CN114938255A - 一种基于o&m算法的高速时域并行定时同步方法 - Google Patents

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CN114938255A CN202210398054.2A CN202210398054A CN114938255A CN 114938255 A CN114938255 A CN 114938255A CN 202210398054 A CN202210398054 A CN 202210398054A CN 114938255 A CN114938255 A CN 114938255A
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Abstract

本发明公开的一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法，属于太赫兹通信技术领域。本发明实现方法为：对输出数据进行定时误差估计，通过对FIFO缓存数据的读取索引控制完成定时频偏校正；此外，将匹配滤波器的系数预置到只读存储器当中，在进行匹配滤波时只需根据反馈回来的定时相位误差计算出相应滤波器系数的地址，进而读取匹配滤波器系数，通过改变匹配滤波时的匹配滤波器系数完成定时相位误差校正；在定时频偏校正和定时相位误差校正基础上，实现太赫兹通信系统时域并行定时同步。本发明能够省去FFT与IFFT的计算，提高接收信号信噪比，解决传统的串行定时同步方式因逻辑器件时钟频率的制约而解调速率受限的问题。

Description

一种基于O＆M算法的高速时域并行定时同步方法
技术领域
本发明涉及一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法，属于太赫兹通信技术领域。
背景技术
数字信号在系统传输过程中由于收发时钟存在差异以及无法得知信号的起始时刻，导致接收端ADC无法在最佳采样时刻进行采样，使得接收信号的信噪比降低。在高阶调制中，这种情况会更加严重。定时同步技术，可以将采样之后的信号存在的定时误差消除，进而实现信号的可靠传输。
随着高速数字通信的发展，传统的串行定时同步方式逐渐因为逻辑器件时钟频率的制约而受限，为了实现高速率传输，高速数字通信系统中一般采用并行定时同步方式。本发明中的定时误差估计算法采用Oerder M.和Meyr H.在其1988年的论文《Digital Filterand Square Timing Recovery》中给出的一种估计定时误差的方法即O&M算法，通过定时频偏跟踪环路和定时相位同步环路同时对定时误差进行校正，避免了复杂的并行NCO控制以及插值操作。
频域的FFT与IFFT运算会占用大量资源，国内由于技术等多方面原因使得FPGA硬件资源有限，压缩资源成为了亟待解决的问题。在目前频域的基础上进行改进，匹配滤波与定时相位误差估计均在时域进行，有效减少了资源的消耗。
发明内容
本发明主要目的是提供一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法，对输出数据进行定时误差估计，通过对FIFO缓存数据的读取索引控制完成定时频偏校正；此外，将匹配滤波器的系数预置到只读存储器(Read-only Memories,ROM)当中，在进行匹配滤波时只需根据反馈回来的定时相位误差计算出相应滤波器系数的地址，进而读取匹配滤波器系数，通过改变匹配滤波时的匹配滤波器系数完成定时相位误差校正；在所述定时频偏校正和定时相位误差校正基础上，实现太赫兹通信系统时域并行定时同步。本发明还具有节省硬件资源、高速传输的优点。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的：
本发明公开的一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法，包括以下步骤：
步骤1，接收端对接收到的信号进行ADC采样，将采样后的数据在N路并行的FIFO中进行缓存，并根据NCO模块输出的控制信号进行读取，通过对FIFO缓存数据的读取索引控制得到N点序列，实现太赫兹系统定时频偏校正。
接收端对接收到的信号进行ADC采样，将采样后的数据在N路并行的FIFO中进行缓存，并根据NCO模块输出的控制信号m(i)进行读取，得到N点序列x′i(n)，i表示第i时刻。所述FIFO的读取索引控制方式如下：
当m(i)＝1时，将i时刻的数据x′i(1)～x′i(N)与i+1时刻的数据x′i+1(1)拼接，作为当前FIFO的输出；
当m(i)＝0时，将i时刻的数据x′i(1)～x′i(N)作为当前FIFO的输出；
当m(i)＝-1时，将i时刻的数据x′i(1)～x′i(N-1)作为当前FIFO的输出。
