CN101416397A - 数字信号转换器 - Google Patents

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Abstract

数字信号转换器(CNV)把数字输入信号(PCM)转换成包括宽度变化脉冲的二进制信号的脉宽调制信号(PWM)。数字信号转换器能在信号模式和转换模式下工作。在转换模式下，数字信号转换器通过向直流修正信号(SC)施加反瞬态噪声整形函数(NSH2)来提供脉宽调制信号(PWM)。在信号模式下，数字信号转换器通过向数字输入信号施加信号噪声整形函数(NSH1)来提供脉宽调制信号。

Description

数字信号转换器
技术领域
本发明的一个方面涉及把数字输入信号转换成包括宽度变化脉冲的二进制信号的脉宽调制信号的数字信号转换器。数字输入信号是例如表示音频信息的脉冲编码调制信号。数字信号转换器以例如集成电路的形式实现。本发明的其它方面涉及开关放大器、数字音频系统、把数字输入信号转换成脉宽调制信号的方法，以及用于可编程处理器的计算机程序产品。
背景技术
数字信号转换器可以构成例如包括功率输出级开关放大器的一部分。功率输出级提供功率信号，这是脉宽调制信号的放大版本。功率输出级包括例如两个晶体管，其中之一连接在开关放大器输出结点和具有供电电压的供电电压节点之间。另一个晶体管连接在输出结点和信号地之间。一个输出晶体管组成打开开关而另一个晶体管组成关闭开关，或者反之亦然，取决于脉宽调制信号具有较高值还是较低值。开关放大器常常被称为D类放大器。这种放大器是功率高效的并且允许低失真。
数字信号转换器提供的脉宽调制信号包括典型地是介于脉宽调制信号可能具有的较高值和较低值之间的中间值的直流分量。因此，开关放大器提供的功率信号也包括近似等于供电电压一半的直流分量。所谓的单端放大器结构需要隔直(DC)电容来防止直流分量达到功率信号要去的负载电路。在音频应用中，负载电路可以是例如喇叭或耳机。
当接通或关断开关放大器时通常出现瞬态噪声。这和数字信号转换器提供的脉宽调制信号中的直流分量相关。当分别接通或关断开关放大器时，直流分量引起隔直电容充放电。该充放电引起瞬态噪声。在音频应用中，瞬态噪声可以是例如可闻的扑通声或点击声。
通过平滑方式的隔直电容充放电可以抑制瞬态噪声。有不同隔直电容平滑充放电的方式，其中之一如下。把直流修正信号施加到数字信号转换器，引起脉宽调制信号包括给隔直电容平滑充放电的脉冲序列，无论要求充电还是放电。直流修正信号可以是所谓的具有对应信号地的开始点或终止点的跳转形式。
然而，当通过施加到数字信号转换器的直流修正信号的方法给隔直电容充放电时，可能出现稳定性问题。数字信号转换器典型地包括所谓的噪声整形器，把噪声从其原谱区推到离根据数字输入信号的所需谱区相对较远的谱区。当噪声整形器接收具有最小值或最大值的数字输入信号时，噪声整形器典型地不稳定。最小值对应例如单端实现的信号地。结果，具有作为开始点或终止点的信号地的直流修正信号会引起噪声整形器变得不稳定。然后噪声整形器会产生出现在开关放大器功率信号中的噪声输出信号。
美国专利号6,538,590描述了用于在开关模式放大器系统中抑制瞬态噪声的系统。在该系统中，开关模式功率放大器包括组成放大器开关的金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)互补对。提供了附加MOSFET对。这些MOSFET的公共节点通过电阻和输出节点相连接。配置附加MOSFET对来驱动输出节点上的跳转。
发明内容
