CN104270239A - 一种适用于wcdma的定时误差恢复的方法 - Google Patents

Abstract

一种适用于WCDMA的定时误差的方法，所述方法包括步骤：接收来自中频的AD采样后的WCDMA信号，通过数字下变频到达基带，保证采样率为WCDMA的码片速率的两倍以上，经过根升余弦匹配滤波器，得到匹配后的WCDMA基带信号。将至少一帧长度的WCDMA信号与本地上采样后的PSCH序列的相关，将相关后的结果按照时隙长度进行累加，抑制噪声的影响。根据相关结果中的峰值及其旁边的两个点的高度差值，计算定时偏差e，并对定时误差值进行定标和累加，得到小数倍的延迟u’。将小数倍的延迟送入Farrow滤波器，对下一帧的数据进行定时误差的修正，从而达到补偿定时误差的目的，进而提升采样信号的信噪比。

Description

一种适用于WCDMA的定时误差恢复的方法

技术领域

本发明属于无线通信领域，具体涉及WCDMA/HSPA/HSPA+通信网络中下行信号时隙同步和定时误差恢复，以及实现同样功能的芯片、UE、仪器等。

背景技术

CDMA扩频系统，不同于LTE系统那样对定时精度要求宽松，只要FFT窗口的起始时刻落在循环前缀以内就可以通过信道估计和均衡，就能完全消除ISI(码间干扰)。CDMA系统对码间干扰非常敏感，并且不能依靠信道估计进行消除，必须在同步过程中纠正定时误差，以防止ISI的影响，从而提升信号的信噪比。

传统的定时误差恢复方案有经典的Gardner算法、平方环法、迟早门算法、Mueller-Muller算法，这些算法对于基本的QAM、MPSK调制信号可以达到很好的补偿精度，但是对于CDMA扩频系统，以上算法的效果不理想。

为了提升定时精度，可以采用高倍率的采样时钟(例如64倍码片速率)进行采样，对码片进行高精度的分割，这样就可以遍历一个码片中的所有相位，选择出信号解调质量最好的位置，并且根据解调性能(EVM)时刻纠正抽取相位，但是这样付出的代价就是需要更高速率的采样时钟，对硬件提出了更高的要求，而且是没有必要的，本身是一种资源的浪费；另外，更高倍率的时钟将导致寻找最佳采样时刻的步进值更小，导致收敛速度缓慢。

发明内容

本发明的目的是解决WCDMA接收机中由于采样时刻不准确带来的码间干扰问题，基于现有算法对定时误差纠正效果不理想或者纠正误差的收敛速度慢等问题，提供一种适用于WCDMA的定时误差恢复的方法。

本发明提供的适用于WCDMA的定时误差恢复方法，包含以下步骤：

第1、经过射频下变频的信号被搬移至中频后，AD以大于等于两倍的码片速率直接采样中频信号(采样时刻随机)；

第2、经过数字NCO将采集的中频信号搬移至基带，亦即将中频信号混频到零频，以方便后级对信号进行滤波和处理；

第3、通过匹配滤波器(RRC)，以减少码间干扰的影响。匹配滤波器为根升余弦滤波器，在当前采样速率的基础上，设计根升余弦滤波器。滤波器的频率响应和冲击响应为：

$H\left(\mathrm{\ω}\right)=\left\{\begin{array}{cc}T& 0\≤\left|\mathrm{\ω}\right|\≤\frac{1-\mathrm{\α}}{2T}\\ \frac{T}{2}[1+\cos \frac{\mathrm{\πT}}{\mathrm{\α}}\left(\right|\mathrm{\ω}|-\frac{1-\mathrm{\α}}{2T})]& \frac{1-\mathrm{\α}}{2T}\≤\left|\mathrm{\ω}\right|\≤\frac{1+\mathrm{\α}}{2T}\\ 0& \left|\mathrm{\ω}\right|\≥\frac{1+\mathrm{\α}}{2T}\end{array}\right.$

$h\left(n\right)=\frac{\sin \frac{\mathrm{\πn}}{T}}{\frac{\mathrm{\πn}}{T}}\×\frac{\cos \frac{\mathrm{\α\πn}}{T}}{1-\frac{4{\mathrm{\α}}^2{n}^2}{T^2}}$

其中T为采样周期；α为滚降系数，取0.22；ω输入频率。

第4、滤波后的数据送入Farrow插值滤波器，完成小数倍的延迟操作；将得到小数倍延迟u送入Farrow插值滤波器进行分段抛物线插值，插值方法如下：

$y\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{i=I_1}^{I_2}{C}_i*x(I_1+I_2-i)$