根据m(i)取值，读取FIFO得到N或N-1点序列，实现太赫兹系统定时频偏校正。
步骤2，将FIFO中读取的N或N-1点序列与上一周期的后N或N+1点序列按规则拼接，得到第i时刻的2N点序列xi(n)，作为匹配滤波的输入。
步骤3，将匹配滤波器的系数预置到只读存储器ROM中，根据反馈回来的定时相位误差计算相应的滤波器系数地址，进而读取滤波器系数。
将匹配滤波器的系数预置到只读存储器ROM中，根据NCO模块输出的定时相位误差δ(i)进行寻址，得到所需要的匹配滤波器系数hi(n)。匹配滤波器系数的预置方法及寻址方式如下：
步骤3.1，定义匹配滤波器相关参数：符号数span，每个符号的采样点数sps，匹配滤波器的过采样扩大倍数mul_sps。
步骤3.2，由于O&M算法算出的定时误差δ(i)为0～1之间的小数，若匹配滤波器系数按照sps进行过采样，则系数数目过少，此时对系数直接寻址会导致精度过低，所以需要将匹配滤波器的过采样倍数放大，得到精度更高的匹配滤波器系数序列，其总点数为(span+2)*sps*mul_sps+1。
步骤3.3，将匹配滤波器系数以第sps*mul_sps+1-mul_sps/2个为起始，mul_sps个作为一组，总共span*sps+1组，按顺序分别存入span*sps+1个ROM中。
步骤3.4，将得到的定时相位误差δ(i)扩大mul_sps倍，并四舍五入取整数，映射为ROM内对应匹配滤波器系数所在的地址addr_rrc。
步骤3.5，利用addr_rrc，读取span*sps+1个ROM中对应的匹配滤波器系数值，得到所需的匹配滤波器系数序列hi(n)。
步骤4，根据步骤2得到的匹配滤波器的输入序列xi(n)和步骤3得到的匹配滤波器的系数序列hi(n)，将xi(n)与hi(n)卷积，得到输出序列，实现太赫兹系统定时相位误差校正。
将时域序列xi(n)与匹配滤波器系数hi(n)卷积，得到经过匹配滤波及定时相位误差校正的时域序列yi(n)：
Figure BDA0003592746900000031
其对应的Z变换矩阵形式为：
Figure BDA0003592746900000032
其中Y0～YN-1为匹配滤波器输出的N点序列。
步骤5，根据步骤4得到的输出序列，进行定时误差估计，得到定时误差估计值。
对输出的N点序列Y0～YN-1进行定时误差估计，得到定时误差估计值
Figure BDA0003592746900000033
Figure BDA0003592746900000034
式中，arg(·)函数用于求复数的幅角，其取值范围为[-π,π)，实部Re(Xm)和虚部Im(Xm)的计算公式为：
Figure BDA0003592746900000035
Figure BDA0003592746900000036
步骤6，根据步骤4得到的定时误差估计值，进行环路滤波，得到环路滤波器输出的定时误差。
步骤6.1，设置环路滤波器系数k1和k2.
步骤6.2，将定时误差估计值
Figure BDA0003592746900000037
与比例因子k1相乘，得到比例支路信号
Figure BDA0003592746900000038
Figure BDA0003592746900000039
步骤6.3，将定时误差估计值
Figure BDA00035927469000000310
与积分因子k2相乘，再与i-1时刻的积分支路信号w2(i-1)相加，得到第i时刻的积分支路信号
Figure BDA00035927469000000311
步骤6.4，将比例支路信号w1(i)与积分支路信号w2(i)相加，得到第i时刻环路滤波器输出信号，即定时误差ε(i)＝w1(i)+w2(i)。
步骤7，对环路滤波器输出的定时误差进行累加，得到FIFO的控制信号和定时相位误差。
对环路滤波器输出的定时误差ε(i)进行累加，得到FIFO的控制信号m(i)和定时相位误差δ(i)：
δ′i＝δi-1+εi,
Figure BDA00035927469000000312
步骤8，将步骤7得到的FIFO控制信号m(i)返回步骤1，将步骤7得到的定时相位误差δ(i)返回步骤4，循环迭代，直至实现太赫兹通信系统的时域并行定时同步，实现太赫兹通信系统高速率可靠传输。
有益效果：
1、本发明公开的一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法，对输出数据进行定时误差估计，通过对FIFO缓存数据的读取索引控制完成定时频偏校正；此外，将匹配滤波器的系数预置到只读存储器(Read-only Memories,ROM)当中，在进行匹配滤波时只需根据反馈回来的定时相位误差计算出相应滤波器系数的地址，进而读取匹配滤波器系数，通过改变匹配滤波时的匹配滤波器系数完成定时相位误差校正；在所述定时频偏校正和定时相位误差校正基础上，实现太赫兹通信系统时域并行定时同步。
