JP5323158B2 - 無線送信装置および送信信号生成方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線送信装置および送信信号生成方法に関する。

近年、無線通信、特に移動体通信では、音声以外に画像やデータなどの様々な情報が伝送の対象になっている。今後は、多様なコンテンツの伝送に対する需要がますます高くなることが予想されるため、高速な伝送に対する必要性がさらに高まるであろうと予想される。しかしながら、移動体通信において高速伝送を行う場合、マルチパスによる遅延波の影響が無視できなくなり、周波数選択性フェージングにより伝送特性が劣化する。

周波数選択性フェージング対策技術の一つとして、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）などのマルチキャリア通信が注目されている。マルチキャリア通信は、周波数選択性フェージングが発生しない程度に伝送速度が抑えられた複数の搬送波（サブキャリア）を用いてデータを伝送することにより、結果的に高速伝送を行う技術である。特に、ＯＦＤＭ方式は、データが配置される複数のサブキャリアが相互に直交しているため、マルチキャリア通信の中でも周波数利用効率が高く、また、比較的簡単なハードウェア構成により実現できることから、とりわけ注目されており、様々な検討が行われている。

一方、移動体通信においては、複数のアンテナによって受信された信号に各々重み係数（ウェイト）を乗算して受信指向性を適応的に制御するアダプティブ・アレイ・アンテナ（以下、ＡＡＡと省略する）技術についての検討が行われている。このＡＡＡ技術では、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）によりウェイトを適応的に制御することにより受信信号から干渉信号を除去することができる。

そして、ＯＦＤＭ方式とＡＡＡ技術とを組み合わせた受信装置において、最適ウェイトの推定を迅速かつ精度良く行うことに関する技術が、例えば特許文献１に記載されている。

特開２００３−２１８７５９号公報

ＡＡＡ技術では、その原理上、アンテナ数−１の数だけの干渉信号を除去することができる。換言すれば、干渉信号源の数をＮとした場合、特許文献１記載の受信装置はＮ＋１本のアンテナを備える必要がある。さらに、各干渉信号源から送信される信号がマルチパス環境において受信装置に受信される場合、各干渉信号源のマルチパスの数をＭとすると、特許文献１記載の受信装置はＮ×Ｍ＋１本の多数のアンテナを備える必要がある。

このように、特許文献１記載の受信装置は、干渉信号の除去にあたり多数のアンテナを備える必要があるため、近年ますますの小型化を要求される無線通信移動局装置（以下、移動局と省略する）に特許文献１記載の受信装置を搭載することは実際には難しい。

本発明の目的は、無線受信装置において効率よく干渉信号を除去することを可能とする無線送信装置および送信信号生成方法を提供することである。

本発明の無線送信装置は、複数のサブキャリアからなる送信信号を送信する無線送信装置であって、送信ビットを符号化してシステマチックビットおよびパリティビットからなる第１ビット列を生成する符号化手段と、前記第１ビット列に含まれる複数のビットのうちシステマチックビットをレピティションしてレピティション元の第１システマチックビットおよびレピティションにより生成された第２システマチックビットを含む第２ビット列を生成するレピティション手段と、前記第２ビット列を変調して、前記第１システマチックビットのみから生成されるシンボルと同一の複数のシンボルを前記第１システマチックビットおよび前記第２システマチックビットから生成する変調手段と、前記複数の同一シンボルの前記複数のサブキャリアに対するマッピングを、他の無線送信装置におけるマッピングパターンと同一のマッピングパターンにて行って前記送信信号を生成する生成手段と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、無線受信装置において干渉信号の除去を効率的に行うことができる。

ＯＦＤＭシンボルの概念図 サブキャリア＃１のシンボルの概念図 サブキャリア＃２のシンボルの概念図 サブキャリア＃３のシンボルの概念図 サブキャリア＃４のシンボルの概念図 ＡＡＡ技術の動作原理を示す図 本発明の動作原理を示す図 本発明の実施の形態１に係る基地局の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る符号化ビット列（第１ビット列） 本発明の実施の形態１に係るレピティション後のビット列（第２ビット列） 本発明の実施の形態１に係るシンボル生成パターン（パターン１） 本発明の実施の形態１に係るシンボル生成パターン（パターン２） 本発明の実施の形態１に係るシンボル生成パターン（パターン３） 本発明の実施の形態１に係るマッピングパターンを示す図 本発明の実施の形態１に係る移動局の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２に係る基地局の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２に係るインタリーブパターン（パターン１） 本発明の実施の形態２に係るインタリーブパターン（パターン２） 本発明の実施の形態２に係るインタリーブパターン（パターン３）

まず、本発明の動作原理について説明する。なお、以下の説明では、ＯＦＤＭ方式をマルチキャリア通信方式の一例として説明するが、本発明はＯＦＤＭ方式に限定されるものではない。

マルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルはシンボルレートが非常に小さいため、マルチパス環境において受信されるＯＦＤＭシンボルは、マルチパスの数にかかわらず、複数のパスの信号が１つの合成された信号として受信されるという特徴がある。よって、ＯＦＤＭ方式において所望信号および干渉信号のそれぞれがマルチパスを介して移動局に受信される場合、移動局では、図１に示すように、所望信号も干渉信号も、複数のパスの信号が合成された信号として受信される。