本发明的目的是以成本有效方式防止瞬态噪声。独立权利要求定义本发明的不同方面。从属权利要求定义实现本发明优点的附加特征。
本发明考虑下述几点。噪声整形器是具有非线性闭环响应的反馈系统。因此噪声整形器提供传递特性并具有依赖于噪声整形器收到的输入信号特性的稳定性裕度。例如，噪声整形器可以对例如数字音频信号的特定类型输入信号提供噪声和失真方面满意的传递特性。该噪声整形器可以实际上对例如直流修正信号的其它类型输入信号不稳定。然而，有可能修改噪声整形器使得对这种其它类型输入信号有充足稳定性裕度。在另一方面，因而修改过的噪声整形器可能然后不再对描述的第一种类型输入信号提供满意的传递特性。
根据本发明，把数字输入信号转换成脉宽调制信号的数字信号转换器具有如下特征。数字信号转换器能在转换模式和信号模式下工作。在转换模式下，数字信号转换器通过向直流修正信号施加反瞬态噪声整形函数来提供脉宽调制信号。在信号模式下，数字信号转换器通过向数字输入信号施加信号噪声整形函数来提供脉宽调制信号。
因此，本发明在一方面允许关于数字输入信号以噪声和失真形式优化信号噪声整形函数，并在另一方面关于直流修正信号以稳定性形式优化反瞬态噪声整形函数。分立噪声整形滤波器提供前述噪声整形函数。可替换地，单个可重构噪声整形滤波器可以提供信号噪声整形函数和反瞬态整形函数。在任何一个情况下，噪声整形函数都能以适中的成本在例如集成电路中实现。分立反瞬态噪声整形滤波器能在相对较小的集成电路面积上实现。相反地，在前述美国专利中描述的系统需要附加MOSFET和电阻，通常要更昂贵。由于这些原因，本发明允许成本有效的瞬态噪声抑制。
另外，本发明允许和在前述美国专利中描述的系统相比更好的瞬态噪声抑制。该系统依赖于通过连接在附加MOSFET公共节点和输出节点之间的电阻的瞬态噪声衰减。系统可能实际上抑制了瞬态噪声但是没有有效地防止瞬态噪声出现。相反地，本发明允许数字信号转换器提供给隔直电容平滑充放电而没有任何瞬态噪声的脉冲序列。这是因为本发明防止了本来由于噪声整形器不稳定性出现的瞬态噪声。由于这些原因，本发明允许相对较好的瞬态噪声抑制。
本发明优选实施例包括一个或多个下列附加特征，它们每个都对成本有效的防止瞬态噪声起作用。对应不同从属权利要求的附加特征不同组合在不同图中描述。
信号噪声整形函数优选地组成信号转换路径的一部分，所述信号转换路径包括开关和具有可变占空比的方波发生器。开关在信号模式下把信号噪声整形函数的输出采样传递到方波发生器，并在转换模式下传递反瞬态噪声整形函数的输出采样。
数字信号转换器优选地包括提供以启动曲线形式的直流修正信号的瞬态曲线发生器，以使脉宽调制信号包括宽度逐渐增加的正脉冲序列。
数字信号转换器优选地包括提供具有关断曲线形式的直流修正信号的瞬态曲线发生器，以使脉宽调制信号包括宽度逐渐减小的正脉冲序列。
直流修正信号优选地是在曲线开始部分和结束部分具有实质上等于零的导数的曲线形式。
瞬态曲线发生器优选地包括提供在从存储器读出的各自采样之间的插值采样的内插器。
数字信号转换器优选地包括提供反瞬态噪声整形函数的噪声整形滤波器。噪声整形滤波器包括具有各自限幅值的限幅积分器。限幅积分器提供输出采样，其各自的幅度被限幅到限幅积分器的限幅值上。
一个限幅积分器的限幅值优选地至少在幅度量级上比另一个限幅积分器的限幅值更低。
以下结合附图对本发明详细描述和附加特征进行总结。
附图说明
图1是说明包括数字信号转换器的数字音频系统的框图。
图2是说明包括反瞬态噪声整形函数的数字信号转换器的函数图。
图3是说明反瞬态噪声整形函数施加的启动s曲线的信号图。
图4是说明作为噪声整形函数基本元件的限幅积分器的框图。