2、本发明公开的一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法，利用O&M算法估计定时误差，得到定时误差的无偏估计，并进行纠正，解决接收端ADC无法在最佳采样时刻进行采样而使接收信号信噪比降低的问题，实现信号的可靠传输。
3、本发明公开的一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法，利用FIFO对数据进行N路并行处理，解决传统的串行定时同步方式因逻辑器件时钟频率的制约而解调速率受限的问题，实现信号的高速传输。
4、本发明公开的一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法，使匹配滤波与定时相位误差校正均在时域进行，相比于频域的定时同步算法，省去FFT与IFFT的计算，减少硬件资源的消耗。
附图说明
图1是本发明的一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法流程示意图；
图2是本发明的一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法处理框图；
图3是本发明的环路滤波器计算流程图；
图4是本发明实施例提供的在64QAM调制下定时同步前后的星座图；
图5是本发明实施例提供的在64QAM调制下理论与仿真的BER对比图。
具体实施方式
为了更好的说明本发明的目的和优点，下面结合附图和实例对发明内容做进一步说明。
实施例1：
本实施例公开一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法，具体实施步骤如下：
步骤1，接收端对接收到的信号进行ADC采样，将采样后的数据在64路并行的FIFO中进行缓存，并根据NCO模块输出的控制信号进行读取，通过对FIFO缓存数据的读取索引控制得到64点序列，实现太赫兹系统定时频偏校正。
接收端对接收到的信号进行ADC采样，将采样后的数据在64路并行的FIFO中进行缓存，并根据NCO模块输出的控制信号m(i)进行读取，得到64点序列x′i(n)，i表示第i时刻。所述FIFO的读取索引控制方式如下：
当m(i)＝1时，将i时刻的数据x′i(1)～x′i(64)与i+1时刻的数据x′i+1(1)拼接，作为当前FIFO的输出；
当m(i)＝0时，将i时刻的数据x′i(1)～x′i(64)作为当前FIFO的输出；
当m(i)＝-1时，将i时刻的数据x′i(1)～x′i(63)作为当前FIFO的输出。
根据m(i)取值，读取FIFO得到64或63点序列，实现太赫兹系统定时频偏校正。
步骤2，将FIFO中读取的64或63点序列与上一周期的后64或65点序列按规则拼接，得到第i时刻的128点序列xi(n)，作为匹配滤波的输入。
步骤3，将匹配滤波器的系数预置到只读存储器ROM中，根据反馈回来的定时相位误差计算相应的滤波器系数地址，进而读取滤波器系数。
将匹配滤波器的系数预置到只读存储器ROM中，根据NCO模块输出的定时相位误差δ(i)进行寻址，得到所需要的匹配滤波器系数hi(n)。匹配滤波器系数的预置方法及寻址方式如下：
步骤3.1，定义匹配滤波器相关参数：符号数span＝8，每个符号的采样点数sps＝4，匹配滤波器的过采样扩大倍数mul_sps＝8192。
步骤3.2，由于O&M算法算出的定时误差δ(i)为0～1之间的小数，若匹配滤波器系数按照sps＝4进行过采样，则系数数目过少，此时对系数直接寻址会导致精度过低，所以需要将匹配滤波器的过采样倍数放大，得到精度更高的匹配滤波器系数序列，其总点数为(span+2)*sps*mul_sps+1＝327681。
步骤3.3，将匹配滤波器系数以第sps*mul_sps+1-mul_sps/2＝4*8192+1-4096＝28673个为起始，mul_sps＝8192个作为一组，总共span*sps+1＝33组，按顺序分别存入span*sps+1＝33个ROM中。
步骤3.4，将得到的定时相位误差δ(i)扩大mul_sps＝8192倍，并四舍五入取整数，映射为ROM内对应匹配滤波器系数所在的地址addr_rrc。
步骤3.5，利用addr_rrc，读取span*sps+1＝33个ROM中对应的匹配滤波器系数值，得到所需的匹配滤波器系数序列hi(n)。
若此时的定时误差δ(i)＝0.32，则映射到ROM中对应的地址为addr_rrc＝2621，即分别从33个ROM中取出地址为2621的33个数作为匹配滤波器系数序列hi(n)。
步骤4，根据步骤2得到的匹配滤波器的输入序列xi(n)和步骤3得到的匹配滤波器的系数序列hi(n)，将xi(n)与hi(n)卷积，得到输出序列，实现太赫兹系统定时相位误差校正。