よって、ＯＦＤＭシンボルの各サブキャリア＃１〜＃４毎では、干渉信号源がＮ個の場合、マルチパスの数にかかわらず、１つの所望信号とＮ個の干渉信号とが合成された信号が受信されるとみなすことができる。換言すれば、干渉信号源がＮ個の場合、マルチパスの数にかかわらず、サブキャリア毎には、１パスのレイリーフェージングの所望信号１つと１パスのレイリーフェージングの干渉信号Ｎ個とが存在しているとみなすことができる。この様子を示したのが図２Ａ〜Ｄである。図２Ａにはサブキャリア＃１のシンボルを、図２Ｂにはサブキャリア＃２のシンボルを、図２Ｃにはサブキャリア＃３のシンボルを、図２Ｄにはサブキャリア＃４のシンボルをそれぞれ示す。これらの図に示すように、各サブキャリア＃１〜＃４では、所望信号に干渉信号が加わったシンボルが受信される。よって、ＯＦＤＭでは、干渉信号源がＮ個の場合は、マルチパスの数にかかわらず、各サブキャリアにおいて受信信号からＮ個の干渉信号を除去すれば所望信号を得ることができる。

このように、ＯＦＤＭ受信信号の特徴として、シングルキャリア伝送では周波数選択性フェージングを受けた信号が受信されるようなマルチパス環境でも、ＯＦＤＭ受信信号は、サブキャリア毎に見ればレイリーフェージングを受けた信号となる、という点が挙げられる。

一方、ＡＡＡ技術の特徴として、Ｎ個の干渉信号を除去するためには、１つの所望信号とＮ個の干渉信号とが合成された信号を受信するＮ＋１本のアンテナを必要とする、という点が挙げられる。このとき、Ｎ＋１本のアンテナで受信される信号にはそれぞれ所望信号と干渉信号とが含まれる。そして、ＭＭＳＥ処理により求められるウェイトを各アンテナで受信された信号に乗算し、ウェイト乗算後の信号を合成することにより受信信号からＮ個の干渉信号を除去して１つの所望信号を得ることができる。

上記ＯＦＤＭ受信信号の特徴とＡＡＡ技術の特徴とを鑑みると、図１に示すような各サブキャリア＃１〜＃４をＡＡＡ技術における各アンテナとみなし、ＯＦＤＭシンボルを構成する各サブキャリア＃１〜＃４の４つのサブキャリアに同一シンボルを所望信号としてマッピングし、各サブキャリア＃１〜＃４に対してＡＡＡ技術同様のＭＭＳＥ処理を行えば、ＯＦＤＭ方式の無線通信においてマルチパスが多数存在する場合でも、移動局は、３個の干渉信号源から送信された干渉信号のすべてを除去することができる。また、移動局は、複数のアンテナを備える必要がなく、マルチパスの数にかかわらず１本のアンテナさえ備えれば、３個の干渉信号源から送信された干渉信号のすべてを除去することができる。つまり、ＯＦＤＭ通信においては、Ｎ個の干渉信号源から送信される干渉信号を受信信号から除去するには、マルチパスが多数存在する場合でも、移動局のアンテナは１本で足り、また、所望信号として同一シンボルがマッピングされるＮ＋１個のサブキャリアがあれば足りる。

このように、本発明では、同一シンボルがマッピングされる複数のサブキャリアをＡＡＡ技術における複数のアンテナとみなし、それら複数の同一シンボルに対して周波数軸上でＭＭＳＥ処理を行うことにより、ＯＦＤＭシンボルに含まれる干渉信号を除去する。

より具体的には、以下のように説明することができる。

ＡＡＡ技術の場合、所望信号：Ｄ、干渉信号：Ｕ、所望信号のアンテナｎにおける伝搬路のチャネル推定値：ｈ_Dn、干渉信号のアンテナｎにおける伝搬路のチャネル推定値：ｈ_Unとすると、アンテナｎにおける受信信号：Ｒ_ｎは、式（１）により表される。

そして、式（２）に従ってＭＭＳＥ処理により求められるアンテナｎにおけるウェイト：Ｗ_ｎをアンテナｎで受信された信号に乗算して合成することにより受信信号：Ｒ_ｎから干渉信号：Ｕを除去して所望信号：Ｄを得ることができる。なお、式（２）において、Ｐは、チャネル推定値：ｈ_Dnおよびチャネル推定値：ｈ_Unから生成されるＰベクトルである。

よって、例えば、図３に示すように、干渉信号源が１つで、受信機側が２本のアンテナを備える場合、ＡＡＡ技術では、各アンテナにおける受信信号は式（３）により与えられる。

一方、本発明において、所望信号：Ｄ、干渉信号：Ｕ、所望信号のサブキャリアｍにおける伝搬路のチャネル推定値：ｈ_Dm、干渉信号のサブキャリアｍにおける伝搬路のチャネル推定値：ｈ_Umとすると、サブキャリアｍにおける受信信号：Ｑ_ｍは、式（４）により表される。

そして、式（５）に従ってＭＭＳＥ処理により求められるサブキャリアｍにおけるウェイト：Ｗ_mをサブキャリアｍにより受信された信号に乗算して合成することにより受信信号：Ｑ_ｍから干渉信号：Ｕを除去して所望信号：Ｄを得ることができる。なお、式（５）において、Ｐは、チャネル推定値：ｈ_Dmおよびチャネル推定値：ｈ_Umから生成されるＰベクトルである。

よって、例えば、図４に示すように、干渉信号源が１つで、受信機側が１本のアンテナにより２つのサブキャリアからなるＯＦＤＭシンボルを受信する場合、各サブキャリアにおける受信信号は式（６）により与えられる。