图5是说明数字信号转换器中反瞬态噪声整形函数实施例的框图。
具体实施方式
图1说明包括数字音频放大器AMP的数字音频系统DAS。数字音频放大器AMP包括数字信号转换器CNV、输出驱动DRV，以及两个输出晶体管M1、M2。两个输出晶体管M1、M2连接在供电电压节点和信号地节点之间。两个输出晶体管M1、M2可以是例如场效应管类型并提供有保护二极管。耦合网络CPL把两个输出晶体管M1、M2和例如喇叭或耳机的电声换能器LS相耦合。耦合网络CPL包括隔直电容CDC。电声换能器LS连接在隔直电容CDC和信号地节点之间。
数字音频系统DAS还包括音频数据发生器ADP、和晶体元件XTL相连接的控制器CTRL，以及远程控制装置RCD。音频数据发生器ADP可以是例如高密度磁盘(CD)播放器、固态存储器或者通信网络接口的形式。控制器CTRL可以是合适的编程处理器的形式。数字音频放大器AMP可以实现为也包括控制器CTRL的集成电路。
数字音频系统DAS基本上如下工作。音频数据发生器ADP提供表示从例如CD读出的音频信息的脉冲编码调制信号PCM。脉冲编码调制信号PCM是具有给定采样速率的数字采样流。数字采样以包括给定数目比特的二进制信号的方式表示音频信号幅度。例如，来自CD的数字采样典型地包括16比特。来此CD的数字采样流具有44.1千赫兹(kHz)的采样速率Fs，意味着每秒有44100个采样。下面把该采样速率称为CD采样。晶体元件XTL提供N倍于采样速率Fs的参考频率，N为整数。
数字信号转换器CNV把音频数据发生器ADP提供的脉冲编码调制信号PCM转换成脉宽调制信号PWM。脉宽调制信号PWM是在任何给定时刻要么具有低值要么具有高值的二进制信号。从低值到高值或者反之的转换定义了可变宽度的脉冲。从低值到高值的转换，跟着另一个从高值到低值的转换，定义了正脉冲。相反地，从高值到低值的转换，跟着另一个从低值到高值的转换，定义了负脉冲。
脉宽调制信号PWM中的正脉冲和负脉冲各自的宽度表示音频信号幅度。例如，假设在时间间隔期间正脉冲与负脉冲相比极窄。可以说脉宽调制信号PWM具有0％的占空比。该情况下，脉宽调制信号PWM表示负峰值幅度。相反地，假设在时间间隔期间负脉冲与正脉冲相比极窄。该情况下，占空比是100％。该情况下，脉宽调制信号PWM表示正峰值幅度。正脉冲和负脉冲还可以具有占空比是50％的同样宽度。该情况下，脉宽调制信号PWM表示零幅度。音频信号典型地具有等于零的平均幅度。因此，脉宽调制信号PWM具有50％的平均占空比。
正负脉冲以实质上比最大音频频率高的平均速率交替出现，典型地是20kHz。例如，正负脉冲可以以实质上脉冲编码调制信号PCM采样速率Fs的8倍的平均速率交替出现。例如，如果脉冲编码调制信号PCM具有CD采样速率的话，脉冲编码调制信号PCM具有352.8kHz的频率。
输出驱动DRV根据脉宽调制信号PWM来控制两个输出晶体管M1、M2。两个输出晶体管M1、M2作为要么在打开状态要么在关闭状态的开关工作。当脉宽调制信号PWM具有高电平时，晶体管M1处于关闭状态而晶体管M2处于打开状态。在这种情况下，耦合网络CPL从供电电压节点接收供电电压(+)。相反地，当脉宽调制信号PWM具有低电平时，晶体管M1处于打开状态而晶体管M2处于关闭状态。在这种情况下，耦合网络CPL从信号地节点接收信号地电压。
因此，耦合网络CPL接收具有要么是供电电压(+)要么是信号地电压的电压二进制功率信号SO。二进制功率信号SO是脉宽调制信号PWM的高功率再现。二进制功率信号SO具有实质上等于供电电压一半的直流分量。下面将把直流分量称为静态直流输出电压。静态直流输出电压对应脉宽调制信号PWM的平均占空比，50％。
