CN101346918A - 无线发送装置及多载波信号生成方法 - Google Patents

Abstract

提供能够使移动站高效率地去除干扰信号的基站。在该基站(100)中，编码单元(101)对发送数据进行纠错编码而生成由系统校验位和奇偶校验位构成的比特串，重复单元(102)为了进行速率匹配，在由编码单元(101)生成的比特串所包含的多个比特中，只将奇偶校验位作为重复对象而进行重复，调制单元(103)对重复后的比特串进行调制而生成码元，S/P单元(104)将从调制单元(i03)串行地输入的码元变换为并行，并输出到IFFT单元(105)，IFFT单元(105)对从S/P单元(104)输入的码元进行IFFT而以规定的映射模式映射到各个副载波，由此生成OFDM码元。

Description

无线发送装置及多载波信号生成方法

技术领域

本发明涉及无线发送装置及多载波信号生成方法。

背景技术

近年来，在无线通信，尤其在移动通信中，除了语音以外，图像和数据等各种信息也成了传输的对象。由于可以预测到今后对各种各样的内容(contents)的传输的需求会越来越高，所以可以预测到对高速传输的需要会进一步提高。然而，在移动通信中进行高速传输时，不能忽视因多路径引起的延迟波的影响，频率选择性衰落会使传输特性恶化。

作为抗频率选择性衰落的对策技术之一，OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing：正交频分复用)等多载波通信备受瞩目。多载波通信是一种使用传输速率被抑制到不会发生频率选择性衰落的程度的多个载波(副载波)来传输数据，由此在结果上进行高速传输的技术。特别是，OFDM方式由于配置数据的多个副载波互相正交，因此在多载波通信中其频率利用效率很高，而且能通过比较简单的硬件结构来实现，因此尤其受关注而对它的各种各样的探讨正在进行中。

另一方面，在移动通信中，还在对自适应阵列天线(以下简称为“AAA”)技术进行探讨中，该AAA技术为通过将多个天线所接收的信号分别乘以加权系数(加权)，来对接收方向性进行自适应的控制的技术。在该AAA技术中，通过使用MMSE(Minimum Mean Square Error：最小均方差)自适应地控制加权，由此能够从接收信号中去除干扰信号。

另外，例如在专利文献1中记述有一种技术，其在组合了OFDM方式和AAA技术的接收装置中，迅速且高精确度地进行最优加权的估计。专利文献1：日本专利申请特开2003-218759号公报发明内容发明要解决的问题

根据AAA技术，从原理上能够去除天线数目-1的数目的干扰信号。换言之，在将干扰信号源的数目设为N时，专利文献1所述的接收装置需要具有N+1个天线。而且，从各个干扰信号源发送的信号在多路径环境下被接收装置接收时，将各个干扰信号源的多路径的数目设为M的话，专利文献1所述的接收装置则需要具有N×M+1个的多个天线。

如上所述，由于专利文献1所述的接收装置为了去除干扰信号需要具有许多天线，所以在近年来越来越要求小型化的无线通信移动台装置(以下简称为“移动台”)中，实际上难以配置专利文献1所述的接收装置。

本发明的目的为提供无线发送装置及多载波信号生成方法，能够在无线接收装置中高效率地去除干扰信号。解决问题的方案

本发明的无线发送装置为发送由多个副载波构成的多载波信号的无线发送装置，该无线发送装置采用的结构具备：编码单元，对发送比特进行编码来生成第一比特串；重复单元，在所述第一比特串所包含的多个比特中，对作为重复对象的比特进行重复，来生成第二比特串，所述第二比特串包含重复源的第一比特和通过重复生成的第二比特；调制单元，对所述第二比特串进行调制，来从所述第一比特和所述第二比特生成多个码元，所述多个码元为与仅由所述第一比特即可生成的码元相同的多个码元；以及生成单元，使用与其它无线发送装置中的映射模式相同的映射模式，将所述多个相同的码元映射到所述多个副载波，来生成所述多载波信号。发明效果

根据本发明，能够在无线接收装置中高效率地去除干扰信号。附图说明

图1是OFDM码元的概念图；图2A是副载波#1的码元的概念图；图2B是副载波#2的码元的概念图；图2C是副载波#3的码元的概念图；图2D是副载波#4的码元的概念图；图3是表示AAA技术的动作原理的图；图4是表示本发明的动作原理的图；图5是表示本发明实施方式1的基站的结构的方框图；图6表示本发明实施方式1的编码比特串(第一比特串)；图7表示本发明实施方式1的重复后的比特串(第二比特串)；图8表示本发明实施方式1的码元生成模式(模式1)；图9表示本发明实施方式1的码元生成模式(模式2)；图10表示本发明实施方式1的码元生成模式(模式3)；图11是表示本发明实施方式1的映射模式的图；图12是表示本发明实施方式1的移动台的结构的方框图；图13是表示本发明实施方式2的基站的结构的方框图；图14表示本发明的实施方式2的交织模式(模式1)；图15表示本发明的实施方式2的交织模式(模式2)；以及图16表示本发明的实施方式2的交织模式(模式3)。