ここで、式（１）〜（３）と式（４）〜（６）とを比較すると、アンテナ番号ｎがサブキャリア番号ｍに変わっているだけで、その他は全く同じ式で表されていることが分かる。このことは、つまり、ＯＦＤＭシンボルの複数のサブキャリアをＡＡＡ技術における複数のアンテナとみなし、１本のアンテナで受信されたＯＦＤＭシンボルの複数のサブキャリアに対してＡＡＡ技術と同様のＭＭＳＥ処理を行うことにより、ＯＦＤＭシンボルから干渉信号を除去できることを示す。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
本実施の形態に係る無線通信基地局装置（以下、基地局と省略する）１００の構成を図５に示す。また、本実施の形態に係る移動局２００の構成を図１２に示す。

図５に示す基地局１００において、符号化部１０１は、送信データ（送信ビット）を符号化する。例えば、符号化部１０１は、ターボ符号等の組織符号を用いて送信データ（送信ビット）を誤り訂正符号化する。符号化部１０１は、送信ビットを組織符号を用いて符号化することによって、送信ビットそのものであるシステマチックビット（Ｓ）と、冗長ビットであるパリティビット（Ｐ）とからなるビット列を生成する。なお、ここでは符号化の一例として、移動体通信において最もよく使われる組織符号を用いた誤り訂正符号化を挙げたが、本発明は符号化の種類に限定されるものではない。

レピティション部１０２は、レートマッチングを行うために、符号化部１０１にて生成されたビット列に含まれる複数のビットのうちパリティビットをレピティション対象としてレピティション（複製）する。このレピティションの詳細については後述する。

なお、本実施の形態では、レートマッチングの際にパリティビットから優先的にレピティションされる通信システムを想定したためパリティビットを優先的にレピティション対象としたが、レートマッチングの際にシステマチックビットから優先的にレピティションされる通信システムではシステマチックビットを優先的にレピティション対象とする。また、そのような優先順位がない通信システムでは、パリティビットおよびシステマチックビットの双方をレピティション対象としてもよい。

変調部１０３は、レピティション後のビット列を変調してシンボルを生成する。この変調の詳細については後述する。

Ｓ／Ｐ部１０４は、マルチキャリア信号であるＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリア＃１〜＃ＫのＫ本分のシンボルが変調部１０３から直列に入力される度に、それらのシンボルを並列に変換してＩＦＦＴ部１０５に出力する。

ＩＦＦＴ部１０５は、Ｓ／Ｐ部１０４より入力されるシンボルをＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）してサブキャリア＃１〜＃Ｋの各々に所定のマッピングパターン（配置パターン）に従ってマッピング（配置）し、ＯＦＤＭシンボルを生成する。また、ＩＦＦＴ部１０５は、フレーム先頭において、パイロットシンボル（ＰＬ）をＩＦＦＴしてサブキャリア＃１〜＃Ｋの各々にマッピングし、ＯＦＤＭシンボルを生成する。このＯＦＤＭシンボル生成の詳細については後述する。

このようにして生成されたＯＦＤＭシンボルは、ＧＩ付加部１０６でガードインターバルを付加された後、送信ＲＦ部１０７でアンプコンバート等の所定の無線処理が施され、アンテナ１０８から移動局２００（図１２）へ無線送信される。

次いで、レピティションおよび変調の詳細について説明する。

ここでは、符号化部１０１での符号化率をＲ＝１／３とする。つまり、符号化部１０１では、１つの送信ビットに対して１つのシステマチックビットＳと２つのパリティビットＰとが生成される。よって、符号化部１０１に連続して入力される２つの送信ビットＢ_１,Ｂ_２が符号化されると、図６に示すように、Ｂ_１からＳ_１,Ｐ_１１,Ｐ_１２が生成され、Ｂ_２からＳ_２,Ｐ_２１,Ｐ_２２が生成される。つまり、符号化部１０１は、送信ビットＢ_１,Ｂ_２を符号化して、Ｓ_１,Ｐ_１１,Ｐ_１２,Ｓ_２,Ｐ_２１,Ｐ_２２からなるビット列（第１ビット列）を生成する。

レピティション部１０２は、図６に示す第１ビット列に含まれる複数のビットＳ_１,Ｐ_１１,Ｐ_１２,Ｓ_２,Ｐ_２１,Ｐ_２２のうちパリティビットのみをレピティション対象としてレピティションする。ここでのレピティション・ファクターはＲＦ＝２とする。よって、レピティション後のビット列（第２ビット列）は図７に示すようになり、ＲＦ＝２では同一のパリティビットが２つずつ得られる。図７において、Ｐ_１１,Ｐ_１２,Ｐ_２１,Ｐ_２２はレピティション元のパリティビットであり、Ｐ_１１',Ｐ_１２',Ｐ_２１',Ｐ_２２'はレピティションにより生成されたパリティビットである。つまり、Ｐ_１１とＰ_１１'、Ｐ_１２とＰ_１２'、Ｐ_２１とＰ_２１'、Ｐ_２２とＰ_２２'は同一のビットである。このように、レピティション部１０２は、第１ビット列に含まれる複数のビットのうちパリティビットをレピティションして、レピティション元のパリティビット（第１パリティビット）およびレピティションにより生成されたパリティビット（第２パリティビット）を含む第２ビット列を生成する。

