ITMI20080930A1 - Circuito di amplificazione per il pilotaggio di un diffusore - Google Patents

Description

Descrizione della domanda di brevetto per invenzione industriale avente per titolo: “Circuito di amplificazione per il pilotaggio di un diffusore”

Campo tecnico dell’invenzione

La presente invenzione riguarda in generale il settore dell’amplificazione di segnali audio. Più in particolare, la presente invenzione riguarda un circuito di amplificazione per il pilotaggio di un diffusore di un segnale audio quale, ad esempio, un altoparlante.

Tecnica nota

E’ noto un sistema di amplificazione audio che comprende una sorgente di un segnale audio, un amplificatore del segnale audio, un filtro passabasso, per eliminare le frequenze superiori alla banda audio, ed un diffusore del segnale audio (ad esempio, un altoparlante, cuffie o auricolari).

In particolare, in questi sistemi convenzionali il segnale di tensione ai capi del diffusore è polarizzato al valore nullo affinché il diffusore possa funzionare correttamente evitando che il diffusore venga danneggiato.

Ciò viene ottenuto utilizzando un capacitore di disaccoppiamento collegato fra il terminale del segnale audio filtrato ed un terminale del diffusore. Valori tipici della capacità del capacitore di disaccoppiamento sono compresi fra 100 µF e 220 µF, in modo da non eliminare le frequenze audio (comprese tipicamente fra 20 Hz e 20 Khz).

Il sistema di amplificazione audio è alimentato con una tensione di alimentazione V_alim e successivamente il sistema di amplificazione audio viene attivato per la diffusione di un segnale audio di una sorgente audio (per esempio, un Compact Disk). Al momento dell’attivazione del sistema di amplificazione audio l’ingresso dell’amplificatore inizia ad essere pilotato con un segnale audio d’ingresso (derivato dal segnale audio della sorgente audio) ed il segnale di tensione all’uscita dell’amplificatore ha una brusca variazione dal valore nullo ad un valore maggiore di zero (per esempio, un valore medio pari a metà della tensione di alimentazione V_alim/2 del sistema di amplificazione audio 200): il capacitore di disaccoppiamento inizialmente e’ ancora scarico e comincia lentamente a caricarsi, ed il segnale di tensione ai capi del diffusore subisce una brusca variazione dal valore nullo ad un valore maggiore di zero (nell’esempio, un valore medio pari alla metà della tensione di alimentazione), che è causa di un rumore generato dal diffusore che nel seguito verrà indicato con “rumore di attivazione” (indicato in inglese con “pop noise”).

Il capacitore di disaccoppiamento viene quindi caricato in un certo intervallo di tempo, durante il quale il valore medio del segnale di tensione ai capi del diffusore decresce a zero. A regime il capacitore di disaccoppiamento è carico al valore della tensione di regime ed il valore medio della tensione di polarizzazione ai capi del diffusore è nullo, così che il diffusore può funzionare correttamente.

Sono note delle metodologie per ridurre il rumore di attivazione, che hanno l’obiettivo di ridurre la brusca variazione del segnale di tensione ai capi del diffusore. Queste metodologie prevedono (nel caso di rumore di attivazione) l’utilizzo di una fase di precarica del capacitore di disaccoppiamento al valore di regime prima che l’amplificatore inizi a pilotare il diffusore con il segnale audio amplificato.

In questo modo, quando l’amplificatore inizia a pilotare il diffusore, il capacitore di disaccoppiamento è già carico al valore di regime e la tensione di polarizzazione ai capi del diffusore è nulla anche quando l’amplificatore inizia a pilotare il diffusore, riducendo così il rumore di attivazione.

Una tecnica nota per realizzare la fase di precarica del capacitore di disaccoppiamento è quella di utilizzare un partitore di tensione resistivo posto fra il segnale amplificato filtrato ed il capacitore di disaccoppiamento, per mezzo del quale viene generato un segnale di tensione crescente gradualmente utilizzato per caricare il capacitore di disaccoppiamento dal valore nullo al valore di regime, riducendo così il rumore di attivazione.

La Richiedente ha osservato che uno svantaggio di questa tecnica nota è di richiedere un tempo eccessivo per caricare il capacitore di disaccoppiamento (dell’ordine dei secondi), dato che la capacità ha un valore elevato (in modo da non eliminare le frequenze audio) e che questo tempo è proporzionale alla capacità. Inoltre è difficile realizzare il partitore di tensione utilizzando due resistenze perfettamente uguali e quindi c’è il rischio che il capacitore di disaccoppiamento non venga caricato esattamente al valore di regime, con la conseguenza che il rumore di attivazione viene ridotto solo in parte.

Un’altra tecnica nota per la pre-carica del capacitore di disaccoppiamento è descritta nella domanda di brevetto USA numero 2008/0049952-A1, in base alla quale è possibile utilizzare un circuito dedicato per generare un segnale di tensione con andamento lineare crescente lentamente ed utilizzato per caricare il capacitore di disaccoppiamento. Il circuito dedicato comprende un modulatore della durata che genera un segnale ad impulsi avente frequenza costante e larghezza degli impulsi costante e comprende un integratore per generare il segnale crescente linearmente in funzione del segnale generato dal modulatore della durata. Alternativamente, il circuito comprende un modulatore della densità che genera un segnale ad impulsi con densità degli impulsi costante e comprende l’integratore.

Gli svantaggi di questa tecnica nota sono di richiedere un circuito dedicato per la pre-carica del capacitore di disaccoppiamento e di richiedere un integratore per generare il segnale per la precarica. Inoltre la Richiedente ha osservato che questa tecnica nota ha ancora lo svantaggio di richiedere un tempo eccessivo per caricare il capacitore di disaccoppiamento, dato che il segnale utilizzato per caricare il capacitore cresce lentamente nel tempo.

Breve sommario dell’invenzione

La presente invenzione riguarda un circuito di amplificazione come definito nella annessa rivendicazione 1 e da sue forme di realizzazione preferite descritte nelle rivendicazioni dipendenti da 2 a 17.

La Richiedente ha percepito che il circuito in accordo con la presente invenzione può ridurre il tempo necessario per caricare il capacitore di disaccoppiamento collegato fra un amplificatore audio ed un diffusore del segnale audio.

Forma oggetto della presente invenzione anche un sistema di amplificazione comprendente il circuito di amplificazione, dove il sistema è definito nella annessa rivendicazione 18 e nelle forme di realizzazione preferite descritte nelle rivendicazioni dipendenti da 19 a 21.

Breve descrizione dei disegni

Ulteriori caratteristiche ed i vantaggi dell’invenzione risulteranno dalla descrizione che segue di una forma di realizzazione preferita e di sue varianti fornita a titolo esemplificativo con riferimento ai disegni allegati, in cui:

- la Figura 1 mostra schematicamente un sistema di amplificazione secondo una prima forma di realizzazione dell’invenzione;

- la Figura 2 mostra schematicamente un sistema di amplificazione secondo una seconda forma di realizzazione dell’invenzione;

- la Figura 3 mostra schematicamente un possibile andamento di un segnale fornito da un generatore a rampa di un circuito di amplificazione utilizzato nel sistema di amplificazione;

- la Figura 4 mostra schematicamente l’andamento del segnale in ingresso ad un amplificatore utilizzato nel circuito di amplificazione durante una fase di pre-carica del capacitore di disaccoppiamento;

- la Figura 5 mostra schematicamente l’andamento di alcuni segnali del circuito di amplificazione;

- la Figura 6 mostra schematicamente un esempio di un amplificatore audio utilizzabile nel circuito di amplificazione;

- la Figura 7 mostra schematicamente un esempio di un filtro passa-basso utilizzabile nel sistema di amplificazione;

- la Figura 8 mostra schematicamente una modulazione ternaria di tipo 3.

Descrizione dettagliata dell’invenzione

Con riferimento alla figura 1, viene mostrato un sistema di amplificazione audio 200 comprendente un convertitore 300, un circuito di amplificazione 100 ed un diffusore R.

Si premette che il capacitore di disaccoppiamento C ha la funzione di polarizzare al valore zero il diffusore R, per evitare di danneggiare il diffusore R stesso. Inoltre, si osservi che il sistema di amplificazione audio 200 è tale da operare in due fasi: una fase di pre-carica ed una fase di amplificazione. Nella fase di pre-carica, il capacitore di disaccoppiamento C viene caricato ad un valore di tensione opportuno. Nella fase di amplificazione, il diffusore R è pilotato in modo da generare un segnale sonoro corrispondente ad un segnale audio di ingresso.