具体实施方式

首先，说明本发明的动作原理。另外，虽然在以下的说明中以OFDM方式作为多载波通信方式的一例进行说明，但是本发明并不限于OFDM方式。

由于作为多载波信号的OFDM码元的符号率非常小，所以在多路径环境中被接收的OFDM码元具有如下特征，即不管多路径的数目如何，作为将多个路径的信号合成后的一个信号而被接收。因此，在OFDM方式中期望信号和干扰信号分别经由多路径由移动台接收时，如图1所示，在移动台，无论是期望信号还是干扰信号，都作为合成了多个路径的信号的信号而被接收。

因此，对于OFDM码元的各个副载波#1至#4的每一个，在干扰信号源为N个的情况下，不管多路径的数目如何，可以视为接收到将一个期望信号和N个干扰信号合成后的信号。换言之，在干扰信号源为N个的情况下，不管多路径的数目如何，对每个副载波而言可以视为：存在一个具有单路径的瑞利衰落(Rayleigh fading)的期望信号和N个具有单路径的瑞利衰落的干扰信号。在图2A至图2D示出了上述情况。图2A表示副载波#1的码元，图2B表示副载波#2的码元，图2C表示副载波#3的码元，图2D表示副载波#4的码元。如这些图所示，在各个副载波#1至#4，接收到的码元为在期望信号上附加了干扰信号的码元。因此，在OFDM中，在干扰信号源为N个的情况下，不管多路径的数目如何，只要在各个副载波中从接收信号中去除N个干扰信号，就能够得到期望信号。

如上所述，作为OFDM接收信号的特征可以举出，即使在单载波传输中会接收受到频率选择性衰落影响的信号的多路径环境下，对每个副载波而言，OFDM接收信号将为受到瑞利衰落影响的信号。

另一方面，作为AAA技术的特征，可以举出，为了去除N个干扰信号而需要N+1个天线，用于接收将一个期望信号和N个干扰信号合成后的信号。此时，在通过N+1个天线接收到的信号中，分别包含期望信号和干扰信号。然后，将各个天线接收到的信号乘以通过MMSE处理求出的加权，并对乘以加权后的信号进行合成，由此能够从接收信号中去除N个干扰信号，得到一个期望信号。

着眼于上述的OFDM接收信号的特征和AAA技术的特征，如果将图1所示的各个副载波#1至#4视为AAA技术中的各个天线，对构成OFDM码元的各个副载波#1至#4的4个副载波，作为期望信号映射相同的码元，并对各个副载波#1至#4进行与AAA技术相同的MMSE处理，则即使在OFDM方式的无线通信中存在许多个多路径的情况下，移动台也能够去除从3个干扰信号源发送的所有干扰信号。另外，移动台不需要具有多个天线，不管多路径的数目如何，只要具有一个天线就能够去除从3个干扰信号源发送的所有干扰信号。即，在OFDM通信中，为了从接收信号中去除从N个干扰信号源发送的干扰信号，即使存在许多个多路径时，移动台具有一个天线就足够，而且存在用于作为期望信号映射相同的码元的N+1个副载波就足够。

这样，在本发明中，将映射相同的码元的多个副载波视为AAA技术中的多个天线，并对这多个相同的码元在频域上进行MMSE处理，由此去除包含在OFDM码元中的干扰信号。

更具体而言，可以说明如下：

在AAA技术的情况下，设期望信号为D、干扰信号为U、期望信号在天线n的传播路径上的信道估计值为h_Dn、干扰信号在天线n的传播路径上的信道估计值为h_Un时，由式(1)表示在天线n中的接收信号R_n。

R_n＝D·h_Dn+U·h_Un    …(1)

然后，将天线n所接收的信号乘以按式(2)通过MMSE处理求出的天线n的加权W_n来进行合成，由此能够从接收信号R_n中去除干扰信号U，得到期望信号D。另外，在式(2)中，P为由信道估计值h_Dn和信道估计值h_Un生成的P矢量。

W_n＝R^-1·P    …(2)

因此，例如，如图3所示，在干扰信号源为一个且接收器端具有两个天线的情况下，根据AAA技术，由式(3)提供各个天线的接收信号。

$\left(\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{h}_{d1}& h_{u1}\\ h_{d2}& h_{u2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}d\\ u\end{array}\right)\·\·\·\left(3\right)$