変調部１０３は、第２ビット列を変調してシンボルを生成する。ここでは、変調方式として２ビットで１シンボルが構成されるＱＰＳＫを用いる。第２ビット列を変調する際、変調部１０３は、パリティビットについては、レピティション元のパリティビットＰ_１１,Ｐ_１２,Ｐ_２１,Ｐ_２２のみから生成され得るシンボルと同一の複数のシンボルを生成する。レピティション元のパリティビットはＰ_１１,Ｐ_１２,Ｐ_２１,Ｐ_２２の４つであるため、変調方式がＱＰＳＫの場合、これら４つのパリティビットから生成される得るシンボルは、（Ｐ_１１,Ｐ_１２）,（Ｐ_２１,Ｐ_２２）,（Ｐ_１１,Ｐ_２１）,（Ｐ_１２,Ｐ_２２）,（Ｐ_１１,Ｐ_２２）,（Ｐ_１２,Ｐ_２１）の６つの組合せのいずれかである。また、図７に示す第２ビット列から、これら６つのシンボルのいずれかと同一のシンボルを複数（ここでは２つ）生成しようとすると、その組合せパターンは図８〜図１０のいずれかとなる。なお、変調部１０３は、図８〜図１０のいずれの場合も、システマチックビットＳ_１,Ｓ_２によりシンボルＳＢ_１を生成する。

図８の組合せパターンでは、（Ｐ_１１,Ｐ_１２）によりシンボルＳＢ_２、（Ｐ_１１',Ｐ_１２'）によりシンボルＳＢ_２'、（Ｐ_２１,Ｐ_２２）によりシンボルＳＢ_３、（Ｐ_２１',Ｐ_２２'）によりシンボルＳＢ_３'が生成される。また、図９の組合せパターンでは、（Ｐ_１１,Ｐ_２１）によりシンボルＳＢ_２、（Ｐ_１１',Ｐ_２１'）によりシンボルＳＢ_２'、（Ｐ_１２,Ｐ_２２）によりシンボルＳＢ_３、（Ｐ_１２',Ｐ_２２'）によりシンボルＳＢ_３'が生成される。また、図１０の組合せパターンでは、（Ｐ_１１,Ｐ_２２）によりシンボルＳＢ_２、（Ｐ_１１',Ｐ_２２'）によりシンボルＳＢ_２'、（Ｐ_１２,Ｐ_２１）によりシンボルＳＢ_３、（Ｐ_１２',Ｐ_２１'）によりシンボルＳＢ_３'が生成される。そして、いずれの場合も、ＳＢ_２とＳＢ_２'とが同一シンボルとなり、ＳＢ_３とＳＢ_３'とが同一シンボルとなる。

このように、図８〜図１０の組合せパターンのいずれでも、変調部１０３は、レピティション元のパリティビットＰ_１１,Ｐ_１２,Ｐ_２１,Ｐ_２２のみから生成され得るシンボルと同一の複数のシンボルを生成することができる。また、レピティション部１０２がＲＦ＝２でビットレピティションを行う場合、このような変調部１０３での処理により、ＲＦ＝２でシンボルレピティションを行った結果と同一の結果を得ることができる。

なお、ここでは変調方式としてＱＰＳＫを例に挙げて説明したが、他の変調方式でも同様にしてレピティション元のパリティビットのみから生成され得るシンボルと同一の複数のシンボルを生成することができる。例えば、変調方式として１６ＱＡＭを用いる場合、（Ｐ_１１,Ｐ_１２,Ｐ_２１,Ｐ_２２）よりシンボルＳＢ_２を生成し、（Ｐ_１１',Ｐ_１２',Ｐ_２１',Ｐ_２２'）によりシンボルＳＢ_２'を生成する。

また、上記説明では、説明を簡単にするために、シンボル内でのビット位置は考慮していない。例えば、（Ｐ_１１,Ｐ_１２）と（Ｐ_１２,Ｐ_１１）とを同一の組合せと見なして説明した。しかし、例えば（Ｐ_１１,Ｐ_１２）に替えて（Ｐ_１２,Ｐ_１１）としてシンボルを生成する場合でも、他のシンボルについても同様にシンボル内でのビット位置を入れ替えることにより、上記同様にして、レピティション元のパリティビットのみから生成され得るシンボルと同一の複数のシンボルを生成することができる。

また、上記説明では、レピティション元のパリティビット同士、レピティションにより生成されたパリティビット同士を組み合わせてシンボルを生成したが、レピティション元のパリティビットとレピティションにより生成されたパリティビットとは同一のビットであるため、レピティション元のパリティビットとレピティションにより生成されたパリティビットとを組み合わせてシンボルを生成してもよい。例えば、図８に示す組合せパターンにおいて、（Ｐ_１１,Ｐ_１２'）によりシンボルＳＢ_２、（Ｐ_１１',Ｐ_１２）によりシンボルＳＢ_２'、（Ｐ_２１,Ｐ_２２'）によりシンボルＳＢ_３、（Ｐ_２１',Ｐ_２２）によりシンボルＳＢ_３'を生成してもよい。図９、図１０においても同様である。

このように、変調部１０３は、レピティション部１０２から出力された第２ビット列を変調して、レピティション元のパリティビットのみから生成され得るシンボルと同一の複数のシンボルをレピティション元のパリティビットおよびレピティションにより生成されたパリティビットから生成する。

次いで、ＯＦＤＭシンボル生成の詳細について説明する。以下の説明では、１ＯＦＤＭシンボルがサブキャリア＃１〜＃５（Ｋ＝５）の５つのサブキャリアで構成されるものとする。