Il convertitore 300 comprende un modulo sovracampionatore 11, un modulo interpolatore 12, un modulo sagomatore del rumore 15 e un modulatore della durata 3. Tale convertitore 300 ha la funzione di effettuare la conversione di un segnale digitale audio con modulazione di impulsi codificati Sa presente al proprio ingresso in un segnale audio ad impulsi con modulazione della durata S2, come verrà ulteriormente spiegato in seguito.

Il circuito di amplificazione 100 comprende un circuito di generazione 400 ed un amplificatore 500. Il circuito di generazione 400 comprende un generatore a rampa 1, il modulatore della durata 3 (comune al convertitore 300), un modulatore della densità 4, un controllore 2, un selettore 5.

L’amplificatore 500 comprende un amplificatore audio 6 e, vantaggiosamente, un filtro passa-basso 7 ed un capacitore di disaccoppiamento C.

Con riferimento al convertitore 300, il modulo sovracampionatore 11 comprende un terminale d’ingresso per ricevere da una sorgente (per esempio, un compact disk CD) un segnale digitale audio con modulazione di impulsi codificati Sa (indicato in inglese con PCM= Pulse Code Modulation) quantizzato ad N bit e comprende un terminale d’uscita per fornire un segnale sovracampionato S10. Preferibilmente, il modulo sovracampionatore 11 è tale da fornire un segnale sovracampionato S10 inserendo dei campioni a valore nullo fra due campioni successivi del segnale digitale audio con modulazione di impulsi codificati Sa e filtrando digitalmente le repliche spettrali indesiderate generate dall’inserzione dei campioni a valore nullo.

Il modulo interpolatore 12 comprende un terminale d’ingresso per ricevere il segnale sovracampionato S10 e comprende un terminale d’uscita per fornire una prima sequenza di campioni quantizzati S11 indicativi di istanti temporali del segnale ad impulsi con modulazione della durata S2, come verrà ulteriormente spiegato in seguito.

Il modulo sagomatore del rumore 15 comprende un terminale d’ingresso per ricevere la prima sequenza S11 di valori quantizzati e comprende un terminale d’uscita per fornire una seconda sequenza di campioni quantizzati S12 con un numero di bit M inferiore (rispetto al numero di bit N dei campioni della prima sequenza) e con un rumore inferiore (rispetto ad una sequenza di campioni direttamente quantizzata ad M bit) nella banda delle frequenze del segnale digitale audio con modulazione di impulsi codificati Sa; pertanto anche la seconda sequenza di campioni quantizzati S12 è indicativa degli istanti temporali del segnale ad impulsi con modulazione della durata S2.

Con riferimento al circuito di generazione 400, il generatore a rampa 1 comprende un terminale d’uscita sul quale può rendere disponibile un segnale S1 con andamento a rampa crescente in un certo intervallo di tempo necessario per la pre-carica del capacitore di disaccoppiamento C, come verrà ulteriormente spiegato in seguito.

In particolare, la figura 3 mostra un esempio di andamento del segnale S1 generabile dal generatore a rampa 1. Il segnale a rampa S1 ha un andamento a rampa crescente linearmente dal valore iniziale V_in al valore finale V_fin in un intervallo di tempo compreso fra gli istanti temporali t_in e t_fin, dove t_in è l’istante in cui inizia la fase di pre-carica e t_fin è l’istante in cui termina la fase di precarica (che coincide con l’inizio del pilotaggio dell’ingresso dell’amplificatore audio con un segnale audio d’ingresso derivato da un segnale audio di una sorgente audio). L’andamento a rampa crescente linearmente del segnale S1 non è però essenziale, cioè è possibile utilizzare un generatore del segnale S1 tale da avere un andamento gradualmente crescente secondo altre tipologie di curve (ad esempio, una curva polinomiale di grado superiore al primo oppure una curva esponenziale) nell’intervallo di tempo (compreso fra gli istanti t_in e t_fin) in cui avviene la pre-carica del capacitore di disaccoppiamento C.

L’istante di tempo t_fin è scelto in modo da avere una fase di pre-carica di durata sufficientemente breve (per esempio, 100 ms nel caso di un sistema di amplificazione audio) e questo è possibile utilizzando lo stesso amplificatore audio per effettuare la pre-carica, come verrà ulteriormente spiegato in seguito.

Preferibilmente, il generatore a rampa 1 è realizzato con un contatore digitale, tale da generare una sequenza di campioni quantizzati con valori compresi fra -1 e 1.

Il modulatore della durata 3 (indicato in inglese con PWM= Pulse Width Modulator) comprende un primo terminale d’ingresso per ricevere la seconda sequenza S12 ed un secondo terminale d’ingresso per ricevere il segnale a rampa S1 e comprende un terminale d’uscita per generare un segnale ad impulsi con modulazione della durata S2 in funzione della seconda sequenza S12 o del segnale a rampa S1. In particolare, il modulatore della durata 3 è tale per cui la frequenza degli impulsi del segnale S2 è fissa mentre la larghezza degli impulsi stessi dipende dal valore dei campioni della seconda sequenza S12 o dal valore del segnale a rampa S1.

Il modulatore della durata 3 ha una prima ed una seconda modalità di funzionamento. La prima modalità (compresa fra gli istanti t_comm e t_fin) è attivata durante la fase di pre-carica del capacitore ed il modulatore della durata 3 è tale da generare (in funzione del segnale a rampa S1) un opportuno segnale ad impulsi con modulazione della durata S2 utilizzato per la pre-carica del capacitore, mentre nella seconda modalità (successiva a t_fin) di normale funzionamento il modulatore della durata 3 è tale da generare un segnale audio ad impulsi con modulazione della durata S2, dove la larghezza degli impulsi è tale da dipendere dal valore dei campioni della seconda sequenza S12. Preferibilmente, il modulatore della durata 3 è tale da generare un segnale S2 ad impulsi ad onda quadra, in cui il valore basso dell’onda quadra è 0 ed il valore alto dell’onda quadra è 1.

Preferibilmente, il modulatore della durata 3 è realizzato con un contatore digitale ed un comparatore digitale, come verrà ulteriormente spiegato più in dettaglio in seguito.

Il modulatore della densità 4 comprende un terminale d’ingresso per ricevere il segnale a rampa S1 ed un terminale d’uscita per generare (in funzione del segnale a rampa S1) un segnale ad impulsi con modulazione della densità S3. In particolare, il modulatore della densità 4 è tale per cui la larghezza degli impulsi è fissa mentre la densità degli impulsi stessi è tale da dipendere dal valore del segnale a rampa S1. Preferibilmente, il modulatore della densità è tale da generare un segnale S3 ad impulsi ad onda quadra, in cui il valore basso dell’onda quadra è 0 ed il valore alto dell’onda quadra è 1.

La figura 2 mostra un ulteriore sistema di amplificazione audio 600 analogo a quello 200 di figura 1 in cui, però, la modulazione della densità è realizzata non dal modulatore 4 (che è omesso) ma è realizzata mediante lo stesso sagomatore del rumore 115, dove il periodo di campionamento del sagomatore di rumore 115 è uguale alla larghezza minima degli impulsi.

Secondo questa forma di realizzazione alternativa di figura 2, il modulo 115 può operare come sagomatore del rumore quando il sistema di amplificazione 600 è atto a ricevere un segnale audio utile con modulazione degli impulsi codificati Sa e quindi a funzionare nella normale fase di amplificazione del segnale audio utile. Inoltre, il modulo 115 realizza la funzionalità di modulatore della densità quando il sistema di amplificazione audio 600 è atto a funzionare in una prima parte della fase di pre-carica del capacitore. Si osservi che nella presente descrizione blocchi, componenti o moduli identici o analoghi sono indicati nelle figure con i medesimi riferimenti numerici.