另一方面，在本发明中，设期望信号为D、干扰信号为U、期望信号在副载波m的传播路径上的信道估计值为h_Dm、干扰信号在副载波m的传播路径上的信道估计值为h_Um时，由式(4)表示在副载波m上的接收信号Q_m。

Q_m＝D·h_Dm+U·h_Um    …(4)

然后，将通过副载波m接收的信号乘以按式(5)通过MMSE处理求出的副载波m上的加权W_m来进行合成，由此能够从接收信号Q_m中去除干扰信号U，得到期望信号D。另外，在式(5)中，P为由信道估计值h_Dm和信道估计值h_Um生成的P矢量。

W_m＝Q^-1·P    …(5)

因此，例如，如图4所示，在干扰信号源为一个且接收器端通过一个天线接收由两个副载波构成的OFDM码元的情况下，由式(6)提供各个副载波的接收信号。 $\left(\begin{array}{c}{q}_1\\ q_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{h}_{d1}& h_{u1}\\ h_{d2}& h_{u2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}d\\ u\end{array}\right)\·\·\·\left(6\right)$

这里，对式(1)至(3)与式(4)至(6)进行比较，可知只有天线号码n变为了副载波号码m，其它部分由完全相同的式子来表示。即，这意味着将OFDM码元的多个副载波视为AAA技术中的多个天线，并对由一个天线接收到的OFDM码元的多个副载波进行与AAA技术相同的MMSE处理，由此能够从OFDM码元中去除干扰信号。

以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

图5表示本实施方式的无线通信基站装置(以下简称为“基站”)100的结构。另外，图12表示本实施方式的移动台200的结构。

图5所示的基站100中，编码单元101对发送数据(发送比特)进行编码。例如，编码单元101使用特播(Turbo)编码等系统代码对发送数据(发送比特)进行纠错编码。编码单元101通过使用系统代码对发送比特进行编码，生成由作为发送比特本身的系统校验位(S)和作为冗余比特的奇偶校验位(P)构成的比特串。另外，虽然这里作为编码的一例，举出了在移动通信中最常用的使用系统代码的纠错编码，但是本发明并不受编码的种类的限制。

复制单元102，在由编码单元101生成的比特串所包含的多个比特中，将奇偶校验位作为重复对象进行重复(复制)，以便进行速率匹配(latematching)。将在后面叙述该重复的细节。

另外，由于在本实施方式中设想当速率匹配时从奇偶校验位优先地进行重复的通信系统，所以将奇偶校验位优先地作为重复对象，而在当速率匹配时从系统校验位优先地进行重复的通信系统中，则将系统校验位优先地作为重复对象。另外，在没有这样的优先顺序的通信系统中，可将奇偶校验位和系统校验位的双方都作为重复对象。

调制单元103对重复后的比特串进行调制，生成码元。将在后面叙述该调制的细节。

每当从重复单元103串行地输入与K个副载波相应数目的码元时，S/P单元104都将这些码元变换成并行，并输出到IFFT单元105，所述K个副载波为构成多载波信号即OFDM码元的多个副载波#1至#K。

IFFT单元105对从S/P单元104输入的码元进行IFFT(Inverse FastFourier Transform：快速傅立叶逆变换)，并基于规定的映射模式(配置模式)映射(配置)到副载波#1至#K的每一个，从而生成OFDM码元。另外，IFFT单元105在帧的开头对导频码元(PL)进行IFFT并映射到副载波#1至#K的每一个，来生成OFDM码元。将在后面叙述该OFDM码元生成的细节。

这样生成的OFDM码元在GI附加单元106被附加保护间隔之后，在发送RF单元107被实施上变频等规定的无线处理，并通过天线108被无线发送到移动台200(图12)。

接着，说明重复及调制的细节。

这里，设在编码单元101中的编码率为R＝1/3。即，在编码单元101中，对于一个发送比特，生成一个系统校验位S和两个奇偶校验位P。因此，如果连续输入到编码单元101的两个发送比特B₁和B₂被编码，则如图6所示，从B₁生成出S₁、P₁₁和P₁₂，从B₂生成出S₂、P₂₁和P₂₂即，编码单元101对发送比特B₁和B₂进行编码，由此生成由S₁、P₁₁、P₁₂、S₂、P₂₁和P₂₂构成的比特串(第一比特串)。

重复单元102在图6所示的第一比特串所包含的多个比特S₁、P₁₁、P₁₂、S₂、P₂₁和P₂₂中，只将奇偶校验位作为重复对象，进行重复。设这里的重复因子为RF＝2。因此，重复后的比特串(第二比特串)将如图7所示，在RF＝2时得到相同的奇偶校验位各两个。图7中，P₁₁、P₁₂、P₂₁和P₂₂为重复源的奇偶校验位，P₁₁’、P₁₂’、P₂₁’和P₂₂’为通过重复生成的奇偶校验位。即，P₁₁和P₁₁’、P₁₂和P₁₂’、P₂₁和P₂₁’以及P₂₂和P₂₂’为相同的比特。这样，重复单元102对第一比特串所包含的多个比特中的奇偶校验位进行重复，生成第二比特串，该第二比特串包含重复源的奇偶校验位(第一奇偶校验位)和通过重复生成的奇偶校验位(第二奇偶校验位)。