ＲＦ＝２で、１フレームが９個のＯＦＤＭシンボル（パイロットシンボルであるＯＦＤＭシンボルが１個＋データシンボルであるＯＦＤＭシンボルが８個）で構成される場合、本実施の形態でのマッピングパターンは例えば図１１に示すようになる。すなわち、システマチックビットからなるＳＢ_１,ＳＢ_４,ＳＢ_７,ＳＢ_１０,ＳＢ_１３,ＳＢ_１６,ＳＢ_１９,ＳＢ_２２がサブキャリア＃１にマッピングされ、パリティビットからなるシンボルＳＢ_２,ＳＢ_３,ＳＢ_５,ＳＢ_６,ＳＢ_８,ＳＢ_９,ＳＢ_１１,ＳＢ_１２,ＳＢ_１４,ＳＢ_１５,ＳＢ_１７,ＳＢ_１８,ＳＢ_２０,ＳＢ_２１,ＳＢ_２３,ＳＢ_２４の各々が、ＲＦ＝２で周波数軸方向にレピティションされた状態でサブキャリア＃２〜＃５にマッピングされる。つまり、パリティビットについては、同一のシンボルが互いに異なる２つのサブキャリアにマッピングされて移動局２００（図１２）へ送信される。

ここで、移動局２００において受信信号から干渉信号を除去して所望信号を得るには、レピティションされた所望信号のサブキャリアへのマッピングパターンと、レピティションされた干渉信号のサブキャリアへのマッピングパターンとが周波数軸方向で同一であることが必要である。すなわち、移動局２００において受信信号から干渉信号を除去して所望信号を得るには、所望信号と干渉信号とが同じマッピングパターンで周波数軸上に配置される必要がある。つまり、所望信号の２つの同一シンボルが図１１に示すようにサブキャリア＃２,＃３またはサブキャリア＃４,＃５にマッピングされる場合には、干渉信号も同様に同一シンボルがサブキャリア＃２,＃３またはサブキャリア＃４,＃５にマッピングされる必要がある。

よって、本実施の形態では、ＩＦＦＴ部１０５は、複数の同一シンボルの複数のサブキャリアに対するマッピングを、干渉信号源におけるマッピングパターンと同一のマッピングパターンにて行ってマルチキャリア信号を生成する。例えば、ＩＦＦＴ部１０５は、複数の同一シンボルの複数のサブキャリアに対するマッピングを、図５に示す構成と同一の構成を採る他の基地局におけるマッピングパターンと同一のマッピングパターンにて行ってマルチキャリア信号を生成する。このようにすることで、レピティションされた所望信号のサブキャリアへのマッピングパターンと、レピティションされた干渉信号のサブキャリアへのマッピングパターンとを周波数軸方向で同一にすることができるので、移動局２００では受信信号から干渉信号を確実に除去することができる。

次いで、移動局２００（図１２）について説明する。

図１２に示す移動局２００では、基地局１００から送信されたＯＦＤＭシンボルがアンテナ２０１を介して受信される。この際、受信されるＯＦＤＭシンボルには、基地局１００から送信された所望信号の他に干渉信号源から送信された干渉信号が含まれる。この干渉信号は、基地局１００から送信されたＯＦＤＭシンボルのサブキャリア＃１〜＃５と同じ周波数のサブキャリア＃１〜＃５を有するＯＦＤＭシンボルであり、基地局１００以外の他の基地局から送信されたＯＦＤＭシンボル、移動局２００以外の他の移動局から送信されたＯＦＤＭシンボル等である。また、基地局１００のアンテナ１０８が複数のアンテナで構成されるセクタアンテナである場合は、移動局２００が位置するセクタ以外のセクタに対するアンテナから送信されたＯＦＤＭシンボルも干渉信号となる。

このような所望信号および干渉信号を含むＯＦＤＭシンボルは、受信ＲＦ部２０２でダウンコンバート等の所定の無線処理を施された後、ＧＩ除去部２０３でガードインターバルを除去されて、ＦＦＴ部２０４に入力される。

ＦＦＴ部２０４は、ＧＩ除去部２０３より入力されるＯＦＤＭシンボルをＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）して、サブキャリア＃１〜＃５の各々にマッピングされたシンボルを得る。これらのシンボルは、選択部２０５に入力される。

選択部２０５は、フレーム先頭のＯＦＤＭシンボルの場合は、サブキャリア＃１〜＃５にマッピングされたパイロットシンボルをチャネル推定部２０６に出力する。

また、選択部２０５は、基地局１００でのＯＦＤＭシンボル生成時のマッピングパターンに従って、システマチックビットからなるシンボルを選択して復調部２１１に出力する。具体的には、図１１において、ｔ_１では、選択部２０５は、サブキャリア＃１にマッピングされたシンボルＳＢ_１を選択して出力する。ｔ_２〜ｔ_８においても同様である。

また、選択部２０５は、基地局１００でのＯＦＤＭシンボル生成時のマッピングパターンに従って、パリティビットからなる複数の同一シンボルを選択し、相関値算出部２０７および乗算部２０９−１〜２０９−Ｎに出力する。具体的には、図１１において、ｔ_１では、選択部２０５は、まず、サブキャリア＃２,＃３にマッピングされた２つの同一シンボルＳＢ_２,ＳＢ_２'を選択して出力し、次に、サブキャリア＃４,＃５にマッピングされた２つの同一シンボルＳＢ_３,ＳＢ_３'を選択して出力する。よって、図１２においては、Ｎ＝ＲＦ＝２となる。また、これら２つの同一シンボルにはそれぞれ干渉信号が加わっている。つまり、選択部２０５では、干渉信号が加わっている同一シンボルが順次選択されて出力される。ｔ_２〜ｔ_８においても同様である。

