CN101414988B - Tds-ofdm系统中的低复杂度定时恢复方法 - Google Patents

Abstract

一种TDS-OFDM系统中的低复杂度定时恢复方法，属于数字信息处理技术领域。其实现步骤为：接收中频信号经固定频率采样，中频采样信号经下变换处理后得到准基带复数数据。基于环路数控振荡器返回的小数延迟和抽取使能信号，准基带复数数据通过内插滤波器实现数据重采样，重采样后的数据利用PN相关得到本地序列和接收序列的相关值。简化误差检测器基于得到的相关值提取定时误差信息，定时误差信息经过环路低通滤波器滤除噪声分量，经负定时误差修正后输入数控振荡器，进一步产生内插滤波器和抽样器所需的小数时延和使能信号，从而形成闭环。本发明具有复杂度低、硬件电路易于实现以及兼容性强的优点。

Description

TDS-OFDM系统中的低复杂度定时恢复方法

技术领域

本发明属于电通信技术领域，更进一步涉及数字信息处理技术领域中低复杂度定时恢复环路实现方法。

技术背景

由于收发晶振频率不完全一致等原因，数字接收机接收到A/D采样信号存在定时频率误差和定时相位误差的影响，必须通过采样钟同步环路消除。传统的基于内插的时域定时恢复环路包括：内插滤波器、定时误差检测器、环路低通滤波器以及数控振荡器等几个主要单元。其中，定时误差检测器提取定时误差信息，典型的如Gardner算法，利用了内插后数据的过零特性。Gardner定时误差检测算法实现简单、定时检测范围大，在单载波系统中得到广泛应用，如欧洲数字有线电视标准等。但是，Gardner算法也有其本身缺陷，即要求信号过零点足够多，对多载波数据或者高阶QAM调制数据，算法难以工作或性能不佳。时域同步OFDM(TDS-OFDM)是中国数字地面电视标准(GB 20600-2006)中采用的核心技术，采用PN序列和OFDM符号序列组合的方式传输，经典的Gardner等算法不能直接应用。

根据帧头结构的相关特性，清华大学提出了一种“时域同步正交频分复用接收机的定时恢复方法及系统”(申请号：200410003485.6)，该专利申请的技术方案具体实现较为复杂，由于接收数据为含有多径、频偏以及噪声复数数据，因此算法包含复数绝对值的实现。为了避免相关的平方根运算，可以利用其平方代替绝对值，但是，一定程度上降低了估计精度或者范围。如果采用一般的根据平方值后的查表方式，必须知道输入复数的大体范围，否则容易造成溢出。基于PN相关的定时恢复环路中，定时误差检测器输入的是相关值，起伏非常大，导致表长占用资源过大并且查表需要的时钟较多，降低了吞吐率，如何以较高的精度得到绝对值是硬件实现的非常值得考虑的问题。

另一方面，上述系统也没有考虑商用晶振问题，由于实际晶振频率完全可能低于额定采样率，从而产生负定时误差，如-10ppm。工程上针对负定时误差，虽然可采取增加内插滤波器及双口RAM实现，但无疑增加了环路的实现及控制复杂度。

发明内容

本发明提供一种基于PN相关的低复杂度定时恢复环路实现方法。它利用简化复数模TED提取定时误差结合相关控制实现环路的低复杂度及低功耗，并通过固定因子修正实现不改变环路而跟踪负定时误差的能力。

本发明方法的实现步骤如下：

步骤一，接收中频信号经固定频率采样；

步骤二，中频采样信号经下变换处理后得到准基带复数数据；

步骤三，基于环路数控振荡器(NCO)返回的小数延迟和抽取使能信号，基带数据通过内插滤波器实现数据重采样；

步骤四，重采样后的数据利用PN相关得到本地序列和接收序列的相关值R(k)；

步骤五，误差检测器提取定时误差信息，PN相关误差检测器基于相关绝对值近似，采用归一化迟早门检测实现；误差检测器每帧更新一次输出误差信号，表示为：

e(k，ε)＝2d_T(k，ε)/[d_T(k-1，ε)-d_T(k+1，ε)]|_k＝k′

其中k为当前时刻，k′表示相关峰值对应的时刻位置，ε为误差，且式中未归一化定时误差d_T(k，ε)为：

d_T(k，ε)＝(|R(k+2)|-|R(k-2)|)|_k＝k′

步骤六，定时误差信息经过环路低通滤波器(LPF)滤除噪声分量；

步骤七，LPF输出作为数控振荡器的输入，NCO进一步产生内插滤波器和抽样器所需的小数时延和使能信号，从而形成闭环，其中使能信号通过修正的固定因子D控制生成，表示为：D＝(f_s-f_m)/(Kf_sym)-1，其中，f_s为接收信号额定采样率，f_sym为接收信号符号率，K为一整数，f_m为修正频率。