调制单元103对第二比特串进行调制，生成码元。这里，作为调制方式采用由两个比特构成一个码元的QPSK。对第二比特串进行调制时，对于奇偶校验位，调制单元103生成与仅由重复源的奇偶校验位P₁₁、P₁₂、P₂₁和P₂₂即可生成的码元相同的多个码元。由于重复源的奇偶校验位为P₁₁、P₁₂、P₂₁和P₂₂的四个，所以在调制方式为QPSK时，可从这四个奇偶校验位生成的码元为(P₁₁，P₁₂)、(P₂₁，P₂₂)、(P₁₁，P₂₁)、(P₁₂，P₂₂)、(P₁₁，P₂₂)和(P₁₂，P₂₁)的六种组合中的某一个。另外，如果要从图7所示的第二比特串生成与这六个码元中的某一个相同的多个(这里为两个)码元，其组合模式为图8至图10所示的某一个。另外，不管是图8至图10的任何模式时，调制单元103都从系统校验位S₁和S₂生成码元SB₁。

根据图8的组合模式，从(P₁₁，P₁₂)生成码元SB₂，从(P₁₁’，P₁₂’)生成码元SB₂’，从(P₂₁，P₂₂)生成码元SB₃，从(P₂₁’，P₂₂’)生成码元SB₃’。另外，根据图9的组合模式，从(P₁₁，P₂₁)生成码元SB₂，从(P₁₁’，P₂₁’)生成码元SB₂’，从(P₁₂，P₂₂)生成码元SB₃，从(P₁₂’，P₂₂’)生成码元SB₃’。另外，根据图10的组合模式，从(P₁₁，P₂₂)生成码元SB₂，从(P₁₁’，P₂₂’)生成码元SB₂’，从(P₁₂，P₂₁)生成码元SB₃，从(P₁₂’，P₂₁’)生成码元SB₃’。而且，在上述的任何情况下，SB₂和SB₂’为相同的码元，SB₃和SB₃’为相同的码元。

这样，在图8至图10中的任何组合模式中，调制单元103都能够生成与仅由重复源的奇偶校验位P₁₁、P₁₂、P₂₁和P₂₂即可生成的码元相同的多个码元。另外，重复单元102以RF＝2进行比特重复时，通过这样的调制单元103的处理，能够得到与以RF＝2进行码元重复而得到的结果同样的结果。

另外，这里虽然作为调制方式以QPSK为例进行了说明，但是即使是其它调制方式，也同样能够生成与仅由重复源的奇偶校验位即可生成的码元相同的多个码元。例如，在作为调制方式采用16QAM的情况下，从(P₁₁、P₁₂、P₂₁、P₂₂)生成码元SB₂，从(P₁₁’、P₁₂’、P₂₁’、P₂₂’)生成码元SB₂’。

另外，在上述的说明中，为了简化说明，没有考虑码元内的比特位置。例如，将(P₁₁，P₁₂)和(P₁₂，P₁₁)视为相同的组合进行了说明。但是，即使在例如以(P₁₂，P₁₁)代替(P₁₁，P₁₂)而生成码元时，通过对其它码元也同样交换码元内的比特位置，则能够与上述同样地生成与仅由重复源的奇偶校验位即可生成的码元相同的多个码元。

另外，虽然在上述的说明中在重复源的奇偶校验位之间或者通过重复生成的奇偶校验位之间进行了组合而生成码元，但是由于重复源的奇偶校验位和通过重复生成的奇偶校验位为相同的比特，所以也可以在重复源的奇偶校验位和通过重复生成的奇偶校验位之间进行组合而生成码元。例如，在图8所示的组合模式中，也可以从(P₁₁，P₁₂’)生成码元SB₂，从(P₁₁’，P₂₂)生成码元SB₂’，从(P₂₁，P₂₂’)生成码元SB₃，从(P₂₁’，P₂₂)生成码元SB₃’。在图9和图10中也是同样的。

这样，调制单元103对从重复单元102输出的第二比特串进行调制，从重复源的奇偶校验位和通过重复生成的奇偶校验位生成与仅由重复源的奇偶校验位即可生成的码元相同的多个码元。