耦合网络CPL过滤在二进制功率信号SO中存在的高频分量。在这样做时，耦合网络CPL有效地把二进制功率信号SO转换成模拟音频功率信号，驱动电声换能器LS。隔直电容CDC防止静态直流输出电压到达电声换能器LS。电声换能器LS只接收在二进制功率信号SO中存在的音频交流分量。音频交流分量重叠在电声换能器LS从信号地节点接收的信号地电压上。因此，静态直流输出电压通过了隔直电容CDC。
用户可以通过例如远程控制装置RCD的方法把数字音频放大器AMP从待机模式切换到激活模式，或者反之亦然。为了实现这个，用户可以按下远程控制装置RCD上的功率按键，把该事件作为信号发送给控制器CTRL。作为响应，控制器CRTL通过例如分别向前述实体施加供电电压和移除供电电压来激活或停止功率放大器。
假设用户把数字音频放大器AMP从待机模式切换到激活模式。在待机模式下，实质上没有电压通过隔直电容CDC。一旦数字音频放大器AMP在激活模式下工作了足够长时间，如前面所解释的，静态直流输出电压通过隔直电容CDC。因此，数字音频放大器AMP在从待机模式切换到激活模式时需要对隔直电容CDC充电。
对隔直电容CDC充电产生由电声换能器LS产生的可闻的扑通声或点击声形式的瞬态噪声。在把数字音频放大器AMP从激活模式切换到待机模式时，也可能出现可闻的扑通声或点击声。在这种情况下，数字音频放大器AMP需要对隔直电容CDC放电，以便使通过电容的电压从静态直流输出电压变成零。
特别地设计数字信号转换器CNV来防止当从待机模式切换到激活模式或反之时的可闻的扑通声或点击声，或者任何其它瞬态噪声。数字信号转换器CNV能工作在三种模式下：前面描述的音频模式、启动模式以及关断模式。控制器CTRL提供决定数字信号转换器CNV工作模式的模式信号。控制器CTRL对设定时间间隔引起数字信号转换器CNV工作在启动模式下，接下来从待机模式切换到激活模式。因此，假设其间没有特殊事件发生的话，控制器CTRL引起数字信号转换器CNV工作在音频模式下。控制器CTRL对设定时间间隔引起数字信号转换器CNV工作在关断模式下，接下来从激活模式切换到待机模式。
在启动模式下，数字信号转换器CNV产生组成部分脉宽调制信号PWM的特殊脉冲序列。该脉冲序列引起数字音频放大器AMP以平滑方式给隔直电容CDC充电。因此下面把该脉冲序列称为充电脉冲序列。这意味着充电脉冲序列具有其中脉宽调制信号PWM的占空比几乎是0％的前部。充电脉冲序列结束时是具有实质上相等宽度的正脉冲和负脉冲。这意味着充电脉冲序列具有其中占空比实质上是50％的后部。
在关断模式下，数字信号转换器CNV产生引起数字音频放大器AMP以平滑方式给隔直电容CDC放电的放电脉冲序列。放电脉冲序列是充电脉冲序列的镜像。也就是说，放电脉冲序列开始时是具有实质上相等宽度的正脉冲和负脉冲。有其中占空比是50％的前部。放电脉冲序列结束时是相对较窄的正脉冲。有其中占空比几乎是0％的后部。
重要地，数字信号转换器CNV能够以稳定的方式提供相对较窄的正脉冲。也就是说，在充电脉冲序列前部期间和放电脉冲序列后部期间，数字信号转换器CNV具有稳定的工作，尽管事实上在这些部分中占空比几乎是0％。稳定工作防止了本来会当占空比几乎是0％时出现的瞬态噪声，例如噪声(rushing noise)。
图2以函数图形式说明数字信号转换器CNV。上部说明数字音频信号转换路径，包括下列函数：上采样US1、预校正PCR、噪声整形NSH1、开关SW，以及具有可变占空比的方波生成SWQ。具有可变占空比的方波生成函数SWQ包括下列子函数：上采样US2、锯齿生成SWTG、加法ADD，以及一比特量化QOB。