本发明的有益效果主要表现在：

第一，本发明通过构造查找表并结合迭代查找方法实现基于复数模的定时误差检测器，因此具有复杂度低、易于硬件电路实现的特点。

第二，本发明采取一种修正固定小数因子的方法有效实现环路对欠采样频率误差的处理，因此不仅降低了电路实现复杂度，而且增强了系统兼容性。

附图说明

图1为本发明实现原理框图。

图2为本发明误差检测器中相关复数模的实现流程图。

图3为不同存储表长对相关模值精度的影响示意图。

具体实施方式

本发明采用以下具体实施方式保证上述有益效果的实现。

如图1所示，本发明的用以实现定时恢复的具体步骤如下：

步骤一，接收中频数据经固定频率A/D采样得到中频采样数据；

步骤二，中频采样数据经基带下变换处理后得到基带复数数据实部I1、基带复数数据虚部Q1；

步骤三，基于环路数控振荡器返回的小数延迟和抽取使能信号，基带复数数据实部I1及其虚部Q1通过内插滤波器实现数据重采样得到重采样后的数据实部I2、重采样后的数据虚部Q2，内插滤波器可以采用分段抛物内插、三角内插。

步骤四，重采样后的数据实部I2及其虚部Q2利用PN相关经相关器得到相关值R(k)。对于可给出粗帧同步指示信号的接收机，如在国标TDS-OFDM系统中，该信号在接收机定时恢复电路前通过粗帧同步单元给出。考虑到环路中的TED单元仅和相关峰值以及其附近的四个相关值有关，其它相关计算可以通过粗帧同步指示信号关闭。

步骤五，定时误差检测器根据相关值R(k)提取定时误差信息e(k，ε)。误差检测器每帧更新一次输出误差信号，采用归一化迟早门算法实现时，可表示为：

e(k，ε)＝2d_T(k，ε)/[d_T(k-1，ε)-d_T(k+1，ε)]|_k＝k′　　　(1)

其中，k为当前时刻，k′表示相关峰值对应的时刻位置，ε为误差，且式中未归一化定时误差d_T(k，ε)为：

d_T(k，ε)＝(|R(k+2)|-|R(k-2)|)|_k＝k′      (2)

由式(1)和式(2)可见，定时误差检测的实现复杂度主要在于相关值的模计算，一般的求模值方法为先得到平方值，从而再根据查表得到开根号绝对值，这种方法需要查找表复杂且容易溢出。本发明给出一种相应的低复杂度定时误差检测器实现方法，可以有效克服开根号方法的缺点。

设相关值R(k)复数表示为R(k)＝a+jb，设a>＝b，如果不满足这个条件，可以交换实虚部，则根据：

$R\left(k\right)=a+\mathrm{jb}=a(1+j\frac{b}{a})---\left(3\right)$

得到模值：

$\left|R\left(k\right)\right|=\left|a\right|\left|(1+j\frac{b}{a})\right|=\left|a\right|\left|(1+j\left|\frac{b}{a}\right|)\right|---\left(4\right)$

其中，0≤|b/a|≤1。因此，可以通过对式(4)第二部分构造查找表实现模值计算，该表存储固定的绝对值，地址l对应的存储数据为M_l＝|1+j(l+1)/2^L|，2^L是表长，一般选择为2的幂次。下表给出一个表长为64的例子。

 

地址l	存储值Ml	说明
			0	1.0001	|1+j(1/64)|
1	1.0005	|1+j(2/64)|
			2	1.0011	|1+j(3/64)|
...	...	...
			61	1.3923	|1+j(62/64)|
62	1.4032	|1+j(63/64)|
			63	1.4142	|1+j(64/64)|

这样，如果得到M_l，剩余的仅是一个简单固定系数的乘法。可以采用递加的方法得到|b/a|的近似比例。

图2给出了上述相关模值的实现流程，具体步骤如下：

1).将相关值的实虚部作为正数处理，首先比较相关复数值的实部a和虚部b，如果a>b，则交换a、b；

2).将b左移L比特，相当于扩大2^L倍，得到变量v。将变量x和i的值分别初始化为a和1；

3).比较是否满足x>v，如果条件满足，根据当前的i作为地址查表得到M_i；否则，将x和i分别累加a和1，重新进行条件判断；

4).将M_i和a相乘得到模值|R(k)|；

本发明提出的处理方法中，表长影响模值的计算精度，定义：

${\mathrm{MSE}}_{\mathrm{dB}}=10{\log }_{10}\left(\frac{E\left[{(\left|a\right|-M)}^2\right]}{E\left[{\left|a\right|}^2\right]}\right)---\left(5\right)$