接着，说明OFDM码元生成的细节。在以下的说明中，设一个OFDM码元由副载波#1至#5(K＝5)的五个副载波构成。

这里，在RF＝2且由9个OFDM码元(即，1个作为导频码元的OFDM码元+8个作为数据码元的OFDM码元)构成1帧的情况下，本实施方式的映射模式例如为如图11所示。也就是说，由系统校验位构成的SB₁、SB₄、SB₇、SB₁₀、SB₁₃、SB₁₆、SB₁₉和SB₂₂被映射到副载波#1，由奇偶校验位构成的码元SB₂、SB₃、SB₅、SB₆、SB₈、SB₉、SB₁₁、SB₁₂、SB₁₄、SB₁₅、SB₁₇、SB₁₈、SB₂₀、SB₂₁、SB₂₃和SB₂₄，以重复在频率轴方向按RF＝2被重复的状态分别被映射到副载波#2至#5。即，对于奇偶校验位，相同的码元被映射到互不相同的两个副载波，并被发送到移动台200(图12)。

这里，为了在移动台200从接收信号中去除干扰信号而得到期望信号，在频率轴方向上重复后的期望信号对副载波的映射模式和重复后的干扰信号对副载波的映射模式必须相同。也就是说，为了在移动台200从接收信号中去除干扰信号而得到期望信号，期望信号和干扰信号必须以相同的映射模式被配置在频率轴上。即，如图11所示，在期望信号的两个相同的码元被映射到副载波#2和#3或副载波#4和#5时，对于干扰信号也一样，相同的码元也必须同样地被映射到副载波#2和#3或副载波#4和#5。

因此，根据本实施方式，IFFT单元105使用与干扰信号源中的映射模式相同的映射模式进行多个相同的码元对多个副载波的映射，由此生成多载波信号。例如，IFFT单元105使用与采用与图5所示的结构相同的结构的其它基站中的映射模式相同的映射模式，进行多个相同的码元对多个副载波的映射，由此生成多载波信号。通过这样的处理，能够使重复后的期望信号对副载波的映射模式和重复后的干扰信号对副载波的映射模式成为在频率轴方向相同的映射模式，从而在移动台200能够从接收信号中可靠地去除干扰信号。

接着，说明移动台200(图12)。

在图12所示的移动台200中，通过天线201接收从基站100发送的OFDM码元。此时，在接收到的OFDM码元中，除了从基站100发送的期望信号之外，还包含从干扰信号源发送的干扰信号。该干扰信号是具有与从基站100发送的OFDM码元的副载波#1至#5相同频率的副载波#1至#5的OFDM码元，例如是从基站100以外的其它基站发送的OFDM码元、从移动台200以外的其它移动台发送的OFDM码元等。另外，在基站100的天线108为由多个天线组成的扇区天线(sector antenna)的情况下，通过与移动台200所在的扇区以外的扇区对应的天线发送的OFDM码元也成为干扰信号。

包含这样的期望信号和干扰信号的OFDM码元由接收RF单元202进行下变频等规定的无线处理之后，由GI去除单元203去除保护间隔，并输入到FFT单元204。

FFT单元204对从GI去除单元203输入的OFDM码元进行FFT(FastFourier Transform：快速傅立叶变换)，得到映射在副载波#1至#5的每一个上的码元。这些码元被输入到选择单元205。

在映射在副载波#1至#5的导频码元为帧的开头的OFDM码元的情况下，选择单元205将其输出到信道估计单元206。

另外，选择单元205基于在基站100生成OFDM码元时的映射模式，选择由系统校验位构成的码元并输出到解调单元211。具体而言，在图11中，在t₁，选择单元205选择被映射在副载波#1的码元SB₁并将其输出。在t₂至t₈也是同样的。

另外，选择单元205基于在基站100生成OFDM码元时的映射模式选择由奇偶校验位构成的多个相同的码元，并输出到相关值计算单元207和乘法器209-1至209-N。具体而言，在图11中，选择单元205在t₁首先选择并输出被映射在副载波#2和#3上的两个相同的码元SB₂和SB₂’，然后选择并输出被映射在副载波#4和#5上的两个码元SB₃和SB₃’。因此，图12中为N＝RF＝2。另外，这两个相同的码元中分别附加有干扰信号。即，在选择单元205，附加有干扰信号的相同的码元依次被选择并输出。在t₂至t₈也是同样的。

信道估计单元206使用所输入的导频码元求出副载波#2至#5的信道估计值。然后，信道估计单元206基于信道估计值生成P矢量，并输出到MMSE处理单元208。例如，在由选择单元205选择被映射在副载波#2和#3上的两个相同的码元SB₂和SB₂’的t₁，信道估计单元206基于副载波#2和#3的信道估计值h₂和h₃生成式(7)所示的P矢量。对于由奇偶校验位构成的其它码元也是同样的。另外，由于信道估计值是基于帧开头的导频码元来计算的，所以在一帧中对每一个副载波都使用相同的值。