Un’altra forma di realizzazione alternativa (non mostrata nelle figure) è analoga a quella 600 di figura 2 in cui però il terminale d’uscita del generatore a rampa 1 è collegato con un secondo terminale d’ingresso del sovracampionatore 11 (invece di essere collegato con il secondo terminale d’ingresso del modulo 115 e con il secondo terminale d’ingresso del modulatore della durata 3). Seconda quest’altra forma di realizzazione alternativa, il sovracampionatore 11 comprende quindi un primo ed un secondo terminale d’ingresso per ricevere rispettivamente il segnale digitale audio Sa ed il segnale a rampa S1 e comprende un terminale d’uscita per fornire il segnale sovracampionato S10 in funzione del segnale a rampa S1 durante la fase di pre-carica e per fornire il segnale sovracampionato in funzione del segnale digitale audio Sa durante la fase di normale amplificazione. Secondo quest’altra forma di realizzazione alternativa, il modulo 115 può operare come sagomatore del rumore quando il sistema di amplificazione audio è atto a funzionare in una seconda parte della fase di pre-carica del capacitore e quando il sistema di amplificazione è atto a ricevere un segnale audio utile con modulazione degli impulsi codificati Sa e quindi a funzionare nella normale fase di amplificazione del segnale audio utile. Inoltre, il modulo 115 realizza la funzionalità di modulatore della densità quando il sistema di amplificazione audio è atto a funzionare in una prima parte della fase di pre-carica del capacitore.

Il selettore 5 comprende un primo terminale d’ingresso per ricevere il segnale ad impulsi con modulazione della durata S2, un secondo terminale d’ingresso per ricevere il segnale ad impulsi con modulazione della densità S3 ed un terminale d’ingresso di selezione per ricevere un segnale di selezione Sel. Inoltre, il selettore 5 è provvisto di un terminale d’uscita per fornire (quando il sistema di amplificazione audio 200 è tale da funzionare nella fase di pre-carica) un primo segnale di precaricamento S5 selezionato fra il segnale ad impulsi con modulazione della durata S2 ed il segnale ad impulsi con modulazione della densità S3 in funzione del valore del segnale di selezione Sel. Nell’esempio di figura 1, il selettore è tale da fornire sul terminale d’uscita il segnale ad impulsi con modulazione della durata S2 quando il valore logico del segnale di selezione Sel è ‘1’ ed il segnale ad impulsi con modulazione degli impulsi S3 quando il valore logico del segnale di selezione Sel è ‘0’.

In particolare, la figura 4 mostra l’andamento del primo segnale di pre-caricamento S5 quando il sistema di amplificazione audio 200 è tale da funzionare nella fase di pre-carica, come verrà ulteriormente spiegato in seguito.

Il controllore 2 comprende un terminale d’ingresso (non mostrato nelle figure 1 e 2) per rilevare l’attivazione del sistema di amplificazione audio 200 e per rilevare il valore del segnale a rampa S1 e, inoltre, comprende un terminale d’uscita per pilotare l’ingresso di selezione del selettore 5.

L’amplificatore audio 6 comprende un terminale d’ingresso per ricevere (durante la fase di precarica) il primo segnale di pre-caricamento S5 e comprende un terminale d’uscita per fornire un segnale amplificato S6, il quale ha un andamento ad impulsi simile al primo segnale di pre-caricamento S5 e valori dell’ampiezza maggiori o amplificati in potenza; preferibilmente, il segnale amplificato S6 è un segnale ad impulsi ad onda quadra, in cui il valore basso dell’onda quadra è una tensione nulla ed il valore alto dell’onda quadra è la tensione di alimentazione V_alim del sistema di amplificazione audio 200. In figura 6 è mostrato un esempio di realizzazione dell’amplificatore audio 6 (ad esempio, di tipo convenzionale) comprendente un transistore superiore T_H ed un trasistore inferiore T_L realizzati, ad esempio, mediante MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) a canale N. Il transistore superiore T_H è provvisto di un primo terminale di gate g1 collegato al terminale d’ingresso dell’amplificatore audio 6 per ricevere il primo segnale di pre-caricamento S5, un primo terminale di source s1 collegato al terminale d’uscita dell’amplificatore audio 6 ed un primo terminale di drain d1 collegato alla tensione di alimentazione V_alim. Il transistore inferiore T_L è provvisto di un secondo terminale di gate g2 collegato al terminale d’ingresso invertito dell’amplificatore audio 6 per ricevere il primo segnale di pre-caricamento S5 negato, un secondo terminale di drain d2 collegato al primo terminale di source s1, ed un secondo terminale di source s2 collegato ad un terminale di massa. L’amplificatore audio 6 sopra mostrato è, secondo quest’esempio, di tipo a mezzo-ponte ma la presente invenzione è aplicabile anche ad altre tipologie di amplificatori audio. I transistori superiore T_H ed inferiore T_L sono protetti da sovratensioni da relativi diodi DD1 e DD2 collegati fra i corrispondenti terminali di drain e source (i diodi DD1 e DD2 possono essere esterni oppure interni ai transistori superiore T_H ed inferiore T_L). Quando il primo terminale di gate g1 riceve il livello alto degli impulsi del primo segnale di pre-caricamento S5 ed il secondo terminale di gate g2 riceve il livello basso degli impulsi del primo segnale di pre-caricamento S5, il transistore superiore T_H è attivo mentre il transistore inferiore T_L è disattivo: in questa situazione, il primo terminale di source s1 è ad un potenziale sostanzialmente pari alla tensione di alimentazione V_alim. Quando il primo terminale di gate g1 riceve il livello basso degli impulsi del primo segnale di pre-caricamento S5 ed il secondo terminale di gate g2 riceve il livello alto degli impulsi del primo segnale di pre-caricamento S5, il transistore superiore T_H è disattivo mentre il transistore inferiore T_L è attivo: in questa ulteriore situazione, il secondo terminale di drain d2 sarà portato a massa.

Il filtro passa-basso 7 comprende un terminale d’ingresso per ricevere il segnale amplificato S6 e comprende un terminale d’uscita per fornire un segnale filtrato S7. In particolare, il valore della tensione sul terminale d’uscita del filtro passabasso 7 è indicato in figura 1 con Vo e la figura 5 mostra che l’andamento della tensione Vo sul terminale d’uscita del filtro passa-basso 7 è sostanzialmente crescente linearmente da un valore sostanzialmente nullo ad un valore di regime pari alla metà della tensione di alimentazione (V_alim/2) nell’intervallo di tempo (compreso fra gli istanti t_in e t_fin) necessario per la pre-carica del capacitore, come verrà ulteriormente illustrato in seguito.

Preferibilmente, il filtro passa-basso 7 è realizzato come mostrato in figura 7 e comprende una resistenza parassita Rp, un induttore L con un terminale collegato in serie alla resistenza parassita Rp ed un capacitore Cf collegato fra l’altro terminale dell’induttore L e massa. La funzione di questo filtro passa-basso è quella di filtrare le componenti ad alta frequenza generate dalle brusche variazioni degli impulsi del segnale amplificato S6, effettuando quindi una media del segnale amplificato S6 nella banda audio.

Il capacitore di disaccoppiamento C è collegato fra il terminale d’uscita del filtro passa-basso 7 ed un terminale del diffusore R. In particolare, il valore della tensione ai capi del capacitore C è indicato con Vc in figura 1 e la figura 5 mostra che l’andamento della tensione Vc ai capi del capacitore C è sostanzialmente crescente linearmente dal valore sostanzialmente nullo al valore pari alla metà della tensione di alimentazione (V_alim/2) nell’intervallo di tempo (compreso fra gli istanti t_in e t_fin) necessario per la pre-carica del capacitore.

Il diffusore R quale, ad esempio, un altoparlante, cuffie o auricolari, è collegato fra il capacitore C e massa. In particolare, il valore della tensione ai capi del diffusore R è indicato con Vr in figura 1 e la figura 5 mostra che l’andamento della tensione Vr ai capi del diffusore R è sostanzialmente nullo nell’intervallo di tempo (compreso fra gli istanti t_in e t_fin) necessario per la pre-carica del capacitore.

Sarà ora descritto il funzionamento del sistema di amplificazione audio 200 nella fase di pre-carica del capacitore di disaccoppiamento C, facendo anche riferimento alle Figure 3, 4 e 5. Durante questa fase di pre-carica il segnale filtrato S7 verrà indicato, per chiarezza, con il termine di “secondo segnale di pre-caricamento S7”. All’istante t_in viene attivato il sistema di amplificazione audio 200: il controllore 2 rileva l’attivazione del sistema di amplificazione audio 200 e pilota l’ingresso di selezione Sel in modo che il segnale ad impulsi con modulazione della densità S3 sia selezionato e trasmesso in uscita al selettore 5 (nell’esempio in figura 1 il controllore 2 assegna il valore logico ‘0’ al segnale di selezione Sel).

