被输出到D/A转换器电路10k。通过用于偶数输出端的数据锁存电路20g锁存的图像数据在没有被反转的情况下被输出到D/A转换器电路10g。

假设图像数据是“00h”，当极性信号POL处于高电平时，图像数据不被D/A转换器电路10k反转(保持为“00h”)，并且V0k的电压(V0P)被输出到第三节点N3k。图像数据被D/A转换器电路10g反转为“FFh”，并且V255g的电压(V0N)输出到第三节点N3g。当极性信号POL处于低电平时，图像数据被D/A转换器电路10k反转为“FFh”，并且选择V255k的电压(V0N)。图像数据不被D/A转换器电路10g反转(保持为“00h”)，并且选择V0g的电压(V0P)。

如在第二实施例中的，通过利用四帧作为一个循环将提供到像素的灰度电压相对于时间求平均。在第一缓冲器11和第二缓冲器12的偏移电压开关操作中的A状态和B状态与在输出缓冲器70的增益变化操作中的α状态和β状态的关系优选地为(Aα+、Bβ-、Bβ+、Aα-)或(Aβ+、Bα-、Bα+、Aβ-)，如在第二实施例中的。

假设D/A转换器电路10的误差电压是“e”，差分放大器71的偏移电压是“d”，“α＝Zb/Za”，“β＝Za/Zb”，排除了D/A转换器电路10的误差电压并提供到输出缓冲器70的正极性输入电压是“Vp”，负极性输入电压是“Vn”，从输出缓冲器70输出的输出电压可以用下面的等式(17)～(20)来表示：

正极性a：

Vpa＝(1+α)(Vp+e+d)-αVref1      (17)

负极性b：

Vpb＝(1+β)(Vp-e+d)-βVref1      (18)

负极性a：

Vna＝(1+α)(Vn+e+d)-αVref2      (19)

负极性b：

Vnb＝(1+β)(Vn-e+d)-βVref2      (20)

当一个循环由四帧组成时的平均电压用等式(6)来表达。由于当公共电压固定时，等式(6)中“Vcn＝Vcp”，这四帧的平均电压可以用下面的等式(21)来表示：

(Vpa+Vpb-Vna-Vnb)/4            (21)

当将等式(17)～(20)代到等式(21)时，四帧的平均电压用没有误差电压e和d的项的下面的等式(22)来表示：

{(α+β+2)Vp-(α+β)Vref1-(α+β+2)Vn+(α+β)Vref2}/4   (22)

没有误差电压的理想平均输出电压和输出缓冲器70输出的平均输出电压之间的平均误差电压可以用下面的等式(23)来表示：

平均误差电压：

(α+β-2)(Vp-Vn-Vref1+Vref2)/4     (23)

与等式(14)相比，增加了基准电压(Vref1、Vref2)的项，从而平均误差电压大于线反转驱动下的平均误差电压。处于中间灰度的显示不均匀是容易可见的，并且显示不均匀在大约±5mV的输出电压变化下是可识别的。因此，优选地，将平均误差电压保持为5mV或更小。在中间灰度中，“Vp≈Vn”。由此，处于中间灰度的平均误差电压几乎等于“(α+β-2)(Vref1-Vref2)/4”。当“Vref1＝0V且Vref2＝6V”时为了将平均误差电压控制为5mV或更小，元件72和73的阻抗的相对变化足以被抑制为大约6％或更小。在线性区中，“Vp-Vn”最大大约是2V。由此，为了在线性区中将平均误差电压控制为5mV或更小，元件72和73的阻抗的相对变化需要被抑制为大约5％或更小。

图16示意性示出了在点反转驱动的情况下像素的极性、偏移电压的极性和增益切换状态。每个像素被驱动为(Aα+、Bβ-、Bβ+、Aα-)或(Aβ+、Bα-、Bα+、Aβ-)。增益控制信号GAC优选地每两条扫描线和每两帧被反转。通过空间上分散误差电压，可以使闪烁更难以被识别。在第一实施例中，由于采用了线反转驱动，因此趋于以横向的带图案来产生闪烁。由此，每两条扫描线反转偏移电压的极性。然而，对于横向的带图案的闪烁，点反转驱动更强。因此，当由于增益变化导致的输出缓冲器70的误差电压大于第一缓冲器11和第二缓冲器12的偏移电压时，信号OFC可以每条扫描线和每两帧进行反转。