$P=\left(\begin{array}{c}{h}_2\\ h_3\end{array}\right)\·\·\·\left(7\right)$

相关值计算单元207计算在相同码元的副载波间的互相关值。例如，输入了映射在副载波#2和#3的两个相同的码元SB₂和SB₂’时，相关值计算单元207在副载波#2和#3之间求这两个码元的互相关值。然后，相关值计算单元207基于互相关值生成R矩阵，求该R矩阵的逆矩阵并输出到MMSE处理单元208。例如，在由选择单元205选择被映射在副载波#2和#3上的两个相同的码元SB₂和SB₂’的t₁，相关值计算单元207基于副载波#2和#3之间的互相关值x₂₂至x₃₃生成式(8)所示的R矩阵。对于由奇偶校验位构成的其它码元也是同样的。

$R=\left(\begin{array}{cc}{x}_{22}& x_{32}\\ x_{23}& x_{33}\end{array}\right)\·\·\·\left(8\right)$

MMSE处理单元208基于从信道估计单元206输入的P矢量(P)和从相关值计算单元207输入的R矩阵的逆矩阵(R^-1)，通过式(9)所示的矩阵运算进行MMSE处理而求加权W(W₁和W₂)，并输出到乘法器209-1至209-N。对于由奇偶校验位构成的其它码元也是同样的。另外，在AAA技术中，这样的加权生成方法是作为SMI(Sample Matrix Inverse：抽样矩阵取逆)法而众所周知的。

W＝R^-1·P    …(9)

乘法器209-1至209-N将选择单元205所选择的码元的每一个乘以由MMSE处理单元208求出的加权，并输出到合成单元210。

合成单元210将乘以加权后的各个码元合成，生成合成信号。由于合成单元210所合成的各个码元为被映射在多个不同的副载波上的相同的码元，所以通过这样的副载波间的合成，能够从由奇偶校验位构成的各个码元中去除干扰信号。在本发明，由于OFDM码元中的各个副载波相当于AAA技术中的各个天线，所以在RF＝2的各个码元中，不管多路径的数目如何，能够将来自RF-1(即，一个)的干扰信号源的干扰信号都去除掉。

另外，由相关值计算单元207、MMSE处理单元208、乘法器209-1至209-N以及合成单元210构成干扰去除单元213。

这样生成的合成信号在由解调单元211进行解调之后，在解码单元212进行解码。由此得到奇偶校验位的接收数据。另外，由系统校验位构成的码元也同样在由解调单元211进行解调之后，在解码单元212进行解码。由此得到系统校验位的接收数据。

如上所述，根据本实施方式，将OFDM码元的多个副载波视为AAA技术中的多根天线，并对OFDM码元的多个副载波进行与AAA技术相同的MMSE处理，由此不管多路径的数目如何，都能够去除来自RF-1个干扰信号源的所有的干扰信号。因此，在移动台不需要像以往的AAA技术那样为了去除干扰信号而具有多个天线，不管多路径的数目如何，只要具有一个天线就足够，从而能够避免为了去除干扰信号而导致装置的大型化。另外，根据AAA技术，需要随着干扰信号源的数目以及多路径的数目的增加而增加接收天线的数目，但是根据本实施方式，即使在干扰信号源的数目增加的情况下，也不管多路径的数目是否增加，仅使RF增加即可，因此能够高效率地去除干扰信号。

(实施方式2)

图13表示本实施方式的基站300的结构。基站300在实施方式1的基站100(图5)的结构中进一步具有交织器301。

交织器301以图14至图16的某一个所示的方式对从重复单元102输出的图7所示的第二比特串进行交织。这里，图14、15和16分别与实施方式1的图8、9和10对应。即，根据图8至图10的某一个所示的模式，进行在交织器301的交织。然后，这样进行交织后的第二比特串输入到调制单元302。

调制单元302对交织后的第二比特串进行调制，生成码元。调制单元302对图14至图16所示的比特串的各个比特，直接按输入顺序进行调制。调制单元302在这一点上与实施方式1的调制单元103不同。另外，这里，与实施方式1同样地作为调制方式采用由两个比特构成一个码元的QPSK。另外，在交织器301进行图14所示的交织的情况下，从(P₁₁，P₁₂)生成码元SB₂，从(P₁₁’，P₁₂’)生成码元SB₂’，从(P₂₁，P₂₂)生成码元SB₃，从(P₂₁’，P₂₂’)生成码元SB₃’。另外，在交织器301进行图15所示的交织的情况下，从(P_11，P₂₁)生成码元SB₂，从(P₁₁’，P₂₁’)生成码元SB₂’，从(P₁₂，P₂₂)生成码元SB₃，从(P₁₂’，P₂₂’)生成码元SB₃’。另外，在交织器301进行图16所示的交织的情况下，从(P₁₁，P₂₂)生成码元SB₂，从(P₁₁’，P₂₂’)生成码元SB₂’，从(P₁₂，P₂₁)生成码元SB₃，从(P₁₂’，P₂₁’)生成码元SB₃’。而且，在上述的任何情况下，SB₂和SB₂’为相同的码元，SB₃和SB₃’为相同的码元。另外，不管是图14至图16的任何模式，都从系统校验位S₁和S₂生成码元SB₁。