チャネル推定部２０６は、入力されたパイロットシンボルを用いてサブキャリア＃２〜＃５のチャネル推定値を求める。そして、チャネル推定部２０６は、チャネル推定値よりＰベクトルを生成してＭＭＳＥ処理部２０８に出力する。例えば、選択部２０５によりサブキャリア＃２,＃３にマッピングされた２つの同一シンボルＳＢ_２,ＳＢ_２'が選択されるｔ_１では、チャネル推定部２０６は、サブキャリア＃２,＃３のチャネル推定値ｈ_２,ｈ_３より式（７）に示すＰベクトルを生成する。パリティビットからなる他のシンボルについても同様である。なお、チャネル推定値は、フレーム先頭のパイロットシンボルに基づいて算出されるため、各サブキャリア毎に１フレームに渡って同じ値が使用される。

相関値算出部２０７は、同一シンボルのサブキャリア間の相互相関値を求める。例えば、サブキャリア＃２,＃３にマッピングされた２つの同一シンボルＳＢ_２,ＳＢ_２'が入力された場合、相関値算出部２０７は、サブキャリア＃２,＃３の間において、これら２つのシンボルの相互相関値を求める。そして、相関値算出部２０７は、相互相関値よりＲ行列を生成し、そのＲ行列の逆行列を求めてＭＭＳＥ処理部２０８に出力する。例えば、選択部２０５によりサブキャリア＃２,＃３にマッピングされた２つの同一シンボルＳＢ_２,ＳＢ_２'が選択されるｔ１では、相関値算出部２０７は、サブキャリア＃２,＃３の間における相互相関値ｘ_２２〜ｘ_３３より式（８）に示すＲ行列を生成する。パリティビットからなる他のシンボルについても同様である。

ＭＭＳＥ処理部２０８は、チャネル推定部２０６から入力されたＰベクトル（Ｐ）と相関値算出部２０７から入力されたＲ行列の逆行列（Ｒ^−１）とから、式（９）に示す行列演算によるＭＭＳＥ処理を行ってウェイトＷ（Ｗ_１,Ｗ_２）を求め、乗算部２０９−１〜２０９−Ｎに出力する。パリティビットからなる他のシンボルについても同様である。なお、このようなウェイト生成方法は、ＡＡＡ技術においてＳＭＩ（Sample Matrix Inverse）法として広く知られている方法である。

乗算部２０９−１〜２０９−Ｎは、選択部２０５で選択されたシンボルの各々にＭＭＳＥ処理部２０８で求められたウェイトを乗算して合成部２１０に出力する。

合成部２１０は、ウェイト乗算後の各シンボルを合成して合成信号を生成する。合成部２１０で合成される各シンボルは複数の異なるサブキャリアにマッピングされていた同一シンボルであるため、このようなサブキャリア間での合成により、パリティビットからなる各シンボルから干渉信号を除去することができる。本発明ではＯＦＤＭシンボルにおける各サブキャリアがＡＡＡ技術における各アンテナに相当するため、ＲＦ＝２の各シンボルでは、ＲＦ−１（つまり１つ）の干渉信号源からの干渉信号を、マルチパスの数にかかわらず、すべて除去することができる。

なお、相関値算出部２０７、ＭＭＳＥ処理部２０８、乗算部２０９−１〜２０９−Ｎおよび合成部２１０により干渉除去部２１３が構成される。

このようにして生成された合成信号は、復調部２１１で復調された後、復号部２１２で復号される。これによりパリティビットの受信データが得られる。また、システマチックビットからなるシンボルも同様に、復調部２１１で復調された後、復号部２１２で復号される。これによりシステマチックビットの受信データが得られる。

このように、本実施の形態によれば、ＯＦＤＭシンボルの複数のサブキャリアをＡＡＡ技術における複数のアンテナとみなし、ＯＦＤＭシンボルの複数のサブキャリアに対してＡＡＡ技術と同様のＭＭＳＥ処理を行うことにより、マルチパスの数にかかわらず、ＲＦ−１個の干渉信号源からの干渉信号をすべて除去することができる。よって、移動局では、干渉信号を除去するために、従来のＡＡＡ技術のように多数のアンテナを備える必要がなく、マルチパスの数にかかわらず１本のアンテナさえ備えれば足りるため、干渉信号の除去にあたり装置が大型化することを避けることができる。また、ＡＡＡ技術では、干渉信号源の数およびマルチパス数の増加に伴い受信アンテナの数を増加させる必要があるが、本実施の形態によれば、干渉信号源の数が増加する場合でも、マルチパス数の増加にはかかわらず、ＲＦを増加させるだけでよいため、効率よく干渉信号を除去することができる。

（実施の形態２）
本実施の形態に係る基地局３００の構成を図１３に示す。基地局３００は、実施の形態１に係る基地局１００（図５）の構成に、さらにインタリーバ３０１を備える。

インタリーバ３０１は、レピティション部１０２から出力される図７に示す第２ビット列を図１４〜図１６のいずれかに示すようにインタリーブする。ここで、図１４,１５,１６はそれぞれ、実施の形態１の図８,９,１０に対応する。つまり、インタリーバ３０１でのインタリーブは、図８〜図１０のいずれかに示す組合せパターンに従って行われる。そして、このようにインタリーブされた第２ビット列が変調部３０２に入力される。

