CN101340112A - 送电装置、电子设备和波形监视电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及送电装置、电子设备和波形监视电路，提供一种具有适于无触点电力传输系统的波形监视电路的送电装置等。无触点电力传输系统的送电装置包括：波形监视电路，基于原线圈的线圈端信号，生成波形监视用的感应电压信号并输出；以及送电控制装置，控制驱动原线圈的送电驱动器，并且通过接受波形监视用的感应电压信号，检测感应电压信号的波形变化，检测受电侧的负载状态。波形监视电路包括第一整流电路，包括在生成原线圈的线圈端信号的线圈端节点和生成波形监视用的感应电压信号的监视节点之间设置的电流限制电阻，在进行将感应电压信号钳位于高电位电源电压的限幅动作的同时，具有相对感应电压信号进行半波整流的限幅功能。

Description

送电装置、电子设备和波形监视电路

技术领域

本发明涉及送电装置、电子设备和波形监视电路。

背景技术

近年来，利用电磁感应、即使没有金属部分的触点也能够进行电力传输的无触点电力传输(非接触电力传输)被人们所关注。作为该无触点电力传输的应用例，提出便携式电话机、家庭用设备(例如电话机的子机)的充电等方案。

作为无触点电力传输的现有技术，存在专利文献1。在该专利文献1中，从受电装置(次级侧)向送电装置(原侧)的数据发送，通过所谓的负载调制而实现。送电装置通过比较器等检测原线圈的感应电压，由此检测伴随异物的插入、数据发送的受电侧(次级侧)的负载状态的变化。

专利文献1日本特开2006-60909号公报

但是，在该专利文献1的现有技术中，通过电阻的电压分割，生成被输入送电控制装置的感应电压信号。从而，存在由于该电压分割，波形缩小，负载状态的检测精度无法进一步提高的问题。

发明内容

本发明是鉴于以上技术问题而提出的，其目的在于提供一种包括适于无触点电力传输系统的波形监视电路的送电装置、电子设备等。

本发明涉及一种送电装置，其是通过使原线圈和次级线圈电磁耦合而对受电装置传输电力，并对上述受电装置的负载供给电力的无触点电力传输系统的送电装置，包括：波形监视电路，其基于上述原线圈的线圈端信号，生成波形监视用的感应电压信号并输出；以及送电控制装置，其控制驱动上述原线圈的送电驱动器，并通过接受波形监视用的上述感应电压信号，检测上述感应电压信号的波形变化来检测受电侧的负载状态，上述波形监视电路包括第一整流电路，其包括在生成上述原线圈的线圈端信号的线圈端节点和生成波形监视用的第一感应电压信号的第一监视节点之间设置的作为电流限制电阻的第一电阻，并具有在进行将上述第一感应电压信号钳位于高电位电源电压的限幅动作的同时，对上述第一感应电压信号进行半波整流的限幅功能。

根据本发明，波形监视电路基于原线圈的线圈端信号生成波形监视用的感应电压信号，输出至送电控制装置。利用在波形监视电路的第一整流电路上设置的电流控制电阻，能够防止来自线圈端节点的过大的电流流入送电控制装置的情况。此外，波形监视电路所包括的第一整流电路将感应电压信号钳位于高电位电源电压，由此能够防止最大额定电压以上的电压施加在送电控制装置上的情况。此外，第一整流电路进行半波整流，由此能够防止负的电压施加在送电控制装置上的情况。

此外，在本发明中，上述第一整流电路也可以包括：第一二极管，其设置在上述第一监视节点和高电位电源节点之间，以从上述第一监视节点朝向上述高电位电源节点的方向为正方向；以及第二二极管，其设置在上述第一监视节点和低电位电源节点之间，以从上述低电位电源节点朝向上述第一监视节点的方向为正方向。

通过设置这样的第一二极管，能够实现第一整流电路的限幅动作，通过设置这样的第二二极管，能够实现第一整流电路的半波整流。

此外，在本发明中，上述第一整流电路也可以包括稳压二极管，其设置在上述第一监视节点和低电位电源节点之间，以从上述低电位电源节点朝向上述第一监视节点的方向为正方向。

这样，即使不设置第一二极管也能够实现限幅动作。

此外，在本发明中，上述第一整流电路也可以包括：第一二极管，其设置在上述第一监视节点和高电位电源节点之间，以从上述第一监视节点朝向上述高电位电源节点的方向为正方向；第二二极管，设置在上述第一监视节点和低电位电源节点之间，以从上述低电位电源节点朝向上述第一监视节点的方向为正方向；以及第一电容器，其设置在上述第一电阻和上述第二二极管之间的低电位侧电阻端节点与上述线圈端节点之间。