图2下部说明反瞬态噪声路径，包括下列函数：s曲线生成SCG以及噪声整形NSH2。s曲线生成函数包括下列子函数：表查找TBL和插值IPL。
噪声整形函数NSH1、NSH2每个都包括下列子函数：减法SUB、噪声整形滤波器FIL，以及多比特量化MBQ。下面把数字音频信号转换路径中的噪声整形函数NSH1称为音频噪声整形函数。下面把反瞬态噪声路径中的噪声整形函数NSH2称为反瞬态噪声整形函数NSH2。
前述函数和子函数每个都能以硬件或软件或软硬件结合的方式实现。例如，实施例可以包括每个函数的专用电路。在另一个实施例中单个电路可以提供不同函数。在另一个实施例中，例如子程序的软件模块可以提供一个或更多函数。也可能有包括软硬件的混合型实施例。
如前所述，控制器CTRL提供定义数字信号转换器CNV工作在音频模式、启动模式或关断模式下的模式控制信号MD。在启动模式和关断模式下，开关函数SW具有如图2所示的状态。在这个状态下，开关函数SW有效地阻断数字音频信号转换路径。在另一方面，在这个状态下，开关函数SW允许反瞬态噪声路径向具有可变占空比的方波生成函数SWQ提供输入信号。这将在下面详细描述。
在音频模式下，如前所述，数字音频信号转换路径把脉冲编码调制信号PCM转换成脉宽调制信号PWM。更特别地，上采样函数US1提供脉冲编码调制信号PCM的上采样版本。上采样版本具有8倍于脉冲编码调制信号PCM采样速率Fs的采样速率Fs。施加到脉冲编码调制信号PCM上采样版本的预校正函数PCR补偿进一步处理可能引入的任何失真。预校正函数PCR为音频噪声整形函数NSH1提供输入信号。相应地，音频噪声整形函数NSH1提供包括7比特采样的噪声整形数字音频信号。音频噪声整形函数NSH1中的多比特量化子函数QMB1有效地把脉冲编码调制信号PCM具有的16比特精度减少到7比特精度。
在音频模式下，开关函数SW把噪声整形数字音频信号发送给具有可变占空比的方波生成函数SWQ。在后者函数中，上采样子函数US2提供具有1024倍于脉冲编码调制信号PCM采样速率Fs的采样速率的噪声整形数字音频信号上采样版本。锯齿生成子函数SWGT提供具有8倍于脉冲编码调制信号PCM采样速率Fs的采样速率FSWT的数字锯齿信号。加法子函数ADD把噪声整形数字音频信号的上采样版本和数字锯齿信号相加。这产生了施加一比特量化子函数QOB的动态幅度偏移锯齿信号。一比特量化子函数QOB比较分别在动态幅度偏移锯齿信号和数字阈值中的采样值。当采样值低于数字阈值时，脉宽调制信号PWM具有低值。相反地，当采样值高于数字阈值时，脉宽调制信号PWM具有高值。
在启动模式下，s曲线生成函数SCG反瞬态噪声整形函数NSH2接收的启动s曲线SC。更特别地，表查找函数TBL提供存储在存储器中的采样序列。当模式控制信号MD表明使用启动模式时，表查找函数TBL以特定顺序开始存储器中读出各个采样。插值函数IPL生成从存储器中读出的两个采样之间的插值。因此，启动s曲线SC是精确的而不需要太多存储器空间。
图3说明启动s曲线SC。图3是具有表示采样数字SN的横坐标和具有表示归一化幅度AN的纵坐标的图。归一化幅度-1对应前述的负峰值幅度和占空比等于0％。归一化幅度0对应前述的零幅度和占空比等于50％。启动s曲线SC是在施加到启动模式的时间间隔中出现的采样序列。启动模式可以持续例如0.5秒。在该时间间隔中，启动s曲线SC引起数字音频放大器AMP平滑地给隔直电容CDC充电而没有任何实质上的瞬态噪声。下列特征对此起作用：启动s曲线SC具有在曲线开始部分和结束部分实质上等于零的一阶导数。