其中：I₁＝-2，I₂＝1，x为Farrow插值滤波器的输入，y为滤波器的输出，a为滤波器的增益系数，本文取0.25：

C_-2＝au²+au

C_-1＝-au²+(a+1)u

C₀＝-au²+(a+1)u+1

C₁＝au²-au

Farrow插值滤波器的输出为经过经过小数倍延迟的信号，即修正了定时误差的过采样信号。

第5、通过本地PSCH与完成小数倍延迟的数据进行相关计算得到相关结果，利用相关峰值可以得到时隙同步的位置。

5.1本地PSCH的长度为256，其生成方法如下：

a＝<x₁,x₂,x₃,…,x₁₆>＝<1,1,1,1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,1>

C_psc＝(1+j)×<a,a,a,-a,-a,a,-a,-a,a,a,a,-a,a,-a,a,a>

由于接受到的数据是多倍于码片速率的信号，所以需要将PSCH上采样到相同的倍率，所以上采样只需要在本地PSCH中插入相应个数的0，保证本地PSCH和接收数据是相同倍率的码片速率。对本地PSCH序列插值N倍率以后得到插值后的loc_psch，Farrow插值滤波器的输出与上采样后的PSCH相关方法如下：

$\mathrm{Corr}\left(s\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{m-1}\mathrm{rcv}\_\mathrm{psch}(k,s)*\mathrm{conj}(\mathrm{loc}\_\mathrm{psch}\left(k\right))$

其中，loc_psch为本地上采样N倍后的PSCH序列，N为大于2的整数，rcv_psch为接收到的信号，m为窗口长度256*N，corr(s)为s时刻的相关结果。

5.2每一次滑动窗口一次，输出一个相关结果，当计算一个时隙长度的数据(2560*N)以后得到2560*N的相关结果，此时重新计算下一时隙长度的相关结果，并把一帧中15个时隙的相关结果进行累加，以抑制噪声的影响，从而使得相关峰值更加明显和准确

5.3相关结果中峰值的位置即为时隙同步的位置。

第6、利用第5步得到的相关结果中的峰值和旁边的两个次峰值完成定时误差的计算，并且对定时误差进行滤波。

6.1利用相关结果，可以进一步计算定时误差e。当接收的信号中含有WCDMA信号的话，相关结果会出现明显的峰值，并且当定时误差接近0的时候，相关峰值旁边的两个峰值点应该是接近等高的。因为距离定时位置理想位置前后偏移相同距离的时候，相关性会得到同样的衰减，所以会出现同样高度的相关值；反之，如果相关位置偏离理想位置，那么前后两个点距离理想同步位置的距离不同，相关性得到不同程度的衰减，就会得到不同高度的相关值。如图10所示，纠正定时误差前，峰值旁边的两个点高度不同；纠正定时误差以后，峰值旁边的两个点高度基本一致。设相关峰值中最大的三个值，能量从高到低依次为power1、power2、power3。

$e=\left(\frac{\mathrm{power}2-\mathrm{power}3}{\mathrm{power}1}\right)*\mathrm{sign}({\mathrm{power}2}_{\mathrm{pos}}-{\mathrm{power}3}_{\mathrm{pos}})$

其中：power2_pos为能量第二的相关值的时间位置，power3_pos为能量第三的相关值的时间位置。

$\mathrm{sign}\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& x>0\\ 0& x=0\\ -1& x<0\end{array}\right.$

通过可以得到定时误差的绝对偏差值，但是此时并不知道是向前偏移还是向后偏移。power2_pos-power3_pos的符号表征了信号定时误差的方向。当此值为负的时候，表明信号采样点滞后；当此值为正的时候，表明信号采样点超前。

6.2由于定时误差中噪声的影响，得到的定时误差e的抖动比较剧烈，而实际情况下，定时误差值不会是剧烈变化的，为了对抗定时误差值的剧烈变化，需要通过环路滤波器对定时误差值e进行低通滤波得到滤波后的定时误差e’，以防止突发干扰造成定时误差计算的不准确对定时收敛的影响。环路滤波器采用二阶比例积分环路滤波器，如图7所示。

第7、滤波后的定时误差需要进行定标后，再送入Farrow插值滤波器，完成下一帧的小数倍延迟操作。

7.1环路滤波器的输出和实际的小数倍延迟之间为一个固定的比例值，这个值和当前计算的采样倍率直接相关，通过将N倍码片速率的数据向前偏移一个Ts(1/N*3.84M)，即在最前面补一个0，计算定时误差e1，向后偏移一个Ts，即去掉一个采样点，计算定时误差e2,则比例因子k的计算方法为：