图17A至图17I是图16所示的状态下的各种信号的时序图。将提供描述，假设存在四条扫描线。每条扫描线和每两帧将信号OFC反转。每两条扫描线和每两帧将信号GAC反转。每条扫描线和每帧将极性信号POL反转。基准电压Vref1和基准电压Vref2根据极性信号POL被反转，从而每条扫描线和每帧将这些基准电压反转。然而，应该注意的是，“Vref1”和“vref2”彼此不同，如上所述。

在反转数据线的极性之前，相邻的数据线暂时短路，从而中和(聚集)电荷。通过关闭输出开关19并接通短路开关95，来聚集电荷。

信号GAC和信号OFC可以被单独地控制，并可以以除了图16所示的状态之外的状态被驱动。例如，可以仅以元件的组合(Aα+、Bβ-、Bβ+、Aα-)或仅以元件的组合(Aβ+、Bα-、Bα+、Aβ-)来驱动每个像素。

图18是2H点反转驱动的示意图，图19是列反转驱动的示意图。如上所述，极性信号POL、信号OFC和信号GAC可以被单独控制。因此，可以以除了图示所示的时序之外的时序来控制这些信号。然而，存在其中没有抵消误差电压的组合。因此，优选的是，选择其中抵消了误差电压的组合。

在图18所示的2H点反转驱动中，优选的是，每两帧将驱动扫描线的次序反过来。驱动扫描线的次序是通常的扫描次序，即，“第一扫描线-第二扫描线-第三扫描线-第四扫描线”，和通过将第一扫描线和第二扫描线的扫描次序以及第三扫描线和第四扫描线的扫描次序反过来的相反的扫描次序，即，“第二扫描线-第一扫描线-第四扫描线-第三扫描线”。不管帧如何，可以每两条扫描线将信号OFC和信号GAC反转。

根据第三实施例，D/A转换器电路10由低压元件形成，输出缓冲器70由高压元件形成。通过降低D/A转换器电路10的电压，可以减小电路10的尺寸和功耗。随后，将示出电压设置的示例。D/A转换器电路10在“低电源电压VSS1＝0V和高电源电压VDD1＝3V”下进行操作。输出缓冲器70和第二控制电路90在“低电源电压VSS2＝-6V或更高且高电源电压VDD2＝6V或更高”下进行操作。

以上已经描述了输出缓冲器70的理想增益是“2”的情况。然而，在图20所示的电路构造中，理想增益也可能是“-1”。

将描述当理想增益是“-1”时的连接关系。差分放大器71的正相输入端连接到基准电压线Vref。差分放大器71的反相输入端连接到元件72和73中的每个的一端。开关81和开关82分别设置在差分放大器71的输出端N6与元件72和73中的每个的另一端之间。此外，开关84和开关85分别设置在元件72和73中的每个的另一端与第三节点N3之间。

可以用下面的等式(24)和(25)来表示图20的电路构造的输入/输出特性。应该注意的是“α＝Zb/Za”和“β＝Za/Zb”。

Vout＝-αVin+(1+α)Vref     (24)

Vout＝-βVin+(1+β)Vref     (25)

参照图21A，假设输入电压范围是从0V至6V，正极性下“Vref＝3V”，以及负极性下“Vref＝0V”，输出电压范围从-6V至6V。输出缓冲器70的电源电压是-6V或更小的低压VSS2和6V或更高的高压VDD2。参照图21B，假设输入电压范围为从0V至6V，正极性下“Vref＝6V”，负极性下“Vref＝3V”，输出电压的范围为从0V至12V。输出缓冲器70的电源电压是0V或更小的低压VSS2和12V或更高的高压VDD2。