Nello stesso istante t_in il generatore a rampa 1 genera sulla propria uscita il segnale a rampa S1 avente un valore iniziale V_in, come mostrato in figura 3. Il modulatore della densità 4 riceve all’istante t_in il segnale a rampa S1 avente il valore iniziale V_in e da questo genera sul terminale d’uscita il segnale ad impulsi con modulazione della densità S3 (che costituisce il primo segnale di precaricamento S5 nella fase di pre-carica compresa fra t_in e t_comm) comprendente un primo impulso avente una larghezza T_min, come mostrato in figura 4. Ad esempio, T_min è un valore compreso fra 40 ns e 160 ns.

L’amplificatore audio 6 riceve in ingresso il primo segnale di pre-caricamento S5 comprendente il primo impulso e da questo fornisce in uscita il segnale amplificato S6 comprendente un primo impulso amplificato.

Il filtro passa-basso 7 riceve il primo impulso amplificato del segnale amplificato S6 e da questo genera sul terminale d’uscita il secondo segnale di pre-caricamento S7 che inizia a caricare il capacitore di disaccoppiamento con un segnale di tensione Vo sostanzialmente crescente linearmente a partire da un valore sostanzialmente nullo.

L’andamento crescente linearmente della tensione Vo (corrispondente al secondo segnale di pre-caricamento S7) non è però essenziale, cioè è possibile avere un andamento gradualmente crescente secondo altre tipologie di curve (ad esempio, una curva polinomiale di grado superiore al primo oppure una curva esponenziale) nell’intervallo di tempo (compreso fra gli istanti t_in e t_fin) in cui avviene la precarica del capacitore di disaccoppiamento C.

All’istante t_in il valore della tensione Vo all’uscita del filtro passa-basso 7 è sostanzialmente nullo e quindi anche il valore della tensione Vc ai capi del capacitore è sostanzialmente nullo. Di conseguenza, all’istante t_in anche il valore della tensione Vr ai capi del diffusore è sostanzialmente nullo, cioè viene evitato che la tensione Vr ai capi del diffusore abbia una brusca variazione al momento dell’attivazione del sistema di amplificazione audio 200 (che sarebbe causa del rumore di attivazione).

Il valore iniziale di tensione V_in del segnale a rampa S1 è scelto in modo tale da non generare il segnale con modulazione della densità S3 (e quindi il primo segnale di pre-caricamento S5) con una distanza T_max fra due impulsi successivi troppo grande. Infatti, in questo caso l’amplificatore audio 6 è tale da ricevere il primo segnale di pre-caricamento S5 ad impulsi modulati con la densità e da questo fornire sul terminale d’uscita un segnale ad impulsi amplificato S6; il filtro passa-basso è tale da ricevere questo segnale ad impulsi amplificato S6 e da questo fornire il secondo segnale di precaricamento S7 con frequenze nella banda audio, che sarebbero causa di rumore di attivazione. Per esempio, nel caso di segnali audio con banda non superiore a 20 Khz, la distanza T_max fra due impulsi successivi del segnale con modulazione della densità non può essere superiore a 1/20 Khz= 50 µs.

Preferibilmente, gli impulsi del segnale ad impulsi con modulazione della densità S3 hanno un valore basso pari a 0 ed un valore alto pari ad 1, la larghezza T_min degli impulsi è 160 ns ed il generatore a rampa 1 è realizzato con un contatore digitale tale da generare una sequenza di campioni quantizzati a 16 bit con valori compresi fra -1 e 1. Si definisce il valore medio del segnale con modulazione della densità S3 come il rapporto fra la durata alta degli impulsi (del segnale con modulazione della densità S3) in un certo intervallo di tempo divisa per tale periodo di tempo. Se si considera come intervallo di tempo per il calcolo del valore medio quello della distanza T_max fra due impulsi successivi, il valore medio (del segnale con modulazione della densità S3) è T_min/ T_max= 160 ns/ 50 µs= 0.0032. Poiché gli impulsi (del segnale con modulazione della densità S3) hanno valori pari a 0 o 1 e quindi il valore medio (del segnale con modulazione della densità S3) è compreso fra 0 ed 1, è necessario utilizzare un fattore di scala di 2*x-1 per ottenere un valore del campione da un valor medio x del segnale con modulazione della densità S3. Nelle ipotesi fatte relativamente all’istante iniziale t_in, il valore medio del segnale con modulazione della densità S3 è 0,0032, da cui si ricava che il valore iniziale V_in del segnale a rampa S1 codificato a 16 bit in logica in complemento a 2 è pari a V_in= (2*0,0032-1)*2^15+2^16= 32977,7152, che può essere approssimato a V_in= 32978.

Successivamente all’istante t_in, il generatore a rampa 1 genera sull’uscita il segnale a rampa S1 con un andamento crescente linearmente dal valore iniziale V_in al valore di commutazione V_comm nell’intervallo di tempo compreso fra gli istanti t_in e t_comm, come mostrato in figura 3. Nello stesso intervallo di tempo compreso fra gli istanti t_in e t_comm, il modulatore della densità 4 riceve il segnale a rampa S1 con andamento crescente linearmente dal valore iniziale V_in al valore di commutazione V_comm e, in funzione di questo, genera il segnale ad impulsi con modulazione della densità S3 (e quindi il primo segnale di pre-caricamento S5) comprendente impulsi successivi con densità crescente: per semplicità la figura 4 mostra che il primo segnale di pre-caricamento S5 comprende due ulteriori impulsi nell’intervallo fra gli istanti t_in e t_comm, dove la distanza fra impulsi successivi viene ridotta (cioè gli impulsi sono più fitti).

Come mostrato in figura 5, nell’intervallo di tempo compreso fra gli istanti t_in e t_comm il valore della tensione Vo all’uscita del filtro passa-basso 7 ha un andamento sostanzialmente crescente linearmente e quindi anche il valore della tensione Vc ai capi del capacitore C ha un andamento sostanzialmente crescente linearmente. Di conseguenza, nell’intervallo di tempo compreso fra gli istanti t_in e t_comm il valore della tensione Vr ai capi del diffusore R è sostanzialmente nullo, riducendo così il rumore di attivazione.

All’istante di commutazione t_comm il controllore 2 rileva che il valore del segnale a rampa S1 è uguale ad un valore di commutazione V_comm e pilota l’ingresso di selezione Sel in modo che il segnale ad impulsi con modulazione della durata S2 sia selezionato e trasmesso sull’uscita del selettore 5 (nell’esempio in figura 1 il controllore 2 assegna il valore logico ‘1’ al segnale di selezione Sel).

Il modulatore della durata 3 riceve all’istante t_comm il segnale a rampa S1 avente il valore di commutazione V_comm e da questo genera sul terminale d’uscita il segnale ad impulsi con modulazione della durata S2 (che costituisce il primo segnale di precaricamento S5 nella fase di pre-carica compresa fra t_comm e t_fin) comprendente un impulso avente una larghezza almeno uguale a quella T_min degli impulsi del segnale ad impulsi con modulazione della densità. Vantaggiosamente, la larghezza dell’impulso all’istante t_comm (del segnale ad impulsi con modulazione della durata S2) è uguale a quella dei precedenti impulsi (del segnale ad impulsi con modulazione della densità S3), in modo da avere la minore discontinuità nella commutazione fra il segnale ad impulsi con modulazione della densità S3 ed il segnale ad impulsi con modulazione della durata S2.

Nel caso di un sistema di amplificazione audio 200, il valore di commutazione V_comm è calcolato nel seguente modo. Il segnale ad impulsi con modulazione della durata S2 ha tipicamente un valore della frequenza prefissata pari a f_smd= 384 Khz, che corrisponde ad un periodo di T_smd= 1/384 Khz= 2.6 µs. Utilizzando le stesse ipotesi fatte per il calcolo del valore iniziale V_in (cioè gli impulsi del segnale con modulazione della durata S2 hanno valore basso 0 e valore alto 1, il generatore a rampa 1 è realizzato con un contatore digitale tale da generare una sequenza di campioni quantizzati a 16 bit con valori compresi fra -1 e 1, la larghezza minima T_min degli impulsi è uguale a 160 ns), il valore medio del segnale ad impulsi con modulazione della durata S2 è T_min/ T_smd= 160 ns/ 2.6 µs= 0.06144, da cui si ricava che il valore di commutazione V_comm del segnale a rampa S1 codificato a 16 bit in logica in complemento a 2 è pari a V_comm= (2*0,06144-1)*2^15+2^16= 36794,53184, che può essere approssimato a V_comm= 36794.