这样，通过第一电容器的电容耦合，能够除去线圈端信号的DC偏置成分，能够实现对线圈端信号的无偏置(offset free)。

此外，在本发明中，也可以是，上述送电控制装置包括检测上述原线圈的感应电压信号的波形变化的波形检测电路，上述波形检测电路包括：第一波形检测电路，其检测上述原线圈的上述第一感应电压信号的波形变化；以及第二波形检测电路，其检测上述原线圈的第二感应电压信号的波形变化，上述波形监视电路包括：上述第一整流电路，其通过上述第一监视节点，对上述第一波形检测电路输出波形监视用的上述第一感应电压信号；以及第二整流电路，其通过第二监视节点，对上述第二波形检测电路输出波形监视用的上述第二感应电压信号。

这样，能够通过第一、第二整流电路生成适于第一、第二波形检测电路的第一、第二感应电压信号。

此外，在本发明中，上述第二整流电路也可以包括：第二电阻，其设置在上述线圈端节点和上述第二监视节点之间；第三电阻，其设置在上述第二监视节点和低电位电源节点之间；以及第三二极管，其设置在上述第二监视节点和上述低电位电源节点之间，以从上述低电位电源节点朝向上述第二监视节点的方向为正方向。

这样，能够对送电控制装置输出使线圈端信号波形缩小的第二感应电压信号。

此外，在本发明中，也可以是，上述送电控制装置包括：驱动时钟生成电路，其生成规定上述原线圈的驱动频率的驱动时钟并输出；驱动器控制电路，其基于上述驱动时钟生成驱动器控制信号，并对驱动上述原线圈的送电驱动器输出；以及控制电路，其基于上述波形检测电路的检测结果检测受电侧的负载状态，上述波形检测电路的上述第一波形检测电路包括第一脉宽检测电路，其在以上述第一感应电压信号从低电位电源侧开始变化并超过第一阈值电压的定时作为第一定时的情况下，测量作为上述驱动时钟的第一边缘定时和上述第一定时之间的期间的第一脉宽期间，检测第一脉宽信息，上述控制电路基于上述第一脉宽信息检测受电侧的负载状态。

根据本发明，测量作为驱动时钟的第一边缘定时(例如下降沿或上升沿的定时)与第一定时之间的期间的第一脉宽期间，将其作为第一脉宽信息检测出来。然后，根据检测出的第一脉宽信息，检测受电侧的负载状态。这样，即使不采用个别地检测出电压、电流，由其相位差进行判定的方法，也能够使受电侧的负载变动稳定而进行检测。因此，能够以简单的结构正确地检测出次级侧的负载变动。此外，在本发明中，因为第一定时是第一感应电压信号从低电位电源侧开始变化并超过第一阈值电压的定时，所以能够实现抗电源电压等的外部干扰的性能很强的、偏差很少的脉宽检测。

此外，在本发明中，也可以是，上述第一波形检测电路包括对上述第一感应电压信号进行波形整形，输出第一波形整形信号的第一波形整形电路，上述第一脉宽检测电路基于上述第一波形整形信号和上述驱动时钟，测量上述第一脉宽期间。

这样，使用通过第一波形整形电路进行波形整形的信号与驱动时钟，能够通过数字处理测量第一脉宽期间。

此外，在本发明中，上述第一脉宽检测电路也可以包括第一计数器，其在上述第一脉宽期间进行计数值的增量或减量，基于得到的计数值测量上述第一脉宽期间的长度。

这样，能够使用第一计数器通过数字处理进一步正确地测量第一脉宽期间。

此外，在本发明中，上述控制电路也可以基于上述第一脉宽信息进行作为通常送电开始前的异物检测的初次异物检测。

这样，能够实现在通常送电开始前的例如无负载状态下的初次异物检测。

此外，在本发明中，也可以是，上述第二波形检测电路包括第二脉宽检测电路，其在以上述原线圈的第二感应电压信号从高电位电源侧开始变化并低于第二阈值电压的定时作为第二定时的情况下，测量作为上述驱动时钟的第二边缘定时和上述第二定时之间的期间的第二脉宽期间，检测第二脉宽信息，上述控制电路基于上述第二脉宽信息，进行作为通常送电开始后的异物检测的第二次异物检测。

这样，在通常送电开始前和通常送电开始后，能够以不同的基准检测异物，能够提高异物检测的精度、稳定性。

此外，在本发明中，也可以是，上述第二波形检测电路包括对上述第二感应电压信号进行波形整形，并输出第二波形整形信号的第二波形整形电路，上述第二脉宽检测电路基于上述第二波形整形信号和上述驱动时钟，测量上述第二脉宽期间。

这样，使用通过第二波形整形电路进行波形整形的信号与驱动时钟，能够通过数字处理测量第二脉宽期间。

此外，在本发明中，上述第二脉宽检测电路也可以包括第二计数器，其在上述第二脉宽期间进行计数值的增量或减量，基于得到的计数值测量上述第二脉宽期间的长度。

这样，能够使用第二计数器数字性地正确地测量第二脉宽期间。

此外，在本发明中，也可以是，上述第一波形检测电路包括第一波形整形电路，其对上述第一感应电压信号进行波形整形，将第一波形整形信号输出至上述第一脉宽检测电路，上述第二波形整形电路对与上述第一感应电压信号不同的上述第二感应电压信号进行波形整形，将上述第二波形整形信号输出至上述第二脉宽检测电路。