当在理想增益是“2”时可以计算平均误差电压时，得到下面的等式(26)。

平均误差电压：

(α+β-2)(Vp-Vn+Vref1-Vref2)/4        (26)

在中间灰度中，“Vn≈Vp”。因此，处于中间灰度的平均误差电压几乎等于“(α+β-2)(Vref1-Vref2)/4”。在等式(23)中，“Vref1”和“Vref2”之间的电压差是6V。然而，当理想增益是“-1”时，“Vref1”和“Vref2”之间的电压差是3V，即为6V的一半。由此，与理想增益是“2”的情况相比，处于中间灰度的平均误差电压降低到一半。然而，平均误差电压不是在所有的区中都降低到一半，而是，Vn-Vp是饱和区的两倍。因此，平均误差电压相同。

由于D/A转换器电路10的操作电压变高，与理想增益为“2”的电路构造的情况相比，功耗增加。另外，存在这样的优点，即，驱动器IC的芯片尺寸变大。然而，在该电路构造中，可以根据应用领域来改变电源电压的范围。因此，存在这样的优点，即，可以提高方便性。例如，在许多情况下，便携式电话的电池是3V或更小，驱动所需的电压在内置到驱动器IC的电源电路中产生。在利用电荷泵型的情况下，将“3V”变为“6V”或“-6V”的效率优于将“3V”变为“6V”和“12V”的功率效率。另外，在大尺寸的显示面板中，在许多情况下，电源电压由驱动器IC的外部提供，并且提供到显示装置的电源电压是DC12V。由此，可以通过直接利用电源电压来改进功率效率。

参照具有例如元件72和73的两个元件的情况，描述了第二实施例和第三实施例。然而，可存在三个元件作为多个元件。在三个元件的情况下，可以使理想增益为“3”或“-2”。通过将六帧作为一个循环将输出电压相对于时间求平均。在元件的数量为n的情况下，理想增益是“n”或“-(n-1)”，并且可以采用“2×n”个帧作为一个循环。

[第四实施例]

在第一实施例至第三实施例中，用于反转偏移电压的极性的第一切换电路设置在缓冲器11内部和第二缓冲器12内部。然而，在根据本发明的第四实施例的D/A转换器电路10c中，第一切换电路可以设置在第一缓冲器11和第二缓冲器12之间(图22)。在第一切换电路中，开关91设置在第一节点N1和第一缓冲器11之间，开关92设置在第二节点N2和第二缓冲器12之间，开关93设置在第二节点N2和第一缓冲器11之间，开关94设置在第一节点N1和第二缓冲器12之间。

当信号OFC处于低电平(A状态)时，开关91和92接通，并且开关93和94关闭。当信号OFC处于高电平(B状态)时，开关91和开关92关闭，并且开关93和开关94接通。假设第一缓冲器11的偏移电压是“+e1”且第二缓冲器12的偏移电压是“+e2”，在A状态下，第一选择电压VL提供到第一缓冲器11，输出电压为“VL+e1”，而第二选择电压VH提供到第二缓冲器12，输出电压为“VH+e2”。在B状态下，第二选择电压VH提供到第一缓冲器11，输出电压为“VH+e1”，而第一选择电压VL提供到第二缓冲器12，输出电压为“VL+e2”。即，假设提供有第一选择电压VL的缓冲器是第一缓冲器，且提供有第二选择电压VH的缓冲器是第二缓冲器，第一缓冲器的偏移电压从+e1变为+e2，且第二缓冲器的偏移电压从+e2变为+e1。

在用于第一实施例至第三实施例的D/A转换器10中，通过反转缓冲器的偏移电压的极性，插值电压具有理想的电压值。然而，在第四实施例中，插值电压相对于理想电压具有“(e1+e2)/2”的误差电压。由于当第一节点N1和第三节点N3直接连接时存在失去单调递增特性的可能性，因此另外还设置开关55。