Successivamente all’istante t_comm, il generatore a rampa 1 genera sul terminale d’uscita il segnale a rampa S1 con un andamento crescente linearmente dal valore di commutazione V_comm al valore finale V_fin nell’intervallo di tempo compreso fra gli istanti t_comm e t_fin, come mostrato in figura 3. Nello stesso intervallo di tempo, il modulatore della durata 3 riceve il segnale a rampa S1 con andamento crescente linearmente dal valore di commutazione V_comm al valore finale V_fin e, in funzione di questo, genera il segnale ad impulsi con modulazione della durata S2 (e quindi il primo segnale di precaricamento S5) comprendente impulsi successivi con durata crescente: per semplicità la figura 4 mostra quattro impulsi nell’intervallo compreso fra gli istanti t_comm e t_fin, dove aumenta la larghezza dell’impulso fra impulsi successivi.

Come mostrato in figura 5, nell’intervallo di tempo compreso fra gli istanti t_comm e t_fin il valore della tensione Vo all’uscita del filtro passa-basso 7 ha un andamento sostanzialmente crescente linearmente fino al valore pari alla metà della tensione di alimentazione V_alim/2 e quindi anche il valore della tensione Vc ai capi del capacitore C ha un andamento sostanzialmente crescente linearmente fino al valore pari alla metà della tensione di alimentazione V_alim/2. Di conseguenza, nell’intervallo di tempo compreso fra gli istanti t_comm e t_fin il valore della tensione Vr ai capi del diffusore R è sostanzialmente nullo, riducendo così il rumore di attivazione.

All’istante t_fin il controllore 2 rileva che il valore del segnale a rampa S1 è uguale ad un valore finale V_fin, che indica la fine dalla fase di precarica del capacitore; successivamente, il generatore a rampa 1 genera un segnale a rampa S1 con valore costante pari al valore finale V_fin.

Il valore finale V_fin è scelto in modo tale che il capacitore (al termine della fase di pre-carica) sia caricato al valore di regime (per esempio, la tensione Vc ai capi del capacitore è uguale alla metà della tensione di alimentazione V_alim/2), così che al termine della fase di pre-carica il valore della tensione di polarizzazione Vr ai capi del diffusore R sia nullo. Nell’esempio mostrato nella figura 5 questo è ottenuto utilizzando impulsi del segnale ad impulsi con modulazione della durata S2 (e quindi S5) ad onda quadra aventi all’istante finale t_fin della fase di pre-carica un valore alto per metà del periodo T_smd del segnale ad impulsi con modulazione della durata S2 (ed S5), che viene anche indicato che il duty cycle del segnale ad impulsi con modulazione della durata S2 (ed S5) è uguale al 50%. Di conseguenza, vengono utilizzati impulsi del segnale amplificato S6 ad onda quadra aventi all’istante finale t_fin della fase di pre-carica un valore basso uguale ad una tensione nulla ed un valore alto uguale alla tensione di alimentazione V_alim del sistema di amplificazione audio 200, in cui all’istante finale t_fin della fase di pre-carica gli impulsi del segnale amplificato S6 hanno il duty cycle uguale al 50%; in questo modo il valore medio della tensione Vo all’uscita del filtro passa-basso 7 è la metà della tensione di alimentazione V_alim/2, il valore medio della tensione Vc ai capi del capacitore è pari alla metà della tensione di alimentazione V_alim/2 ed il valore medio della tensione di polarizzazione Vr ai capi del diffusore R è nullo.

Pertanto il primo segnale di pre-caricamento S5 utilizzato per pilotare l’ingresso dell’amplificatore audio 6 durante la fase di pre-carica del capacitore di disaccoppiamento include prima una fase (indicata in figura 4 con “Modulazione della densità”) compresa fra gli istanti t_in e t_comm in cui viene generato il primo segnale di pre-caricamento S5 ad impulsi modulati con la densità ed include successivamente una fase (indicata in figura 4 con “Modulazione della durata”) compresa fra gli istanti t_comm e t_fin in cui viene generato il primo segnale di precaricamento S5 ad impulsi modulati con la durata.

C’è da notare che l’andamento del segnale di tensione Vr ai capi del diffusore R è sostanzialmente nullo durante tutta la fase di pre-carica del capacitore C, cioè viene evitato che la dinamica del segnale ai capi del diffusore R sia elevata, che sarebbe causa di rumore di attivazione.

Preferibilmente, il circuito di amplificazione 100 è in classe D: in questo caso il primo segnale di pre-caricamento S5 ad impulsi modulati con la durata può essere utilizzato per pilotare direttamente (eventualmente invertito) l’amplificatore audio 6, come mostrato in figura 1. In caso contrario, sono necessari dei mezzi per convertire il primo segnale di pre-caricamento S5 ad impulsi in un opportuno segnale per pilotare l’amplificatore audio 6.

Il circuito di amplificazione 100 ha il vantaggio di permettere di avere una fase di pre-carica (compresa fra t_in e t_fin) del capacitore di durata più breve (per esempio, 100 ms nel caso di un sistema di amplificazione audio) rispetto alle tecniche note, perché utilizza lo stesso amplificatore audio 6 per caricare il capacitore di disaccoppiamento C e perché, vantaggiosamente, l’amplificatore audio 6 è in grado di fornire una elevata corrente. Inoltre il rumore di attivazione viene ridotto perché il capacitore di disaccoppiamento C viene caricato gradualmente durante la fase di pre-carica e quindi vengono ridotti (in parte o completamente) i picchi di tensione ai capi del diffusore R.

Si osservi che l’utilizzo, nella fase di precarica, del modulatore della densità 4 nell’intervallo compreso fra l’istante iniziale t_in e l’istante di commutazione t_comm risulta particolarmente vantaggioso perché permette di ottenere impulsi iniziali del primo segnale di precarica S5 aventi un valore medio sufficientemente vicino a 0, mentre tali impulsi non sono ottenibili con il modulatore della durata 3; in questo modo è possibile ottenere la tensione Vo all’uscita del filtro passa-basso 7 avente un valore sostanzialmente nullo all’istante inziale t_in ed aventi valori iniziali un poco maggiori di 0 e crescenti gradualmente.

All’istante t_fin la fase di pre-carica del capacitore C è terminata ed è possibile attivare il normale funzionamento dell’amplificatore audio 6 per amplificare un segnale audio utile, che è indicato in figura 5 con “Fase di normale amplificazione” ed è successiva all’istante t_fin.

Sarà descritto ora il funzionamento della fase di normale amplificazione di un segnale audio utile, che è successiva alla fase di pre-carica del capacitore C.

Il modulo sovracampionatore 11 riceve un segnale digitale audio utile con modulazione di impulsi codificati Sa (quantizzato ad N bit) e fornisce un segnale sovracampionato S10 (quantizzato ad N bit).

Il modulo interpolatore 12 riceve il segnale audio sovracampionato S10 e da questo fornisce un segnale interpolato (non mostrato in figura 1) effettuando l’interpolazione fra due campioni successivi del segnale sovracampionato S10, e calcola (in base a tecniche note) l’intersezione fra il segnale interpolato ed un primo segnale modulante a dente di sega avente una frequenza pari alla frequenza del segnale ad impulsi con modulazione della durata S2: questo calcolo è mostrato graficamente nella parte superiore della figura 8, in cui il segnale interpolato è indicato con una linea continua spessa, il primo segnale modulante a dente di sega è indicato con M1 e le intersezioni fra il segnale interpolato ed il primo segnale modulante a dente di sega sono indicate con I1 e I11. L’interpolatore 12 fornisce sul terminale d’uscita una prima sequenza di campioni S11 (quantizzati ad N bit) in cui i valori dei campioni sono gli istanti temporali t1, t11 calcolati dalle intersezioni I1, I11 e gli istanti temporali t1, t11 verranno utilizzati dal modulatore della durata 3 per generare il segnale con modulazione della durata S2, come verrà ulteriormente spiegato in seguito. Preferibilmente, l’interpolazione è lineare.

Il modulo sagomatore del rumore 15 riceve la prima sequenza di campioni S11 quantizzati ad N bit e da questa fornisce sul proprio terminale d’uscita una seconda sequenza di campioni S12 quantizzati con un numero di bit M inferiore ad N ed in cui il rumore viene in parte spostato al di fuori della banda del segnale audio (in modo che il rumore possa poi essere eliminato con il successivo filtro passa basso 7).