変調部３０２は、インタリーブ後の第２ビット列を変調してシンボルを生成する。変調部３０２は、図１４〜図１６に示すビット列の各ビットをそのまま入力順に変調する。この点において、変調部３０２は実施の形態１の変調部１０３と異なる。また、ここでは、実施の形態１同様、変調方式として２ビットで１シンボルが構成されるＱＰＳＫを用いる。よって、インタリーバ３０１が図１４に示すインタリーブを行う場合は、（Ｐ_１１,Ｐ_１２）によりシンボルＳＢ_２、（Ｐ_１１',Ｐ_１２'）によりシンボルＳＢ_２'、（Ｐ_２１,Ｐ_２２）によりシンボルＳＢ_３、（Ｐ_２１',Ｐ_２２'）によりシンボルＳＢ_３'が生成される。また、インタリーバ３０１が図１５に示すインタリーブを行う場合は、（Ｐ_１１,Ｐ_２１）によりシンボルＳＢ_２、（Ｐ_１１',Ｐ_２１'）によりシンボルＳＢ_２'、（Ｐ_１２,Ｐ_２２）によりシンボルＳＢ_３、（Ｐ_１２',Ｐ_２２'）によりシンボルＳＢ_３'が生成される。また、インタリーバ３０１が図１６に示すインタリーブを行う場合は、（Ｐ_１１,Ｐ_２２）によりシンボルＳＢ_２、（Ｐ_１１',Ｐ_２２'）によりシンボルＳＢ_２'、（Ｐ_１２,Ｐ_２１）によりシンボルＳＢ_３、（Ｐ_１２',Ｐ_２１'）によりシンボルＳＢ_３'が生成される。そして、いずれの場合も、ＳＢ_２とＳＢ_２'とが同一シンボルとなり、ＳＢ_３とＳＢ_３'とが同一シンボルとなる。なお、図１４〜図１６のいずれの場合も、システマチックビットＳ_１,Ｓ_２によりシンボルＳＢ_１が生成される。

このように、図１４〜図１６のインタリーブのいずれでも、実施の形態１同様、変調部３０２は、レピティション元のパリティビットＰ_１１,Ｐ_１２,Ｐ_２１,Ｐ_２２のみから生成され得るシンボルと同一の複数のシンボルを生成することができる。また、レピティション部１０２がＲＦ＝２でビットレピティションを行う場合、このようなインタリーブを行うことにより、実施の形態１同様、ＲＦ＝２でシンボルレピティションを行った結果と同一の結果を得ることができる。

このように、変調部３０２は、インタリーバ３０１から出力された第２ビット列を変調して、レピティション元のパリティビットのみから生成され得るシンボルと同一の複数のシンボルをレピティション元のパリティビットおよびレピティションにより生成されたパリティビットから生成する。

なお、インタリーバ３０１および変調部３０２以外の構成部分は、実施の形態１（図５）と同一であるため説明を省略する。

このように、本実施の形態によれば、実施の形態１同様の効果を得ることができるとともに、上記インタリーバを備えることにより、変調部での処理を実施の形態１よりも簡易にすることができる。

以上、本発明の実施の形態について説明した。

なお、本発明は、１つの基地局がカバーする通信エリア（セル）が、指向性を持つセクタアンテナにより角度方向に複数のセクタに分割されている移動体通信システムにおいて特に有効である。分割された複数のセクタにそれぞれ送信される信号は１つの基地局の複数のアンテナから送信された信号であるため、移動局が位置する場所によらず、セクタ間干渉はセル間干渉に比べて干渉信号レベルが大きくなる傾向にある。よって、セクタ間干渉に対しては、所望信号レベルを大きくしてもＳＩＲ（Signal to Interference Ratio）の改善効果はセル間干渉に比べて小さいので、本発明のようにして干渉信号レベルを抑えることによりＳＩＲの改善効果を大きくすることができる。また、１つの基地局が複数のセクタを有する場合は、互いに隣接するセクタに対して同一の基地局から信号が送信されるため、その基地局では、移動局における所望信号と干渉信号のマッピングパターンを同一にすることが容易だからである。すなわち、マッピングパターンが通信状況等に応じて適応的に変化する場合、隣接セル間でマッピングパターンを合わせるためには、異なるセルの基地局間でのシグナリングが必要になるが、隣接セクタ間でインタリーブパターンを合わせるには、同一基地局内での処理で済むからである。

また、上記実施の形態では、干渉除去アルゴリズムとしてＭＭＳＥを用いたが、干渉除去アルゴリズムはＭＭＳＥに限定されず、ＡＡＡ技術に使用される干渉除去アルゴリズムであればいかなるアルゴリズムでも使用可能である。例えば、ヌルステアリング、ビームフォーミング、ＬＭＳ、ＲＬＳ、ＣＭＡ等を使用可能である。

さらに、ＭＩＭＯ通信で使用されるストリーム分離アルゴリズムを使用することも可能である。ＭＩＭＯ通信で使用されるストリーム分離アルゴリズムを使用すると、さらに以下の効果を得ることができる。

すなわち、移動体通信システムではデータレートの高速化に対応するためにＭＩＭＯ受信を行うことが必須となりつつあるため、干渉除去アルゴリズムとしてストリーム分離アルゴリズムを使用すれば、そのストリーム分離アルゴリズムをＭＩＭＯ受信処理だけでなく干渉除去処理にも使用することができる。このため、受信機の回路構成を簡単にすることができる。また、干渉除去アルゴリズムとしてストリーム分離アルゴリズムを使用することで、ＭＭＳＥを用いる際に必要であった相互相関行列の演算が不要となるため、受信信号のシンボル数が少ない場合でも干渉信号を確実に除去することができる。さらに、基地局−移動局間の伝搬環境や、基地局−移動局間の距離に応じて、ＭＩＭＯ受信処理と干渉除去処理とを適応的に切り替えることができる。例えば、移動局が基地局の比較的近くに位置し低速で移動しているときは、ストリーム分離アルゴリズムを用いてＭＩＭＯ受信処理を行って伝送レートを向上させ、移動局がセルエッジやセクタエッジに位置するときは、ストリーム分離アルゴリズムを用いて本発明の干渉除去処理を行ってＳＩＮＲを向上させることができる。