将由第二选择电路17选择的开关根据信号OFC来变化。当信号OFC处于低电平(A状态)时，在两个低位为“00”时，开关51接通；在两个低位为“01”时，开关52接通；当两个低位为“10”时，开关53接通；在两个低位为“11”时，开关54接通。当信号OFC处于高电平(B状态)时，在两个低位为“00”时，开关55接通；在两个低位为“01”时，开关54接通；当两个低位为“10”时，开关53接通；在两个低位为“11”时，开关52接通。当信号OFC处于低电平(A状态)且两个低位为“00”时，第二缓冲器12无效(inactivated)，当信号OFC处于高电平(B状态)且两个低位为“00”时，第一缓冲器11无效，以切断流过电阻串电路15的电流。

该电路的优点在于可以减少用于第一切换电路的元件的数量。然而，该电路的缺点在于第一控制电路18的逻辑电路变复杂，因为开关55以及用于第一缓冲器11和第二缓冲器12的元件需要被另外设置，以将第一缓冲器11和第二缓冲器12形成为可以升压和降压的普通放大器。由于第一缓冲器11和第二缓冲器12不能同时无效，因此还存在增加了功耗的缺点。

[第五实施例]

包括差分放大器的输出缓冲器被设置用于D/A转换器电路10的第三输出节点N3。然而，它可以是MOS晶体管，该MOS晶体管根据第二选择电路选择的电压来产生灰度电流。这用于作为电流驱动型显示面板的有机EL(图23)。

图24示出了有机EL的亮度-灰度特性。在低亮度区，优选地将第一节点N1的电压直接输出到第三节点N3。根据包括最高有效位的高k位来确定是否是低亮度区。例如，当两个高位是“00”(0～63灰度)时，开关51接通，以向第三节点N3直接输出电压。对于64～255灰度，使用了插值电压。

参照利用8位的图像数据的情况，已经描述了第一实施例至第五实施例。然而，图像数据可以是9位或更多位(图25)。下文中，将描述10位的图像数据的情况。在10位(D9(MSB)～D0(LSB))的图像数据中，例如，在I区和III区中基于(8+2)位并在II区中基于(6+4)位来进行控制。这里，第二选择电路的开关的数量是16(2⁴＝16)。当包括最高有效位的三个高位(D9、D8、D7)是“000”或“111”且包括最低有效位的两个低位(D1、D0)是“00”时，或者当三个高位(D9、D8、D7)是除了“000”和“111”之外的其它，且包括最低有效位的四个低位(D3、D2、D1、D0)为“0000”时，第一控制电路使第一缓冲器11和第二缓冲器12无效。

灰度电压产生电路产生的电压的数量加倍。然而，可以在I区和III区中基于(9+1)位并在II区中基于(7+3)位来进行控制。第二选择电路的开关的数量是8(2³＝8)。当包括最低有效位的三个低位为“000”时，第一控制电路使第一缓冲器11和第二缓冲器12无效。

如图26所示，I区可以再被分为I区和IV区，III区可以再被分为III区和V区，并且可以在I区和III区中基于10位、在IV区和V区中基于(8+2)位并在II区中基于(6+4)位来进行控制。这里，当包括最高有效位的四个高位为“0000”时确定为I区，当为“0001”时确定为IV区，当为“1110”时确定为V区，当为“1111”时确定为III区，对于其它情况确定为II区。当包括最低有效位的四个低位为“0000”时或者当包括最高有效位的四个高位的数据为“0000”或“1111”时，第一控制电路使第一缓冲器11和第二缓冲器12无效。

另外，在上述的第一实施例至第五实施例中，即使灰度电压产生电路的缓冲器具有如在D/A转换器电路的缓冲器11和12的偏移电压的情况一样的偏移电压时，也可以通过切换偏移电压的极性来将显示上的不均匀相对于时间求平均，以得到精良的画面品质。现在，将参照利用两个IC的情况来描述前述的D/A转换器电路。这两个IC(在下文中被称作主IC3m和从IC3s)中的每个包括灰度电压产生电路150。应该注意的是，主IC3m的灰度电压产生电路被称作主灰度电压产生电路150m，并且从IC3s的灰度电压产生电路被称作从灰度电压产生电路150s。“主”或“从”通过M/S输入端来设置。