Il modulatore della durata 3 riceve la seconda sequenza di campioni S12 e da questa genera sul terminale d’uscita un segnale digitale audio ad impulsi con modulazione della durata S2 in funzione dei valori dei campioni della seconda sequenza S12; in particolare, i campioni della sequenza S12 sono utilizzati per determinare gli istanti in cui effettuare la commutazione degli impulsi del segnale audio ad impulsi con modulazione della durata S2, come verrà ulteriormente spiegato in seguito.

Il segnale audio ad impulsi con modulazione della durata S2 viene quindi trasmesso sul terminale d’uscita del selettore 5 e viene ricevuto dall’amplificatore audio 6, il quale genera un segnale audio amplificato ad impulsi con modulazione della durata S6.

Il filtro passa-basso 7 riceve il segnale audio amplificato ad impulsi con modulazione della durata S6 e genera il segnale audio filtrato S7. La figura 5 mostra l’andamento del segnale di tensione Vo (corrispondente al segnale audio filtrato S7) durante la fase di normale amplificazione, dove per semplicità viene indicata una sinusoide centrata attorno al valore di polarizzazione V_alim/2 e che rappresenta una componente spettrale (nella banda audio fra 0 e 20 Khz) del segnale audio filtrato S7 (in realtà il segnale audio filtrato S7 è la sovrapposizione di diverse componenti spettrali e quindi può avere un differente andamento temporale).

Viene quindi generato il segnale audio S8 dopo il capacitore C ed il segnale audio S8 viene utilizzato per pilotare i mezzi di diffusione R. La figura 5 mostra che l’andamento del valore della tensione Vc ai capi del capacitore C durante la fase di normale amplificazione è sostanzialmente costante ed è uguale alla metà della tensione di alimentazione V_alim/2. La figura 5 mostra inoltre l’andamento del valore della tensione Vr (corrispondente al segnale audio S8 dopo il capacitore C) ai capi del diffusore durante la fase di normale amplificazione, dove nuovamente viene indicata solo una sinusoide centrata attorno al valore nullo.

Preferibilmente, il segnale audio sovracampionato S10 ha una frequenza di campionamento maggiore della frequenza del segnale ad impulsi con modulazione della durata S2. Per esempio, un sistema di amplificazione audio 200 è tale da ricevere un segnale digitale audio con modulazione di impulsi codificata Sa con una frequenza di campionamento di 48 Khz (in cui i campioni sono quantizzati con 16 o 24 bit) ed il segnale digitale audio ad impulsi con modulazione della durata S2 ha una frequenza di 384 Khz. Il segnale audio sovracampionato S10 ha una frequenza di campionamento di 1.5 Mhz (cioè viene effettuato un sovracampionamento di un fattore 32), che è maggiore della frequenza di 384 Khz del segnale digitale audio ad impulsi con modulazione della durata S2.

Il vantaggio di effettuare il sovracampionamento (ad una frequenza maggiore della frequenza del segnale generato dal modulatore della durata 3) e l’interpolazione è quello di minimizzare la distorsione introdotta dal processo di conversione dal segnale digitale audio con modulazione di impulsi codificati Sa al segnale ad impulsi con modulazione della durata S2, perché le intersezioni fra il segnale interpolato ed il primo (od un secondo) segnale modulante a dente di sega sono calcolate con maggiore precisione.

Preferibilmente, il modulatore della durata 3 è realizzato con un contatore digitale ad M bit (che funziona con un clock uguale a f_smd*2^M, dove f_smd è la frequenza del segnale ad impulsi con modulazione della durata S2) e con un comparatore digitale. Il modulatore della durata 3 riceve la seconda sequenza di campioni S12 quantizzati ad M bit e da questi determina gli istanti in cui effettuare la commutazione degli impulsi del segnale ad impulsi con modulazione della durata S2. Il contatore digitale genera un valore crescente da zero al valore massimo ad M bit. Il comparatore digitale riceve in ingresso i campioni S12 quantizzati ad M bit ed il valore generato dal contatore digitale, effettua il confronto fra gli ingressi e controlla la commutazione degli impulsi del segnale ad impulsi con modulazione della durata S2.

Preferibilmente, il modulo interpolatore 12 calcola l’intersezione fra il segnale interpolato ed un secondo segnale modulante a dente di sega avente una frequenza pari alla frequenza del segnale ad impulsi con modulazione della durata S2 (quindi uguale anche alla frequenza del primo segnale modulante a dente di sega M1), dove l’andamento del dente di sega del primo segnale modulante M1 è in fase ma opposto rispetto a quello del secondo segnale modulante (per esempio, crescente per il primo segnale e decrescente per il secondo, o viceversa): questo è mostrato nella parte superiore della figura 8, in cui il segnale interpolato è indicato con una linea continua spessa, il secondo segnale modulante a dente di sega è indicato con M2 e le intersezioni fra il segnale interpolato ed il secondo segnale modulante a dente di sega sono indicate con I2 e I12. Si ottengono così due intersezioni per ogni periodo del primo (o del secondo) segnale modulante a dente di sega M1 (o M2): questo ha il vantaggio che il modulatore della durata 3 genera un segnale audio con modulazione della durata S2 più preciso, perché utilizza due campioni per ogni periodo.

Preferibilmente, il modulo interpolatore 12 fornisce la prima sequenza di campioni quantizzati S11 e fornisce inoltre una terza sequenza di campioni quantizzati S13 (non mostrata in figura 1) indicativa degli istanti temporali di un altro segnale ad impulsi con modulazione della durata S15 (non mostrato in figura 1), dove la prima sequenza S11 è calcolata dalle intersezioni I1, I11 fra il segnale interpolato ed il primo segnale modulante a dente di sega M1 e la terza sequenza S13 è calcolata dalle intersezioni I2, I12 fra il segnale interpolato ed il secondo segnale modulante a dente di sega M2. In questo caso, il sagomatore del rumore 15 riceve la prima sequenza S11 e la terza sequenza S13 e da queste fornisce rispettivamente la seconda sequenza S12 ed una quarta sequenza S14; pertanto anche la quarta sequenza di campioni quantizzati S14 è indicativa degli istanti temporali dell’altro segnale ad impulsi con modulazione della durata S5. Il modulatore della durata 3 riceve la seconda sequenza S12 e la quarta sequenza S14 e da queste genera il segnale ad impulsi con modulazione della durata S2 e l’altro segnale ad impulsi con modulazione della durata S15, come verrà spiegato in dettaglio in seguito nello schema di modulazione ternaria di tipo 3. Durante la fase di normale funzionamento del sistema di amplificazione, il selettore 5 riceve il segnale ad impulsi con modulazione della durata S2 e l’altro segnale ad impulsi con modulazione della durata S15 e li trasmette sul terminale d’uscita.

La parte inferiore della figura 8 mostra la modulazione ternaria di tipo 3, in cui il modulatore della durata 3 genera il segnale ad impulsi con modulazione della durata S2 ed il segnale ad impulsi con modulazione della durata S15 utilizzando gli istanti temporali calcolati da entrambe le intersezioni di ogni periodo dei segnali modulanti a dente di sega M1 ed M2. In particolare:

- il modulatore della durata 3 riceve la seconda sequenza S12, effettua la commutazione dell’impulso (per esempio, la commutazione del fronte di salita dell’impulso) del segnale ad impulsi con modulazione della durata S2 ad istanti temporali (nell’esempio mostrato in figura 8, sono gli istanti t1 e t11) corrispondenti ai valori dei campioni della seconda sequenza S12 ed effettua la commutazione opposta dell’impulso (nell’esempio, la commutazione del fronte di discesa dell’impulso) alla fine del periodo (nell’esempio sono rispettivamente gli istanti t3 e t13) del segnale ad impulsi con modulazione della durata S2;

- il modulatore della durata 3 riceve la quarta sequenza S14 ed effettua la commutazione dell’impulso (per esempio, la commutazione del fronte di salita dell’impulso) dell’altro segnale ad impulsi con modulazione della durata S15 ad istanti temporali (nell’esempio sono gli istanti t2 e t12) corrispondenti ai valori dei campioni della quarta sequenza S14 ed effettua la commutazione opposta dell’impulso (nell’esempio, la commutazione del fronte di discesa dell’impulso) alla fine del periodo (nell’esempio sono rispettivamente gli istanti t3 e t13) del segnale ad impulsi con modulazione della durata S15.