なお、ＭＩＭＯ受信処理ではストリーム毎およびアンテナ毎のチャネル推定値を用いてストリーム分離ウェイトを算出するが、ストリーム分離アルゴリズムを用いて干渉除去処理を行う場合は、送信局毎およびサブキャリア毎のチャネル推定値を用いてストリーム分離ウェイトを算出すればよい。

また、上記実施の形態では、受信局である移動局が１本のアンテナを備える場合について説明したが、本発明は２本以上のアンテナを備える無線受信装置と組み合わせて使用することも可能である。例えば、無線受信装置のアンテナ数をＮとし、レピティション・ファクター（ＲＦ）をＬとすれば、本発明を適用することにより、Ｎ×Ｌ−１の干渉信号を除去することができる。換言すれば、本発明にて、所望信号源の数と干渉信号源の数の和が最大Ｎ×Ｌの無線通信システムに対応することができる。

また、上記実施の形態では、基地局を送信局（無線送信装置）、移動局を受信局（無線受信装置）として説明したが、本発明は、移動局が送信局（無線送信装置）で、基地局が受信局（無線受信装置）である場合も、上記同様にして実施することができる。例えば、基地局が、所望信号源の移動局から所望信号を受信すると同時に、干渉信号源の移動局から干渉信号を受信する場合に、上記同様にして、受信信号から干渉信号を除去して所望信号を得ることができる。つまり、本発明は、上り回線に対しても、下り回線同様に適用することができる。

また、基地局はNode B、移動局はUE、サブキャリアはトーン、ガードインターバルはサイクリック・プリフィクス（ＣＰ：Cyclic Prefix）と称されることがある。

また、上記実施の形態では１つの基地局がカバーする通信エリアを「セル」と称し、このセルが角度方向に複数に分割されたエリアを「セクタ」と称して説明したが、１つの基地局がカバーする通信エリアを「セルサイト」と称し、このセルサイトが角度方向に複数に分割されたエリアを「セル」と称する通信システムもある。本発明はこのような通信システムにも適用することができる。

また、上記実施の形態ではサブキャリア単位でシンボルをマッピングする場合について説明したが、複数のサブキャリアをまとめてサブブロックまたはリソースブロックと称する通信システムにおいても、シンボルマッピングの単位をサブブロック単位またはリソースブロック単位とすることより、本発明を上記同様に実施することができる。

また、上記実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。

また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部又は全てを含むように１チップ化されてもよい。

ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。

２００５年１２月２７日出願の特願２００５−３７５４０２の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

本発明は、移動体通信システムにおいて使用される基地局や移動局等に好適である。

１００，３００ 基地局
１０１ 符号化部
１０２ レピティション部
１０３，３０２ 変調部
１０４ Ｓ／Ｐ部
１０５ ＩＦＦＴ部
１０６ ＧＩ付加部
１０７ 送信ＲＦ部
１０８，２０１ アンテナ
２００ 移動局
２０２ 受信ＲＦ部
２０３ ＧＩ除去部
２０４ ＦＦＴ部
２０５ 選択部
２０６ チャネル推定部
２０７ 相関値算出部
２０８ ＭＭＳＥ処理部
２０９−１〜２０９−Ｎ 乗算部
２１０ 合成部
２１１ 復調部
２１２ 復号部
２１３ 干渉除去部
３０１ インタリーバ

Claims (4)

1. 複数のサブキャリアからなる送信信号を送信する無線送信装置であって、
   送信ビットを符号化してシステマチックビットおよびパリティビットからなる第１ビット列を生成する符号化手段と、
   前記第１ビット列に含まれる複数のビットのうちシステマチックビットをレピティションしてレピティション元の第１システマチックビットおよびレピティションにより生成された第２システマチックビットを含む第２ビット列を生成するレピティション手段と、
   前記第２ビット列を変調して、前記第１システマチックビットのみから生成されるシンボルと同一の複数のシンボルを前記第１システマチックビットおよび前記第２システマチックビットから生成する変調手段と、
   前記複数の同一シンボルの前記複数のサブキャリアに対するマッピングを、他の無線送信装置におけるマッピングパターンと同一のマッピングパターンにて行って前記送信信号を生成する生成手段と、
   を具備する無線送信装置。
2. 請求項１記載の無線送信装置を具備する無線通信基地局装置。
3. 請求項１記載の無線送信装置を具備する無線通信移動局装置。
4. 複数のサブキャリアからなる送信信号を送信する無線送信装置における送信信号生成方法であって、
   送信ビットを符号化してシステマチックビットおよびパリティビットからなる第１ビット列を生成する符号化ステップと、
   前記第１ビット列に含まれる複数のビットのうちシステマチックビットをレピティションしてレピティション元の第１システマチックビットおよびレピティションにより生成された第２システマチックビットを含む第２ビット列を生成するレピティションステップと、
   前記第２ビット列を変調して、前記第１システマチックビットのみから生成されるシンボルと同一の複数のシンボルを前記第１システマチックビットおよび前記第２システマチックビットから生成する変調ステップと、
   前記複数の同一シンボルの前記複数のサブキャリアに対するマッピングを、他の無線送信装置におけるマッピングパターンと同一のマッピングパターンにて行って前記送信信号を生成する生成ステップと、
   を具備する送信信号生成方法。

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