在关断模式下，s曲线生成产生是图3所示启动s曲线SC的镜像的关断s曲线。为了实现这个，表查找函数TBL以和启动模式中使用的特定顺序相反的顺序从存储器读出各个采样。关断s曲线引起数字音频放大器AMP平滑地给隔直电容CDC放电而没有任何实质上的瞬态噪声。
反瞬态噪声整形函数NSH2具有贯穿图3所示启动s曲线SC的稳定工作，甚至当归一化幅度相对地接近-1时。对关断s曲线也一样。因为反瞬态噪声整形函数NSH2只需要处理启动s曲线SC和关断s曲线，而不处理数字音频信号，这样的工作能够做到。例如，把假设图3所示启动s曲线SC施加到音频噪声整形函数NSH1。会很困难甚至不可能实现该函数，其方式一方面允许贯穿启动s曲线SC的稳定工作，另一方面允许脉冲编码调制信号PCM到脉宽调制信号PWM的无失真转换。在图2所示的数字信号转换器CNV中，音频噪声整形函数NSH1象原来那样专注于无失真转换，而反瞬态噪声整形函数NSH2专注于即使归一化幅度相对地接近-1时的稳定工作。
图4说明作为噪声整形函数基本元件的限幅积分器ICL。限幅积分器ICL包括求和器SUM、延时模块DEL，以及限幅器CLP。延时模块DEL可以是双稳态触发器阵列的形式。限幅器CLP具有定义限幅器CLP特征的限幅值CV。限幅值CV定义在正限幅值+CV和负限幅值-CV之间包括的值的范围，所述限幅值每个都具有对应限幅值CV的幅度。
限幅积分器ICL以给定输入采样速率Fs接收输入采样序列IN，并相应地以输出采样速率提供输出采样序列OUT，所述输出采样速率可以是给定输入采样速率Fs的几倍。求和器SUM把输出采样和输入采样相加。该加法产生集成采样，由延时模块DEL在典型地对应于给定输入采样速率Fs的给定时间间隔中存储。延时模块DEL可以象原来那样释放几次集成采样。这提供了上采样函数。例如，延时模块DEL可以以M倍于给定输入采样速率Fs的速率释放集成采样，M是整数。整数M表示上采样因子。
限幅器CLP根据限幅值CV限幅集成采样。因此，限幅器CLP提供新输出采样，其值对应集成采样的值，如果集成采样的值在限幅值CV定义的值的范围中的话。如果集成采样比正限幅值CV大，新输出采样具有正限幅值CV。相反地，如果集成采样比负限幅值CV小，新输出采样具有负限幅值CV。
图5说明数字信号转换器中反瞬态噪声整形函数NSH2的实施例，以下称为反瞬态噪声整形滤波器。反瞬态噪声整形滤波器包括四个限幅积分器ICL1-ICL4，表示为方框。每个限幅积分器都和图4所示的限幅积分器ICL类似。每个限幅积分器具有特定限幅值CV，在表示限幅积分器ICL的方框中指出。每个限幅积分器可以进一步提供如参考图4的前述上采样函数。
反瞬态噪声整形滤波器还包括不同定标模块K21-K24，表示为三角形。每个定标模块用定标因子给输入采样定标，所述定标因子在表示定标模块的三角形中指出。每个定标因子是功率二或功率二的各自部分的线性组合。因此，每个定标因子能以下列基本操作的方式实现：二进制偏移、加法和减法。
反瞬态噪声整形滤波器还包括双减法器DSUB，具有输入、子减法器SUB21、求和器SUM21、多比特量化器QMB21以及具有输出的限幅器CLP21。多比特量化器提供例如7比特输出采样。限幅器CLP21的限幅值CV是1，即归一化幅度。
反瞬态噪声整形滤波器组成具有非线性闭环响应的闭环系统。这是因为每个限幅积分器具有有限数字的特定限幅值CV。特殊限幅积分器中的限幅器根据反瞬态噪声整形滤波器接收的输入信号特性在给定时刻限幅。当其中的限幅积分器限幅的限幅器时，可以认为限幅积分器是开环电路。这对闭环响应有作用。因而闭环响应依赖于输入信号特性。反瞬态噪声整形滤波器是否具有稳定工作取决于闭环响应。