Un vantaggio della modulazione ternaria di tipo 3 è che ciascuno dei segnali ad impulsi con modulazione della durata S2 ed S15 è un segnale modulato di tipo binario e quindi ciascuno può essere utilizzato per pilotare un terminale di un diffusore (mentre l’altro terminale è collegato a massa); inoltre i due segnali ad impulsi con modulazione della durata S2 ed S15 possono essere utilizzati per pilotare un amplificatore audio 6 a ponte intero in modo differenziale.

Un altro vantaggio della modulazione ternaria di tipo 3 è quello di utilizzarla per pilotare diffusori a tre terminali (ad esempio, le cuffie) indicati con sinistro, destro e comune: questo è ottenuto pilotando il terminale sinistro con il segnale ad impulsi con modulazione della durata S2, pilotando il terminale destro con il segnale ad impulsi con modulazione della durata S15 e pilotando il terminale comune con un segnale ad impulsi con duty cycle costante uguale al 50%.

Si osservi che la modulazione ternaria di tipo 3 è di per sé un’invenzione indipendentemente dagli altri aspetti sopra descritti quali, ad esempio, quelli relativi alla fase di pre-carica.

La modulazione ternaria di tipo 3 permette di sfasare temporalmente fra di loro i segnali ad impulsi con modulazione della durata S2 ed S15 e si ottiene così una variante indicata in seguito con “modulazione ternaria di tipo 3 con sfasamento”. Questa variante ha il vantaggio di ridurre il rumore causato dalle commutazioni vicine temporalmente (nello stesso periodo, ad esempio l’istante t2 di figura 8 è vicino all’istante t1) e nella stessa direzione dei due segnali ad impulsi con modulazione della durata S2 ed S15 (ad esempio, entrambe le commutazioni sono un fronte di salita), dove le commutazioni avvengono ad istanti temporali calcolati dalle intersezioni dei segnali modulanti a dente di sega M1, M2 con il segnale interpolato avente valori vicini allo zero. In particolare, la modulazione ternaria di tipo 3 con sfasamento è ottenuta sfasando temporalmente di un determinato intervallo temporale uno dei due segnali modulanti a dente di sega rispetto all’altro, ad esempio sfasando il segnale modulante a dente di sega M2 rispetto al segnale modulante a dente di sega M1. In questo modo è possibile separare maggiormente gli istanti in cui avvengono le commutazioni dei segnali ad impulsi con modulazione della durata S2 ed S15, e questo è particolarmente vantaggioso quando il segnale interpolato ha valori vicini allo zero. In caso di presenza di commutazioni contemporanee, ancora presenti all’aumentare dell’ampiezza del segnale interpolato, queste vengono comunque evitate distanziando artificialmente i fronti contemporanei e facendo compensare l’errore introdotto al sagomatore del rumore 15 nei periodi successivi a quello in cui viene introdotto l’errore.

Preferibilmente, le intersezioni fra il segnale interpolato linearmente ed il primo (od il secondo) segnale modulante a dente di sega M1 sono calcolate utilizzando i primi tre termini dello sviluppo in serie di Taylor. In particolare, il segnale interpolato linearmente è rappresentato da una retta nel piano (x,y) che passa per due punti noti (x1,y1) (x2,y2) ed il primo segnale modulante M1 è rappresentato da una retta y=-x. Si ottiene un sistema lineare di 2 equazioni nelle incognite (x,y). Se si pone K=1/(x2-x1) e D=K*(y2-y1), si ricava la seguente soluzione del sistema: x=(D*x1-y1)/(1+D). Questa soluzione richiederebbe di effetuare una divisione, che ha un costo computazionale elevato. E’ però possibile ridurre il costo computazionale perché il termine D è molto inferiore a 1 e quindi si può utilizzare il seguente sviluppo in serie di Taylor: 1/(1+D)=1-D+D<2>-D<3>+… Considerando i primi tre termini dello sviluppo in serie, si ricava la seguente soluzione approssimata:

x=-y1+(y1+x1)*D-(y1+x1)*D<2>+(y1+x1)+D<3>.

La soluzione approssimata non include più la divisione ma include le moltiplicazioni: questo ha il vantaggio di ridurre notevolmente il costo computazionale.

Preferibilmente, il filtro passa-basso 7 è realizzato come mostrato in figura 7. In particolare, il filtro passa-basso è dimensionato tenendo in considerazione la resistenza parassita Rp, che è una resistenza intrinseca che ha come contributi principali la resistenza serie dell’induttore L e le resistenze parassite dei transistor di uscita dell’amplificatore audio 6.

Viene ora calcolato il valore dell’induttanza e della capacità rispettivamente dell’induttore L e del capacitore Cf utilizzati nel filtro passa-basso 7, dove si indica nuovamente con L il valore dell’induttanza, con Cf il valore della capacità e con R il valore della resistenza del diffusore. Per semplicità si suppone di trascurare il capacitore di disaccoppiamento C (dato che il valore della sua capacità è elevato ed il capacitore può essere considerato un corto circuito alle frequenze audio) e quindi si suppone che il terminale d’uscita del filtro passa-basso 7 sia direttamente collegato al diffusore R.

Per ipotesi si cerca una funzione di trasferimento Vr/Vin(s) (cioè nel dominio s della trasformata di Laplace) a due poli complessi coniugati, con il denominatore nella forma s<2>+(ω0/Q)*s+ ω0<2>, dove ω0è la pulsazione di taglio e Q è il fattore di qualità.

La funzione di trasferimento Vr/Vin(s) nel dominio<s della trasformata di Laplace è la seguente:>

e si ottiene un sistema di secondo grado in cui le incognite sono l’induttanza L e la capacità Cf.

Si trova la seguente soluzione dell’induttanza L:

dove Q è il fattore di qualità ed ω0è la pulsazione di taglio del filtro passa-basso 7.

Nel caso di un sistema di amplificazione di segnali audio, il valore di R è compreso fra 4 Ω e 32 Ω ed un valore tipico di Rp è 0.4 Ω, quindi R è molto maggiore di Rp. In questo caso il termine

è molto minore di 1 ed è possibile utilizzare la seguente approssimazione:

Si ottiene quindi:

da cui si ricavano i seguenti due valori dell’induttanza L:

Il primo valore dell’induttanza L dipende dal valore della resistenza R del diffusore, mentre il secondo valore dell’induttanza L non dipende dal valore della resistenza R del diffusore; in particolare, quando il valore di Rp tende a 0, il primo valore dell’induttanza L tende alla soluzione nota R/(Q*ω0).

Se invece si sceglie il secondo valore dell’induttanza L, nell’ipotesi di R>>Rp si ricava il seguente valore della capacità Cf:

Si ottengono perciò i seguenti valori dell’induttanza L e della capacità Cf del filtro passa-basso 7:

C’è da notare che la soluzione scelta fornisce valori dell’induttanza L e della capacità Cf che non dipendono dal valore della resistenza R del diffusore, ma dipendono dal valore della resistenza parassita Rp (che dipende dal tipo di amplificatore audio 6). Questo ha il vantaggio che il filtro passabasso 7 è dimensionato in modo da non dipendere dal valore della resistenza R (ma solo dalla resistenza parassita Rp che è possibile misurare), cioè il filtro passa-basso 7 non deve essere cambiato nel caso venga cambiato il diffusore R. Si osservi che la soluzione relativa al dimensionamento del filtro passa basso 7 è di per sé un’invenzione indipendentemente dagli altri aspetti sopra descritti quali, ad esempio, quelli relativi alla fase di precarica.

Un altro vantaggio è che il secondo valore scelto dell’induttanza L è inferiore rispetto al primo valore: in questo modo le dimensioni dell’induttore sono inferiori e quindi la sua resistenza serie è inferiore, aumentando così l’efficienza della potenza trasferita dall’amplificatore audio 6 al diffusore R. Per esempio, nel caso di un sistema di amplificazione per segnali audio, l’amplificatore audio 6 è pilotato con un segnale ad impulsi con modulazione della durata avente una frequenza di 384 Khz. Se si richiede che il filtro passa-basso 7 abbia una banda piatta nelle frequenze audio comprese fra 0 e 20 Khz ed una attenuazione di 40 dB alla frequenza di 384 Khz, è possibile scegliere la pulsazione di taglio ω0= 2π*38 Khz ed il fattore di qualità Q= 0.762, ottenendo un valore di L= 1.3 uH, che è inferiore al valore L= 22 uH che si ottiene scegliendo la prima soluzione (nell’ipotesi di un valore della resistenza del diffusore R= 4 Ω).