这样，在图14至图16中的任何交织中，与实施方式1同样地，调制单元302能够生成与仅由重复源的奇偶校验位P₁₁、P₁₂、P₂₁和P₂₂即可生成的码元相同的多个码元。另外，重复单元102以RF＝2进行比特重复时，通过进行这样的交织，与实施方式1同样地，能够得到与以RF＝2进行码元重复而得到的结果同样的结果。

这样，调制单元302对从交织器301输出的第二比特串进行调制，从重复源的奇偶校验位和通过重复生成的奇偶校验位生成与仅由重复源的奇偶校验位即可生成的码元相同的多个码元。

另外，由于除了交织器301和调制器302以外的结构部分与实施方式1(图5)相同，所以省略了说明。

如上所述，根据本实施方式，能够得到与实施方式1同样的效果，而且，通过具备上述的交织器，与实施方式1相比能够进一步简化在调制单元中的处理。

以上说明了本发明的实施方式。

另外，本发明在一个基站所覆盖的通信区域(小区)由具有方向性的扇区天线按角度方向被分割为多个扇区的移动通信系统中特别有效。由于分别发送到分割后的多个扇区的信号为从一个基站的多个天线发送的信号，所以，不管移动台所在的位置如何，对于扇区间的干扰来说都有与小区间的干扰相比干扰信号电平更大的倾向。因此，对于扇区间的干扰，由于即使提高期望信号电平，SIR(Signal to Interference Ratio：信干比)的改善效果也小于小区间的干扰，所以通过像本实施方式所述那样抑制干扰信号电平，能够提高SIR的改善效果。另外，因为在一个基站具有多个扇区时，信号从同一个基站发送到相邻的扇区，所以在该基站容易使移动台中的期望信号和干扰信号的映射模式成为相同的映射模式。也就是说，在映射模式根据通信状况等而自适应地变化时，为了在相邻小区间使映射模式一致，需要不同小区的基站间的信令(signaling)，但是为了在相邻扇区间使交织模式一致，则在同一个基站内进行处理即可。

另外，虽然在上述各个实施方式中作为干扰去除算法采用了MMSE，但是干扰去除算法并不限于MMSE，只要是用于AAA技术的干扰去除算法，任何算法都可以使用。例如，可以使用零控(null steering)、波束形成(beamforming)、LMS(Least Mean Square：最小均方误差)、RLS(Recursive LeastSquare：递归最小平方)以及CMA(Constant Module Algorithm：恒模算法)等。

还可以使用用于MIMO通信中的流分离算法。如果使用用于MIMO通信中的流分离算法，能进一步得到以下效果。

也就是说，在移动通信系统中为了适应数据速率的高速化而必需进行MIMO接收已成趋势，所以如果作为干扰去除算法使用流分离算法，则不仅能够将该流分离算法用于MIMO接收处理而且能够用于干扰去除处理。从而能够简化接收器的电路结构。另外，通过使用流分离算法作为干扰去除算法，可以免去使用MMSE时所需的互相关矩阵的运算，所以即使在接收信号的码元数目较少的情况下，也能够可靠地去除干扰信号。再者，能够基于基站-移动台之间的传播环境以及基站-移动台之间的距离，自适应地切换MIMO接收处理和干扰去除处理。例如，在移动台位于离基站较近的位置而且以低速移动时，能使用流分离算法进行MIMO接收处理来提高传输速率，而在移动台位于小区边界和扇区边界时，可以使用流分离算法进行本发明的干扰去除处理而提高SINR(Signal to Interference and Noise Ratio：信号与干扰和噪声之比)。

另外，虽然在MIMO接收处理中使用每个流和每个天线的信道估计值来计算流分离加权，但是在使用流分离算法进行干扰去除处理时，使用每个发送站和每个副载波的信道估计值来计算流分离加权即可。

另外，虽然在上述各个实施方式中对作为接收站的移动台具有一个天线的情形进行了说明，但是本发明也可以与具有2个以上的天线的无线接收装置组合而使用。例如，设无线接收装置的天线数目为N，重复因子(RF)为L时，通过适用本发明，能够去除N×L-1的干扰信号。换而言之，通过本发明能够对应期望信号源的数目和干扰信号源的数目的总和最大为N×L的无线通信系统。