通过正确地对给定输入信号设置相应的限幅值，能达到稳定工作。图5所示的各个限幅值允许反瞬态噪声整形滤波器以稳定形式处理图3所示的启动s曲线SC。向是启动s曲线SC镜像的关断s曲线施加同样的。下列特征对稳定工作起作用。等于0.04的限幅积分器ICL21的限幅值在幅度量级上低于等于0.77的限幅积分器ICL22的限幅值。类似地，等于0.16的限幅积分器ICL23的限幅值在幅度量级上低于等于97的限幅积分器ICL24的限幅值。也就是说，各个限幅值覆盖了几个幅度量级的相对较宽的范围。
合适的限幅值可以根据经验地通过例如对不同限幅值集合运行不同计算机仿真的方式找到。有很多的对特定实施例合适的不同限幅值集合。另外，合适的限幅值从一个实施例到另一个实施例会变化，取决于给定实施例的特定滤波器结构和各自的定标因子，这等同于定义闭环响应。
结论备注
前面参考附图的详细描述只是对本发明和权利要求定义的从属特征进行说明。可以以很多不同方式实现本发明。为了说明这一点，简要指出一些可替代事物。
本发明可以优选地用于包括数字输入信号到脉宽调制信号转换的任何类型产品或方法。所示的数字音频系统DAS只是一个例子。本发明可以同等地优选地用于例如包括接收表示视频信息的数字输入信号的数字信号转换器的数字视频系统。也就是说，数字信号转换器接收的数字输入信号不必须表示音频信息。数字输入信号可以表示任何类型的信息，包括控制信息。
进一步注意本发明优选地用于不同类型电路。放大器只是一个例子。本发明可以同等地用于例如具有噪声整形器的数模转换器。这样的电路同等地产生脉宽调制信号。本发明允许脉宽调制信号平滑地到达静态直流元件，或者平滑地立刻静态直流元件，而没有任何特定的稳定性问题。众多应用能受益于此。
根据本发明有很多不同实现数字信号转换器的方式。图2所示的数字信号转换器CNV只是一个例子。该数字信号转换器具有常常称为均匀脉宽调制生成的结构。更特别地，图2所示的数字信号转换器CNV是该结构的特定变种，其中噪声整形和方波生成是分立函数。在另一个变种中，可以结合这些函数。参考图2，分立噪声整形滤波器可以提供分别的噪声整形函数NSH1、NSH2。可替换地，单个可重构噪声整形滤波器可以提供这些噪声整形函数两者。存在其它变种和结构。题目为“A Reviewand Comparison of Pulse Width Modulation(PWM)methods for Analogand Digital input Switching Power Amplifiers”的文章给出了不同数字信号转换器的综述，文章发表在1997年三月在德国慕尼黑的102届AES会议(AES是音频工程协会的缩写)，作者是Karsten Nielsen。
有很多生成合适的直流修正信号的不同方式。图2只说明了包括表查找函数TBL和插值函数IPL的一个例子。作为另一个例子，专用逻辑电路可以产生组成合适直流修正信号的特定采样序列。进一步注意图3所示的启动s曲线SC只是合适的瞬态曲线的一个例子。有很多允许瞬态噪声减少的不同形状。另外，注意静态直流电压不必须对应50％占空比。和图3所示的不同的要求瞬态曲线具有开始值和结束值的其它占空比也是可能的。
有很多通过软件或硬件或软硬件项目的方式实现函数的办法。在这方面，附图是非常概略的，每个只表示一个可能的本发明实施例。因此，虽然附图把不同函数表示为不同模块，这并不意味着排除单个硬件或软件项目实现几个函数。也不排除硬件或软件或软硬件项目的集合实现一个函数。