(e2-e1)*k＝2/Ts

k＝2/((e2-e1)*Ts)

k即为定时误差转化为小数倍延迟比例因子。k*e’为实际的定时偏差，是有可能是一个大于1的数，而小数倍的延迟仅仅是k*e’的小数部分，即为u。

7.2得到的u是当前被Farrow插值滤波器修正过后的剩余小数倍延迟，而实际送入Farrow插值滤波器的u’是上一次的送入Farrow的值u_last与u的和：

u′＝u+u_last

将小数倍延迟u’送入Farrow滤波器，完成信号在理想位置的插值，Farrow滤波器的结构如图3所示，每次送入的u’影响着滤波器的系数，从而影响着滤波后的小数倍延迟。

本发明的优点和有益效果：

本发明在较低的数据速率上进行计算，以相对少的计算量，达到了较高的定时精度，并且定时误差收敛速度较快。

附图说明：

图1为定时误差恢复的信号流程图；

图2为AD采样和插值滤波的流程图；

图3为利用插值滤波后的数据计算定时误差的流程图；

图4为通用Farrow滤波器的结构图；

图5为分段抛物线插值滤波器的简化结构图；

图6为PSCH滑动窗口计算的结构图；

图7为FPGA实现相关运算的结构图；

图8为环路滤波器的结构图；

图9为定时误差值的收敛情况；

图10为纠正定时误差前后PSCH相关峰的对比；

图11为纠正定时误差前后PCCPCH星座图的对比。

具体实施方式

下面结合附图和实例，详细描述本发明的技术方案。本发明的所有内容均已在FPGA中实现，FPGA型号为Xilinx的Spartan6系列的XC6SLX45。为了在有限的资源中实现本发明的所有细节，对本发明的算法在不影响性能的前提下，进行有适当的简化。其中第1至第4步对应如图2所示，完成定时误差的纠正；第5至第7步骤如图3所示，完成定时误差的计算。

第1、经过射频的混频滤波以后，中频信号为138.24M，AD利用61.44M的时钟进行带通采样，AD的带通采样本身也是一种混频操作，采样后的信号位于15.36M。

第2、由于15.36M的中频信号正好是61.44M的四分之一，可以采用简化算法将15.36M的中频信号混频到零频。方法如下:

频率为fs/4的本振可以表示为:

$\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{c}t\right)=\cos (2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\frac{\mathrm{fs}}{4}\&CenterDot;\mathrm{nT})=\cos \left(\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}n\right),$

$\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{c}t\right)=\sin (2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\frac{\mathrm{fs}}{4}\&CenterDot;\mathrm{nT})=c\sin \left(\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}n\right)$

对于实信号的Fs/4移频过程，可以得到输出结果：

n＝4k：   I_out＝x(n)   Q_out＝0

n＝4k+1：   I_out＝0   Q_out＝-x(n)

n＝4k+2：   I_out＝-x(n)   Q_out＝0

n＝4k+3：   I_out＝0   Q_out＝x(n)

所以简单的取反和置0，即可将信号混频到零频。

第3、混频后的信号的采样率为61.44M，是WCDMA码片速率的16倍，需要在16倍码片速率的基础上对信号进行根升余弦滤波，以匹配信号的信道冲击响应。滚降系数为0.22。滤波以后可以对信号进行抽取，本文采用4倍码片速率(15.36M)，所以需要对16倍的信号(61.44M)直接进行4倍的抽取，以充分简化计算量，以便于在FPGA中实现，此时数据速率已经降为15.36M。

第4、抽取后的信号送入Farrow滤波器进行分段抛物线插值，插值方法如下：

$y\left(t\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{i=I_1}^{I_2}{C}_i*x(I_1+I_2-i)$

其中：I₁＝-2，I₂＝1，x为Farrow滤波器的输入，y为滤波器的输出，a为滤波器的增益系数，本文取0.25：

C_-2＝au²+au

C_-1＝-au²+(a+1)u

C₀＝-au²+(a+1)u+1

C₁＝au²-au

插值结构如图5所示，Farrow滤波器的输出为经过经过小数倍延迟的信号，即修正了定时误差的4倍过采样信号。

第5、经过Farrow插值的数据，需要经过PSCH相关模块，如图6所示，得到相关结果，以供定时误差计算，并同时得到时隙同步的位置。

5.1在进行相关操作之前首先要产生本地的PSCH序列，PSCH的生成方法在发明内容部分已经叙述。由于FPGA的资源有限，没有必要在FPGA中实时的产生PSCH序列，只需要将产生的序列存储在FPGA中的ROM即可，相关的时候，从FPGA的ROM中读取。