另外，虽然在上述各个实施方式中将基站作为发送站(无线发送装置)，并将移动台作为接收站(无线接收装置)而进行了说明，但是在移动台为发送站(无线发送装置)，而基站为接收站(无线接收装置)时也可以如上述同样地实施本发明。例如，在基站从期望信号源的移动台接收期望信号，同时从干扰信号源的移动台接收干扰信号时，也如上述同样地能够从接收信号中去除干扰信号而得到期望信号。即，即使对于上行链路，也可以与下行链路同样地适用本发明。

另外，有时基站被称为“Node B”，移动台被称为“UE”，副载波被称为“音调(tone)”，而保护间隔被称为循环冗余(C P：Cyclic Prefix)。

另外，虽然在上述各个实施方式中将一个基站所覆盖的通信区域称为“小区”，并将该小区按角度方向被分割成多个的区域称为“扇区”而进行了说明，但是也有一些通信系统将一个基站所覆盖的通信区域称为“小区站点(cell site)”，并将该小区站点按角度方向被分割成多个的区域称为“小区”。本发明也可以适用于这样的通信系统。

另外，虽然在上述各个实施方式中对以副载波为单位映射码元的情形进行了说明，但是即使在将多个副载波汇集起来称为子块(sub block)或者资源块的通信系统中，通过使码元映射的单位为子块单位或者资源块单位，也可以如上述同样地实施本发明。

另外，在上述各个实施方式中，以用硬件构成本发明的情况为例进行了说明，但也可以用软件来实现本发明。

另外，用于上述各个实施方式的说明的各功能块典型地由集成电路LSI来实现。这些既可以分别实行单芯片化，也可以包含其中一部分或者是全部而实行单芯片化。

虽然这里称做LSI，但根据集成度的不同，也可以称为IC、系统LSI、超大LSI以及极大LSI。

另外，集成电路化的技术不仅限于LSI，也可以使用专用电路或通用处理器来实现。也可以在LSI制造后利用能够编程的FPGA(Field ProgrammableGate Array：现场可编程门阵列)，或者可重新配置LSI内部的电路单元的连接或设定的可重构处理器。

再者，如果随着半导体技术的进步或者其他技术的派生，出现了替换LSI集成电路的技术，当然也可以利用该技术来实现功能块的集成化。也有适用生物技术等的可能性。

在2005年12月27日提交的日本专利申请特愿2005-375402中所包含的说明书、附图及说明书摘要所公开的内容都援引在本申请中。

工业实用性

本发明适用于在移动通信系统中使用的基站和移动台等。

Claims (5)

1、一种无线发送装置，发送由多个副载波构成的多载波信号，具备：

编码单元，对发送比特进行编码来生成第一比特串；

重复单元，在所述第一比特串所包含的多个比特中，对作为重复对象的比特进行重复，来生成第二比特串，所述第二比特串包含重复源的第一比特和通过重复而生成的第二比特；

调制单元，对所述第二比特串进行调制，来从所述第一比特和所述第二比特生成多个码元，所述多个码元为与仅由所述第一比特即可生成的码元相同的多个码元；以及

生成单元，使用与其它无线发送装置中的映射模式相同的映射模式，将所述多个相同的码元映射到所述多个副载波，来生成所述多载波信号。

2、如权利要求1所述的无线发送装置，其中，

所述编码单元对所述发送比特进行编码来生成由系统校验位和奇偶校验位构成的所述第一比特串，

所述重复单元在所述第一比特串所包含的多个比特中，对奇偶校验位进行重复，来生成第二比特串，所述第二比特串包含重复源的第一奇偶校验位和通过重复生成的第二奇偶校验位，

所述调制单元对所述第二比特串进行调制，来从所述第一奇偶校验位和所述第二奇偶校验位生成多个码元，所述多个码元为与仅由所述第一奇偶校验位即可生成的码元相同的多个码元。

3、一种无线通信基站装置，具备权利要求1所述的无线发送装置。

4、一种无线通信移动台装置，具备权利要求1所述的无线发送装置。

5、一种多载波信号生成方法，用于对由多个副载波构成的多载波信号进行发送的无线发送装置中，具备：

编码步骤，对发送比特进行编码来生成第一比特串；

重复步骤，在所述第一比特串所包含的多个比特中，对作为重复对象的比特进行重复，来生成第二比特串，所述第二比特串包含重复源的第一比特和通过重复而生成的第二比特；

调制步骤，对所述第二比特串进行调制，来从所述第一比特和所述第二比特生成多个码元，所述多个码元为与仅由所述第一比特即可生成的码元相同的多个码元；以及

生成步骤，使用与其它无线发送装置中的映射模式相同的映射模式，将所述多个相同的码元映射到所述多个副载波，来生成所述多载波信号。

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