图27示出了灰度电压产生电路150的电路构造的示例，将对其细节进行描述。电阻串111和开关113串联连接在低电源电压和高电源电压之间。在主设置中，开关113接通。在从设置中，开关113关闭以切断流过电阻串111的电流，以降低功耗。在图25中，开关113设置在高电源电压和电阻串111之间。然而，开关113可以设置在低电源电压和电阻串111之间。

基于设置信息，基准电压设置电路101和106中的每个从通过电阻串111分配的电压、高电源电压和低电源电压中选择一个。开关102的一端连接到产生V0的基准电压的基准电压设置电路101，开关102的另一端连接到缓冲器103的输入节点和输入/输出端131。应该注意的是，缓冲器103的输入阻抗非常大。

与电压V0的电路一样，用于产生V255的基准电压的电路具有开关107，开关107的一端连接到基准电压设置电路106且另一端连接到输入/输出端132和缓冲器108的输入节点。应该注意的是，缓冲器108的输入阻抗非常大。理想地，优选的是，缓冲器103和108的输入阻抗是无限大的。

对于主灰度电压产生电路150m和从灰度电压产生电路150s，在它们的操作的一部分中存在差异。V0和V255的基准电压的设置信息被提供到主IC3m，而基准电压的设置信息没有提供到从IC3s。然而，通过主IC3m产生的基准电压提供到从IC3s作为基准电压。在主灰度电压产生电路150m中，开关102、107和113接通。在从灰度电压产生电路150s中，开关102、107和113关闭。

主IC3m的输入/输出端131和从IC3s的输入/输出端131以及主IC3m的输入/输出端132和从IC3s的输入/输出端132分别通过外部的布线连接。例如，这些端通过图28所示的基底1上的布线121和布线122连接。通过主灰度电压产生电路150m产生的基准电压也提供到从IC3s的缓冲器。

在实际的安装中，IC的输入/输出端131的焊块(bump)通过各向异性导电膜ACF连接到基底1上，以提供高的连接电阻。因此，当电流流过时，由于电压降，导致主灰度电压产生电路150m的基准电压变得与从灰度电压产生电路150s的基准电压不同。然而，因为具有非常大的输入阻抗的缓冲器103和108设置在基准电压设置电路101、106和电阻串112之间，因此没有电流流向节点N7和节点N8的路线。结果，即使由于缓冲器103和108的偏移电压导致产生块不均匀(blockunevenness)，也不会由于连接电阻而出现电压降。然而，如在上述的D/A转换器电路10的情况一样，可以通过反转缓冲器103和108的偏移电压的极性来改善块不均匀性。

以上参照两个基准电压的情况来提供说明。然而，还提供3～7个中间的基准电压来校正电阻串112的电阻变化。最少必需5～9个基准电压。采用点反转驱动，提供了正极性和负极性的基准电压。因此，必须具有双倍数量的基准电压，即，10～18个基准电压。

参照驱动电路集成在半导体芯片上的情况，已经进行了以上描述。然而，本发明的驱动电路也可以集成在形成有像素的显示面板1上。

虽然结合本发明的一些实施例已经描述了本发明，但是对于本领域的技术人员明显的是，提供这些实施例只是为了举例说明本发明，不应该依据这些实施例对所附权利要求做限制性的理解。

Claims (16)