将时域序列xi(n)与匹配滤波器系数hi(n)卷积，得到经过匹配滤波及定时相位误差校正的时域序列yi(n)：
Figure BDA0003592746900000061
其对应的Z变换矩阵形式为：
Figure BDA0003592746900000062
其中Y0～YN-1为匹配滤波器输出的N点序列。
步骤5，根据步骤4得到的输出序列，进行定时误差估计，得到定时误差估计值。
对输出的N点序列Y0～YN-1进行定时误差估计，得到定时误差估计值
Figure BDA0003592746900000063
Figure BDA0003592746900000064
式中，arg(·)函数用于求复数的幅角，其取值范围为[-π,π)，实部Re(Xm)和虚部Im(Xm)的计算公式为：
Figure BDA0003592746900000065
Figure BDA0003592746900000066
步骤6，根据步骤4得到的定时误差估计值，进行环路滤波，得到环路滤波器输出的定时误差。
步骤6.1，设置环路滤波器系数k1＝2-2和k2＝2-8。
步骤6.2，将定时误差估计值
Figure BDA0003592746900000067
与比例因子k1相乘，得到比例支路信号
Figure BDA0003592746900000068
Figure BDA0003592746900000069
步骤6.3，将定时误差估计值
Figure BDA00035927469000000610
与积分因子k2相乘，再与i-1时刻的积分支路信号w2(i-1)相加，得到第i时刻的积分支路信号
Figure BDA00035927469000000611
步骤6.4，将比例支路信号w1(i)与积分支路信号w2(i)相加，得到第i时刻环路滤波器输出信号，即定时误差ε(i)＝w1(i)+w2(i)。
步骤7，对环路滤波器输出的定时误差进行累加，得到FIFO的控制信号和定时相位误差。
对环路滤波器输出的定时误差ε(i)进行累加，得到FIFO的控制信号m(i)和定时相位误差δ(i)：
δ′i＝δi-1+εi,
Figure BDA0003592746900000071
步骤8，将步骤7得到的FIFO控制信号m(i)返回步骤1，将步骤7得到的定时相位误差δ(i)返回步骤4，循环迭代，直至实现太赫兹通信系统的时域并行定时同步，实现太赫兹通信系统高速率可靠传输。
下面结合仿真实验对本发明的技术成果作详细的描述。
1、条件
信号的调制方式为64QAM，升余弦匹配滤波的滚降因子α＝0.35，阶数为33，并行路数N＝64，匹配滤波点数2N＝128，数据点数NUM＝3e5。
2、结果分析
结果1，在上述条件下用本发明进行定时同步，得到的结果如图3所示，其中左边为未进行定时同步的星座图，右边为定时同步后的星座图。
结果2，在上述条件下用本发明在高斯信道不同信噪比的条件下进行定时同步，结果如图5所示。图4中横轴表示Eb/N0，单位为分贝dB，纵轴表示误比特率性能(BER)。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法，其特征在于：包括以下步骤，
步骤1，接收端对接收到的信号进行ADC采样，将采样后的数据在N路并行的FIFO中进行缓存，并根据NCO模块输出的控制信号进行读取，通过对FIFO缓存数据的读取索引控制得到N点序列，实现太赫兹系统定时频偏校正；
步骤2，将FIFO中读取的N或N-1点序列与上一周期的后N或N+1点序列按规则拼接，得到第i时刻的2N点序列xi(n)，作为匹配滤波的输入；
步骤3，将匹配滤波器的系数预置到只读存储器ROM中，根据反馈回来的定时相位误差计算相应的滤波器系数地址，进而读取滤波器系数；
步骤4，根据步骤2得到的匹配滤波器的输入序列xi(n)和步骤3得到的匹配滤波器的系数序列hi(n)，将xi(n)与hi(n)卷积，得到输出序列，实现太赫兹系统定时相位误差校正；
步骤5，根据步骤4得到的输出序列，进行定时误差估计，得到定时误差估计值；
步骤6，根据步骤4得到的定时误差估计值，进行环路滤波，得到环路滤波器输出的定时误差；
步骤7，对环路滤波器输出的定时误差进行累加，得到FIFO的控制信号和定时相位误差；
步骤8，将步骤7得到的FIFO控制信号m(i)返回步骤1，将步骤7得到的定时相位误差δ(i)返回步骤4，循环迭代，直至实现太赫兹通信系统的时域并行定时同步，实现太赫兹通信系统高速率可靠传输。
2.如权利要求1所述的一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法，其特征在于：步骤1实现方法为，