在演示参考附图的详细描述之前，这里的备注说明而不是限制本发明。有很多落在申请的权利要求范畴内的可替换事物。权利要求中的任何参考标记都不解释为限制权利要求。单词“包括”不排除权利要求中未列出的其它组件或步骤的存在。在单个组件或步骤不排除多个这样的组件或步骤的存在。

Claims (12)

1.一种数字信号转换器(CNV)，用于把数字输入信号转换成脉宽调制信号，所述数字信号转换器配置用于工作在转换模式和信号模式下，在所述转换模式下，所述数字信号转换器通过向直流修正信号(SC)施加反瞬态噪声整形函数(NSH2)来提供脉宽调制信号(PWM)，以及在所述信号模式下，所述数字信号转换器(CNV)通过向数字输入信号(PCM)施加信号噪声整形函数(NSH1)来提供脉宽调制信号(PWM)。
2.如权利要求1的数字信号转换器，所述信号噪声整形函数(NSH1)组成信号转换路径的一部分，所述信号转换路径还包括开关(SW)和具有可变占空比的方波发生器(SQW)，所述开关配置用于在信号模式下把信号噪声整形函数的输出采样传递到方波发生器，并在转换模式下传递反瞬态噪声整形函数(NSH2)的输出采样。
3.如权利要求1的数字信号转换器，包括瞬态曲线发生器(SCG)，所述瞬态曲线发生器(SCG)配置用于提供具有启动曲线形式的直流修正信号(SC)，以使脉宽调制信号(PWM)包括宽度逐渐增加的正脉冲序列。
4.如权利要求1的数字信号转换器，包括瞬态曲线发生器(SCG)，所述瞬态曲线发生器(SCG)配置用于提供具有关断曲线形式的直流修正信号(SC)，以使脉宽调制信号(PWM)包括宽度逐渐减小的正脉冲序列。
5.如权利要求1的数字信号转换器，包括瞬态曲线发生器(SCG)，所述瞬态曲线发生器(SCG)配置用于提供具有曲线形式的直流修正信号(SC)，所述曲线在曲线开始部分和结束部分具有实质上等于零的一阶导数。
6.如权利要求3、4或5的数字信号转换器，所述瞬态曲线发生器(SCG)包括内插器(IPL)，用于提供从存储器中读出的各个采样之间的插值采样。
7.如权利要求1的数字信号转换器，包括提供反瞬态噪声整形函数(NSH2)的噪声整形滤波器，所述噪声整形滤波器包括具有各自的限幅值(CV)的各种限幅积分器(ICL1-ICL4)，限幅积分器提供各自的幅度限幅到限幅积分器的限幅值的输出采样(OUT)。
8.如权利要求7的数字信号转换器，一个限幅积分器ICL1的限幅值(0.04)在幅度量级上比另一个限幅积分器ICL2的限幅值(0.77)更低。
9.一种开关放大器(AMP)，包括如权利要求1的数字信号转换器(CNV)，以及用于提供功率信号(SO)的输出级(DRV、M1、M2)，所述功率信号是来自数字信号转换器的脉宽调制信号(PWM)的放大版本。
10.一种数字音频系统(DAS)，包括配置用于提供数字输入信号(PCM)的音频数据发生器(ADP)，以及连接在所述音频数据发生器和电声换能器(LS)之间的如权利要求9的开关放大器(AMP)，所述数字输入信号表示音频信息。
11.一种把数字输入信号(PCM)转换成脉宽调制信号(PWM)的方法，包括：
转换步骤，其中通过向直流修正信号施加反瞬态噪声整形函数(NSH2)来提供脉宽调制信号；以及
信号提供步骤，其中通过向数字输入信号施加信号噪声整形函数(NSH1)来提供脉宽调制信号。
12.一种用于可编程处理器的计算机程序，所述计算机程序产品包括指令集，当加载到可编程处理器时，所述指令集使可编程处理器执行根据权利要求11的方法。
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