Il filtro passa-basso 7 e’ utilizzabile anche in caso di topologia dell’amplificatore a ponte intero in modo differenziale.

Vantaggiosamente, il convertitore 300 ed il circuito di amplificazione audio 100 sono implementati nello stesso circuito integrato.

Claims (21)

1. Rivendicazioni 1. Circuito di amplificazione (100) per il pilotaggio di un diffusore (R) di un segnale audio, il circuito comprendente: - un circuito di generazione (400) di un primo segnale di pre-caricamento (S5); - un amplificatore (500) provvisto di un terminale d’ingresso per ricevere il primo segnale di precaricamento (S5) e provvisto di un terminale d’uscita per fornire un secondo segnale di precaricamento (S7) in funzione del primo segnale di pre-caricamento; - un capacitore di disaccoppiamento (C) dell’amplificatore dal diffusore, il capacitore essendo collegato al terminale d’uscita per essere caricato dal secondo segnale di pre-caricamento.
2. 2. Circuito (100) secondo la rivendicazione 1, dove il circuito di generazione (400) comprende: - un primo generatore (4) di un segnale ad impulsi con modulazione della densità (S3); - un secondo generatore (3) di un segnale ad impulsi con modulazione della durata (S2); - un selettore (5) per selezionare (Sel) fra il segnale ad impulsi con modulazione della densità ed il segnale ad impulsi con modulazione della durata; in cui il selettore è atto a selezionare come primo segnale di pre-caricamento prima il segnale ad impulsi con modulazione della densità e poi il segnale ad impulsi con modulazione della durata.
3. 3. Circuito (100) secondo la rivendicazione 2, in cui il circuito di generazione (400) comprende ulteriormente un generatore (1) di un segnale (S1) avente un andamento a rampa crescente da un valore iniziale (V_in) ad un valore finale (V_fin) in un intervallo di tempo di pre-carica (t_in, t_fin).
4. 4. Circuito (100) secondo la rivendicazione 3, in cui il circuito di generazione (400) inoltre comprende un controllore (2) della selezione dal segnale ad impulsi con modulazione della densità al segnale ad impulsi con modulazione della durata, quando il valore del segnale a rampa è uguale ad un valore di commutazione (V_comm), in cui il primo generatore (4) ed il secondo generatore (3) sono atti a generare rispettivamente il segnale ad impulsi con modulazione della densità ed il segnale ad impulsi con modulazione della durata in funzione del segnale a rampa.
5. 5. Circuito (100) secondo la rivendicazione 4, in cui l’amplificatore (500) è atto a fornire il secondo segnale di pre-caricamento (S7) avente un andamento sostanzialmente gradualmente crescente da un valore sostanzialmente nullo ad un valore di regime nell’intervallo di tempo di pre-carica.
6. 6. Circuito secondo la rivendicazione 5, in cui il segnale ad impulsi con modulazione della densità (S3) ha associata una rispettiva larghezza dell’impulso (T_min) ed il segnale ad impulsi con modulazione della durata (S2) ha associata una frequenza, il valore di commutazione (V_comm) essendo funzione di detta larghezza dell’impulso e di detta frequenza.
7. 7. Circuito (100) secondo almeno la rivendicazione 1, atto ad operare in una modalità di pre-carica in cui carica il capacitore di disaccoppiamento (C) ed in una modalità di amplificazione in cui a partire da un segnale audio (Sa) restituisce un segnale audio amplificato (S8) da fornire al diffusore.
8. 8. Circuito (100) secondo la rivendicazione 7, in cui l’amplificatore (500) è inoltre atto a ricevere il segnale audio avente una frequenza massima (20 Khz) ed in cui il valore iniziale (V_in) del segnale a rampa è funzione della larghezza dell’impulso (T_min) del segnale con modulazione della densità (S3) e della frequenza massima del segnale audio.
9. 9. Circuito (100) secondo almeno la rivendicazione 1, in cui l’amplificatore è in classe D.
10. 10. Circuito (100) secondo almeno la rivendicazione 1, in cui l’amplificatore (500) comprende uno stadio amplificatore provvisto di almeno un transistore (T_H, T_L) ed uno stadio di filtraggio (7).
11. 11. Circuito (100) secondo la rivendicazione 10, in cui detto stadio amplificatore è a mezzo ponte (6) e comprende un primo transistore (T_H) ed un secondo transistore (T_L) atti a commutare fra una configurazione attiva ed una disattiva in funzione del primo segnale di pre-caricamento (S5).
12. 12. Circuito (100) secondo almeno la rivendicazione 1, in cui lo stadio di filtraggio include un filtro passa-basso (7) collegato elettricamente al capacitore di disaccoppiamento.
13. 13. Circuito (100) secondo almeno una delle rivendicazioni da 10 a 12, in cui lo stadio di filtraggio comprende un induttore (L) ed un capacitore di filtraggio (Cf) ed è dimensionato in funzione di una resistenza parassita (Rp) correlata ad una prima resistenza associata all’induttore e ad una seconda resistenza associata a detto almeno un transistore (T_H, T_L), il dimensionamento dello stadio di filtraggio essendo indipendente da un’ulteriore resistenza associata al diffusore.
14. 14. Circuito (100) secondo almeno una delle rivendicazioni da 3 a 13, dove il generatore del segnale a rampa (1) è un contatore digitale.
15. 15. Circuito (100) secondo almeno una delle rivendicazioni da 4 a 14, dove il primo generatore del segnale ad impulsi con modulazione della densità (S3) è realizzato con un sagomatore del rumore con un periodo di campionamento uguale alla larghezza degli impulsi del segnale con modulazione della densità.
16. 16. Circuito (100) secondo almeno una delle rivendicazioni da 4 a 15, dove il segnale a rampa è un segnale digitale e dove il secondo generatore del segnale ad impulsi con modulazione della durata comprende: - un contatore digitale per generare un segnale di conteggio avente valori crescenti; - un comparatore digitale per ricevere il segnale digitale a rampa ed il segnale di conteggio e per controllare la commutazione degli impulsi del segnale con modulazione della durata quando il valore del segnale di conteggio è uguale al valore del segnale digitale a rampa.
17. 17. Circuito (100) secondo almeno una delle rivendicazioni precedenti, dove il secondo segnale di pre-caricamento è atto a caricare il capacitore ad un valore sostanzialmente uguale alla metà di una tensione di alimentazione dell’amplificatore.
18. 18. Sistema di amplificazione (200; 600) comprendente: - un convertitore (300) per ricevere un primo segnale ad impulsi (Sa) con una prima modulazione e convertirlo in un secondo segnale ad impulsi con una seconda modulazione (S2); - un circuito di amplificazione (100) realizzato secondo almeno una delle precedenti rivendicazioni, il circuito di amplificazione essendo atto ad operare in una modalità di pre-carica in cui carica il capacitore di disaccoppiamento (C) ed in una modalità di amplificazione in cui a partire dal secondo segnale (S2) restituisce un segnale amplificato (S7).
19. 19. Sistema di amplificazione (200) secondo la rivendicazione 18, in cui il primo segnale è a modulazione di impulsi codificati PCM ed il secondo segnale è ad impulsi con modulazione della durata PWM.
20. 20. Sistema di amplificazione secondo la rivendicazione 19, in cui il convertitore comprende: - un sovracampionatore (11) per ricevere il primo segnale a modulazione di impulsi codificati (Sa) e per fornire da questo un terzo segnale con modulazione di impulsi codificati sovracampionato (S10); - un interpolatore (12) per ricevere il terzo segnale e per fornire da questo una prima sequenza (S11) di valori quantizzati indicativi di istanti temporali del secondo segnale ad impulsi con modulazione della durata (S2); - un sagomatore del rumore (15) per ricevere la prima sequenza di valori quantizzati e per fornire da questa una seconda sequenza (S12) di valori quantizzati con un numero inferiore di bit e con un rumore inferiore nella banda di frequenze del primo segnale utile con modulazione di impulsi codificati.
21. 21. Sistema di amplificazione secondo la rivendicazione 20, dove la frequenza di campionamento del segnale con modulazione di impulsi codificati sovracampionato (S10) è maggiore della frequenza del secondo segnale ad impulsi con modulazione della durata (S2).