接收端对接收到的信号进行ADC采样，将采样后的数据在N路并行的FIFO中进行缓存，并根据NCO模块输出的控制信号m(i)进行读取，得到N点序列x'i(n)，i表示第i时刻；所述FIFO的读取索引控制方式如下：
当m(i)＝1时，将i时刻的数据x'i(1)～x'i(N)与i+1时刻的数据x'i+1(1)拼接，作为当前FIFO的输出；
当m(i)＝0时，将i时刻的数据x'i(1)～x'i(N)作为当前FIFO的输出；
当m(i)＝-1时，将i时刻的数据x'i(1)～x'i(N)-1)作为当前FIFO的输出；
根据m(i)取值，读取FIFO得到N或N-1点序列，实现太赫兹系统定时频偏校正。
3.如权利要求2所述的一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法，其特征在于：步骤3实现方法为，
将匹配滤波器的系数预置到只读存储器ROM中，根据NCO模块输出的定时相位误差δ(i)进行寻址，得到所需要的匹配滤波器系数hi(n)；匹配滤波器系数的预置方法及寻址方式如下：
步骤3.1，定义匹配滤波器相关参数：符号数span，每个符号的采样点数sps，匹配滤波器的过采样扩大倍数mul_sps；
步骤3.2，由于O&M算法算出的定时误差δ(i)为0～1之间的小数，若匹配滤波器系数按照sps进行过采样，则系数数目过少，此时对系数直接寻址会导致精度过低，所以需要将匹配滤波器的过采样倍数放大，得到精度更高的匹配滤波器系数序列，其总点数为(span+2)*sps*mul_sps+1；
步骤3.3，将匹配滤波器系数以第sps*mul_sps+1-mul_sps/2个为起始，mul_sps个作为一组，总共span*sps+1组，按顺序分别存入span*sps+1个ROM中；
步骤3.4，将得到的定时相位误差δ(i)扩大mul_sps倍，并四舍五入取整数，映射为ROM内对应匹配滤波器系数所在的地址addr_rrc；
步骤3.5，利用addr_rrc，读取span*sps+1个ROM中对应的匹配滤波器系数值，得到所需的匹配滤波器系数序列hi(n)。
4.如权利要求3所述的一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法，其特征在于：步骤4实现方法为，
将时域序列xi(n)与匹配滤波器系数hi(n)卷积，得到经过匹配滤波及定时相位误差校正的时域序列yi(n)：
Figure RE-FDA0003754054750000021
其对应的Z变换矩阵形式为：
Figure RE-FDA0003754054750000022
其中Y0～YN-1为匹配滤波器输出的N点序列。
5.如权利要求4所述的一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法，其特征在于：步骤5实现方法为，
对输出的N点序列Y0～YN-1进行定时误差估计，得到定时误差估计值
Figure RE-FDA0003754054750000026
Figure RE-FDA0003754054750000023
式中，arg(·)函数用于求复数的幅角，其取值范围为[-π,π)，实部Re(Xm)和虚部Im(Xm)的计算公式为：
Figure RE-FDA0003754054750000024
Figure RE-FDA0003754054750000025
6.如权利要求5所述的一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法，其特征在于：步骤6实现方法为，
步骤6.1，设置环路滤波器系数k1和k2.
步骤6.2，将定时误差估计值
Figure RE-FDA0003754054750000031
与比例因子k1相乘，得到比例支路信号
Figure RE-FDA0003754054750000032
Figure RE-FDA0003754054750000033
步骤6.3，将定时误差估计值
Figure RE-FDA0003754054750000034
与积分因子k2相乘，再与i-1时刻的积分支路信号w2(i-1)相加，得到第i时刻的积分支路信号
Figure RE-FDA0003754054750000035
步骤6.4，将比例支路信号w1(i)与积分支路信号w2(i)相加，得到第i时刻环路滤波器输出信号，即定时误差ε(i)＝w1(i)+w2(i)。
7.如权利要求6所述的一种基于O&M算法的高速时域并行定时同步方法，其特征在于：步骤7实现方法为，
对环路滤波器输出的定时误差ε(i)进行累加，得到FIFO的控制信号m(i)和定时相位误差δ(i)：
δ'i＝δi-1+εi,
Figure RE-FDA0003754054750000036
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