5.2将产生的本地PSCH序列为单倍码片速率，存储到ROM中，如图7所示。FPGA内部的PLL输出的工作时钟为8倍的码片速率(chip rate)122.88M，接收的数据和本地的ROM中读取的PSCH为4倍码片速率15.36M，为了在一个时钟周期内完成256点的相关运算，本来需要256个相关累加模块，但是由于时钟速率的提升为数据速率的8倍，所以相关累加模块可以缩减到256/8＝32个，Multiplex Controller控制着ROM地址的更新和32个相关累加模块的并行工作。当一个时隙的数据全部到来以后，一个时隙长度的相关累加也相继完成，下一个时隙的相关累加结果会和当前时隙的相关累加结果再累加以后存储到RAM中，RAM的数据送入Peak Search模块搜寻峰值的位置。

5.3得到了每一个时隙的相关结果，进而需要对相关结果进行累加平均。为了实现累加平均的功能，RAM的深度设计为一个时隙数据的长度(2560*4)，并且RAM中的初始值设置为0。每次向RAM中的地址写入一个数据的时候，首先要从这个地址中将数据读出，并且和即将写入的数据相加以后，再写入这个地址，然后写地址和读地址都+1。当这个的过程经历15次以后，就完成了一帧内15个时隙的相关结果累加的工作。

第6、得到了累加后的相关峰值，进一步计算定时误差值。

6.1定时误差根据相关结果中的主峰和旁边的两个次峰进行计算，通过如下公式计算定时误差：

$e=\left(\frac{\mathrm{power}2-\mathrm{power}3}{\mathrm{power}1}\right)*\mathrm{sign}({\mathrm{power}2}_{\mathrm{pos}}-{\mathrm{power}3}_{\mathrm{pos}})$

其中，power2_pos为能量第二的相关值的时间位置，power3_pos为能量第三的相关值的时间位置。

$\mathrm{sign}\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& x>0\\ 0& x=0\\ -1& x<0\end{array}\right.$

通过可以得到定时误差的绝对偏差值，但是此时并不知道是向前偏移还是向后偏移。power2_pos-power3_pos的符号表征了信号定时误差的方向。当此值为负的时候，表明信号采样点滞后；当此值为正的时候，表明信号采样点超前。

6.2定时误差值需要经过环路滤波器对误差值进行噪声的滤除，由于FPGA内部资源的限制，本文采取了比例积分滤波器如图8所示，经过仿真，环路滤波器可以在30帧以内将误差值收敛，如图9所示。

第7、环路滤波器输出的定时误差值需要经过定标以后，才能送入Farrow滤波器。

7.1环路滤波器的输出和实际的小数倍延迟之间为一个固定的比例值，这个值和当前计算的采样倍率直接相关，通过将4倍码片速率的数据向前偏移一个Ts(1/4*3.84M)，即在最前面补一个0，计算定时误差e1，向后偏移一个Ts，即去掉一个采样点，计算定时误差e2,k即为定时误差转化为小数倍延迟比例因子:

(e2-e1)*k＝2/Ts

k＝2/((e2-e1)*Ts)

k*e’为实际的定时偏差，是有可能是一个大于1的数，而小数倍的延迟仅仅是k*e’的小数部分，即为u。

7.2得到的u是当前被Farrow滤波器修正过后的剩余小数倍延迟，而实际送入Farrow滤波器的u’是上一次的送入Farrow的值u_last与u的和。

u′＝u+u_last

如图10所示，纠正定时误差前，主峰旁边的两个次峰不等高；纠正以后这两个次峰值等高。如图11所示，纠正前后，信号的EVM存在较大区别，为定时误差为-0.16*Ts(4倍码片速率的Ts)和纠正定时误差以后的时候WCDMA信号中PCCPCH信道的星座图，纠正前EVM仅为4.3％，纠正以后EVM提升至0.98％，效果非常明显。

Claims (10)