1.一种用于显示装置的驱动电路，包括：

第一选择电路，被构造为基于图像数据从多个电压中选择两个电压，并输出到第一节点作为第一选择电压以及输出到第二节点作为第二选择电压；

第一缓冲器，被构造为接收所述第一选择电压；

第二缓冲器，被构造为接收所述第二选择电压；

分压电路，被构造为产生在所述第一缓冲器的输出电压和所述第二缓冲器的输出电压之间的多个插值电压；

第二选择电路，被构造为基于所述图像数据的一部分从所述多个插值电压和所述第一选择电压中选择一个电压，并输出到第三节点作为第三选择电压；以及

第一控制电路，被构造为基于所述图像数据的所述一部分来控制所述第一缓冲器和所述第二缓冲器。

2.根据权利要求1所述的驱动电路，其中，所述第一控制电路控制所述第一缓冲器中和所述第二缓冲器中的第一切换电路，以对于每个预定周期来改变误差电压。

3.根据权利要求1所述的驱动电路，其中，当所述图像的所述一部分等于预定数据时，所述第一控制电路将所述第一缓冲器和所述第二缓冲器中的至少一个设置为无效状态，以切断流过所述分压电路的电流。

4.根据权利要求2所述的驱动电路，其中，当所述图像的所述一部分等于预定数据时，所述第一控制电路停止所述第一切换电路的操作。

5.根据权利要求1所述的驱动电路，其中，所述第一缓冲器和所述第二缓冲器中的每个包括电压跟随器电路，

在所述第一节点和所述第三节点之间设置所述第二选择电路的开关；以及

当所述图像数据的所述一部分等于所述预定数据时，所述第一控制电路控制所述开关接通，从而向所述第三节点输出所述第一选择电压。

6.根据权利要求1所述的驱动电路，其中，所述第一缓冲器的输出级由第一晶体管组成，所述第一晶体管具有与第一电源电压连接的源极电极和与所述分压电路的一端连接的漏极电极，

所述第二缓冲器的输出级由第二晶体管组成，所述第二晶体管具有与第二电源电压连接的源极电极和与所述分压电路的另一端连接的漏极电极，以及

在稳定状态下，流过所述第一晶体管的电流的值、流过所述第二晶体管的电流的值和流过所述分压电路的电流的值彼此相等。

7.根据权利要求1所述的驱动电路，还包括：

电压跟随器电路，被构造为接收所述第三选择电压，以向输出端输出灰度电压。

8.根据权利要求1所述的驱动电路，还包括：

MOS晶体管，被构造为接收所述第三选择电压，以向输出端输出灰度电压。

9.根据权利要求1所述的驱动电路，还包括：

输出缓冲器，被构造为接收所述第三选择电压，以向输出端输出灰度电压，

其中，所述输出缓冲器包括：

切换电路，被构造为将所述输出缓冲器的正相输入端与所述第三节点相连接，并将所述输出缓冲器的反相输入端与每个元件的一端相连接，并被构造为对每个预定周期，在每个元件的另一端和所述输出端以及每个元件的另一端和基准电压之间来切换所述元件的连接关系。

10.根据权利要求1所述的驱动电路，还包括：

输出缓冲器，被构造为接收所述第三选择电压，以向输出端输出灰度电压，

其中，所述输出缓冲器包括：

切换电路，被构造为将所述输出缓冲器的反相输入端与基准电压相连接，并将所述输出缓冲器的正相输入端与每个元件的一端相连接，并被构造为对每个预定周期，在每个元件的所述另一端和所述输出端以及每个元件的所述另一端和所述第三节点之间来切换所述元件的连接关系。

11.根据权利要求9或10所述的驱动电路，其中，对于每个预定周期，所述基准电压是可变的。

12.根据权利要求9或10所述的驱动电路，其中，奇数输出端的所述基准电压与偶数输出端的所述基准电压不同。

13.根据权利要求9或10所述的驱动电路，其中，所述元件是电阻元件，并具有相同的设计电阻值。

14.根据权利要求9或10所述的驱动电路，其中，所述元件是电容元件，并具有相同的设计电容值。

15.根据权利要求14所述的驱动电路，其中，响应于从移位寄存器电路输出的信号和初始化信号，所述电容元件被顺序地初始化。

16.根据权利要求2所述的驱动电路，其中，所述第一控制电路控制在所述第一缓冲器和所述第二缓冲器中的所述第一切换电路，使得所述第一缓冲器和所述第二缓冲器的所述误差电压的极性彼此不同。

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