根据式(5)，可以得到关于MSE_dB的概率密度函数曲线，如图3所示。可见，对式(1)表示的定时误差检测而言，表长取64完全可以满足精度要求。

步骤六，定时误差信息e(k，ε)经过环路低通滤波器滤除噪声分量得到滤波后数据e′(k，ε)；

步骤七，环路LPF的输出定时误差数据e′(k，ε)和一个固定小数因子D相加，数控振荡器根据相加结果产生内插滤波器和抽样器所需的小数时延和抽样使能信号，从而形成闭环。

通常固定小数因子D′根据式(6)产生：

$D\′=\frac{f_s}{K{f}_{\mathrm{sym}}}-1---\left(6\right)$

其中，f_s为接收信号额定采样率，f_sym为接收信号符号率。K为一整数，其取值取决于TED等单元需求，如K＝4时，NCO产生4f_sym的抽取使能信号。由于实际晶振频率可能低于额定采样率，从而产生负定时误差，如-10ppm。定时恢复系统在实现时就必须考虑这种情况，本发明通过修正固定小数因子，将负定时误差转化为易于处理的正定时误差，修正后的固定小数因子D表示为：

$D=\frac{f_s-f_m}{K{f}_{\mathrm{sym}}}-1---\left(7\right)$

其中，f_m为修正频率，取决于环路期望的纠正负定时误差ppm的范围，f_m＝f_s×ppm/10⁶。

上述步骤描述了本发明的优选实例，显然本领域技术人员通过参考本发明的优选实例和附图可以对本发明做出各种修改和替换，这些修改和替换都应落入本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种TDS-OFDM系统中的低复杂度定时恢复方法，其特征在于：该方法包含以下步骤：

(1.1)接收中频信号经固定频率采样；

(1.2)中频采样信号经下变换处理后得到基带复数数据；

(1.3)基于环路数控振荡器(NCO)返回的小数时延和抽取使能信号，基带复数数据通过内插滤波器实现数据重采样；

(1.4)重采样后的数据利用PN相关得到本地序列和接收序列的相关值R(k)；

(1.5)定时误差检测器提取定时误差信息，该定时误差检测器基于相关绝对值近似，采用归一化迟早门检测实现；定时误差检测器每帧更新一次输出误差信号，可表示为：

e(k，ε)＝2d_T(k，ε)/[d_T(k-1，ε)-d_T(k+1，ε)]|_k＝k′

其中k为当前时刻，k′表示相关峰值对应的时刻位置，ε为误差，且式中未归一化定时误差d_T(k，ε)为：

d_T(k，ε)＝(|R(k+2)|-|R(k-2)|)|_k＝k′

(1.6)定时误差信息e(k，ε)经过环路低通滤波器(LPF)滤除噪声分量；

(1.7)LPF输出作为数控振荡器的输入，NCO进一步产生内插滤波器和抽样器所需的小数时延和使能信号，从而形成闭环，其中使能信号通过修正的固定因子控制生成，该固定因子D可表示为：D＝(f_s-f_m)/(Kf_sym)-1，其中，f_s为接收信号额定采样率，f_sym为接收信号符号率，K为一整数，f_m为修正频率。

2.根据权利要求1所述的低复杂度定时恢复方法，其特征在于：所述的第(1.5)步骤定时误差检测器，它含有一个简化的相关值取模电路，其实现步骤为：

(2.1)将输入相关值R(k)＝a+jb的实虚部取绝对值，对负实数仅需要高位取反；

(2.2)将实虚部中的较小值扩大一定倍数作为参考值v；

(2.3)将实虚部中的较大值的整数倍和步骤(2.2)得到的参考值v相比较，当参考值v相对小时将该整数倍值作为步骤(2.4)的地址；

(2.4)根据步骤(2.3)获得的地址查表，结果和实虚部中的较大值做乘法后输出，查找表中存储固定的绝对值，表中第1个存储数据为M_l＝|1+j(l+1)/L|，其中L是表长。

3.根据权利要求1所述的低复杂度定时恢复方法，其特征在于：所述的第(1.7)步骤中的修正固定因子D，克服环路对负定时误差的额外处理，表示为：D＝(f_s-f_m)/(Kf_sym)-1。

4.根据权利要求2所述的低复杂度定时恢复方法，其特征在于：步骤(2.3)的具体实现是：采用时钟换取资源的迭代策略，设较大值的初值为x，整数倍值i的初值为1，比较是否满足x大于参考值v的条件，如果满足，将当前的i作为步骤(2.4)的地址；否则，将x和i分别累加a和1，重新进行条件判断。

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