1.一种适用于WCDMA的定时误差恢复的方法，所述方法包括如下步骤：

第1、经过射频下变频的信号被搬移至中频后，AD以大于等于两倍的码片速率采集中频信号；

第2、通过数字NCO将采集的中频信号搬移至基带，亦即将中频信号混频到零频；

第3、通过滚降系数为0.22的RRC匹配滤波器，以完成信号的滤波；

第4、滤波后的数据送入Farrow插值滤波器，完成小数倍的延迟操作；

第5、通过本地PSCH与完成小数倍延迟的数据进行相关计算得到相关结果，利用相关峰值可以得到时隙同步的位置；

第6、利用第5步得到的相关结果中的峰值和旁边的两个次峰值完成定时误差的计算，并且对定时误差进行滤波；

第7、滤波后的定时误差需要进行定标后，送入Farrow插值滤波器，完成下一帧的小数倍延迟操作。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，第5步所述的相关计算的具体方法如下：

产生本地的PSCH同步信号，上采样至接收信号的速率，和接收到的信号进行窗口滑动相关：

$\mathrm{Corr}\left(s\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{k=0}^{m-1}\mathrm{rcv}\_\mathrm{psch}(k,s)*\mathrm{conj}(\mathrm{loc}\_\mathrm{psch}\left(k\right))$

其中，loc_psch为本地上采样N倍后的PSCH序列，N为大于2的整数，rcv_psch为接收到的信号，m为窗口长度，等于256*N，Corr(s)为s时刻的相关结果。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，将得到的相关结果取平方以后，需要在至少一帧内进行累加求和，以降低噪声对相关结果的影响，相关峰值的位置即为时隙同步的位置，并利用累加后的相关结果计算定时误差和小数倍延迟。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，第6步所述利用相关结果计算定时误差的方法如下：

$e=\left(\frac{\mathrm{power}2-\mathrm{power}3}{\mathrm{power}1}\right)*\mathrm{sign}({\mathrm{power}2}_{\mathrm{pos}}-{\mathrm{power}3}_{\mathrm{pos}})$

其中：power2_pos为相关功率值第二的相关值的时间位置，power3_pos为相关功率值第三的相关值的时间位置；sign(x)为：

$\mathrm{sign}\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& x>0\\ 0& x=0\\ -1& x<0\end{array}\right.$

通过能够得到定时误差的绝对偏差值，power2_pos-power3_pos的符号表征了信号定时误差的方向，当此值为负时，表明信号采样点滞后；当此值为正时，表明信号采样点超前。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于：第6步计算的定时误差e会有比较大的波动，所以需要经过环路滤波器，对定时误差e去除高频分量，环路滤波器采用二阶比例积分滤波器，或者更高阶的滤波器，从而得到滤除高频分量的定时误差e’。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于：得到的滤除高频分量的定时误差e’需要进行乘以一个固定的系数k以定标到当前码片速率对应的当前帧小数倍延迟u；

u＝k×e′

其中k的计算方式如下：

通过将N倍码片速率的数据向前偏移一个Ts，即在最前面补一个0，计算定时误差e1；向后偏移一个Ts，即去掉一个采样点，计算定时误差e2,则比例因子k的计算方法为：

(e2-e1)*k＝2/Ts

k＝2/((e2-e1)*Ts)

k即为定时误差转化为小数倍延迟比例因子；k*e’为实际的定时偏差，是有可能是一个大于1的数，而小数倍的延迟仅仅是k*e’的小数部分，即为u。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于：得到的小数倍延迟u仅仅是当前帧的小数倍延迟，而实际送给Farrow滤波器的延迟u’应该是上一次送入Farrow滤波器的延迟u_last和u的和。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于：第4步中利用Farrow滤波器完成小数倍的延迟操作，Farrow滤波器的实现方式如下：

$y\left(t\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{i=I_1}^{I_2}{C}_i*x(I_1+I_2-i)$

其中：I₂＝-2，I₂＝1，x为Farrow滤波器的输入，y为滤波器的输出，滤波器系数为：

C_-2＝au²+au

C_-1＝-au₂+(a+1)u

C₀＝-au²+(a+1)u+1

C₁＝au₂-au

a为滤波器的增益系数，本文取0.25。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于：第4步中，当前帧计算的小数倍延迟通过Farrow滤波器作用于下一帧数据，“下一帧数据”经过Farrow的小数倍延迟以后，是修正了定时误差的，此时的数据同样会进行PSCH相关模块，计算“下一帧数据”的定时误差值，同时作用到“下一帧的下一帧”。

10.如权利要求3所述的方法，其特征在于：在寻找峰值的过程中，对于多倍码片速率的信号需要降采样到单倍码片速率，需要从多倍码片速率的信号中每N个采样点抽取一个，抽取的相位基准就是PSCH相关结果中峰值的相位，时隙同步的位置要从多倍的同步位置除以N转换为单倍的同步位置。