这样，通过使用第一波形整形电路和第一脉宽检测电路的第一方式，和使用第二波形整形电路和第二脉宽检测电路的第二方式，能够使用信号状态不同的第一、第二感应电压信号实现脉宽检测，能够提高脉宽检测的精度、稳定性。

此外，在本发明中，也可以是，上述送电控制装置包括检测上述原线圈的感应电压信号的波形变化的波形检测电路，上述波形检测电路包括：第一波形检测电路，其检测上述原线圈的上述第一感应电压信号的波形变化；以及第二波形检测电路，其检测上述原线圈的第二感应电压信号的波形变化，上述波形监视电路包括：上述第一整流电路，其通过上述第一监视节点，对上述第一波形检测电路输出波形监视用的上述第一感应电压信号；以及第二整流电路，其通过第二监视节点，对上述第二波形检测电路输出波形监视用的上述第二感应电压信号，上述第一整流电路包括：第一二极管，其设置在上述第一监视节点和高电位电源节点之间，以从上述第一监视节点朝向上述高电位电源节点的方向为正方向；第二二极管，设置在上述第一监视节点和低电位电源节点之间，以从上述低电位电源节点朝向上述第一监视节点的方向为正方向；以及第一电容器，其设置在上述第二电阻和上述第二二极管之间的低电位侧电阻端节点与上述线圈端节点之间，上述第二整流电路包括：第三二极管，其设置在上述第二监视节点和高电位电源节点之间，以从上述第二监视节点朝向上述高电位电源节点的方向为正方向；第四二极管，其设置在上述第二监视节点和低电位电源节点之间，以从上述低电位电源节点朝向上述第二监视节点的方向为正方向；第二电阻，其设置在上述第三二极管和上述第二监视节点之间；第三电阻，其设置在上述第二监视节点和上述低电位侧电源节点之间；以及第二电容器，其设置在上述第三二极管和上述第二电阻之间的高电位侧电阻端节点与上述线圈端节点之间。

这样，如果设置第一、第二电容器，则能够除去线圈端信号的DC偏置，能够实现对线圈端信号的无偏置。

此外，在本发明中，也可以是，上述送电控制装置包括：驱动时钟生成电路，其生成规定上述原线圈的驱动频率的驱动时钟并输出；驱动器控制电路，其基于上述驱动时钟生成驱动器控制信号，并输出至驱动上述原线圈的送电驱动器；以及控制电路，其基于上述波形检测电路的检测结果检测受电侧的负载状态，上述波形检测电路的上述第一波形检测电路包括第一脉宽检测电路，其在以上述第一感应电压信号从低电位电源侧开始变化并超过第一阈值电压的定时作为第一定时的情况下，测量作为上述驱动时钟的第一边缘定时和上述第一定时之间的期间的第一脉宽期间，检测第一脉宽信息。

这样，即使不采用个别地检测出电压、电流，由其相位差进行判定的方法，也能够使受电侧的负载变动稳定而进行检测。因此，能够以简单的结构正确地检测出次级侧的负载变动。此外，在本发明中，因为第一定时是第一感应电压信号从低电位电源侧开始变化并超过第一阈值电压的定时，所以能够实现抗电源电压等的外部干扰的性能很强的、偏差很少的脉宽检测。

此外，在本发明中，也可以是，上述第二波形检测电路包括第二脉宽检测电路，其在以上述原线圈的第二感应电压信号从高电位电源侧开始变化并低于第二阈值电压的定时作为第二定时的情况下，测量作为上述驱动时钟的第二边缘定时和上述第二定时之间的期间的第二脉宽期间，检测第二脉宽信息。

这样，能够使线圈端信号波形缩小，将波形缩小后的第二感应电压信号的电压水平与第二阈值电压相比较，得到第二脉宽信息。

此外，本发明涉及包括上述中任一项所记载的送电装置的电子设备。

此外，本发明涉及波形监视电路，其用在通过使原线圈和次级线圈电磁耦合而对受电装置传输电力，并对上述受电装置的负载供给电力的无触点电力传输系统的送电装置中，包括：第一整流电路，其包括在生成上述原线圈的线圈端信号的线圈端节点和生成波形监视用的第一感应电压信号的第一监视节点之间设置的作为电流限制电阻的第一电阻，并具有在进行将上述第一感应电压信号钳位于高电位电源电压的限幅动作的同时，对上述第一感应电压信号进行半波整流、对上述送电装置的送电控制装置输出上述第一感应电压信号的限幅功能；以及第二整流电路，其具有设置在上述线圈端节点和生成波形监视用的第二感应电压信号的第二监视节点之间，作为电流限制电阻的第二电阻；设置在上述第二监视节点和低电位电源节点之间的第三电阻；以及设置在上述第二监视节点和上述低电位电源节点之间，以从上述低电位电源节点朝向上述第二监视节点的方向为正方向的第三二极管，上述第二整流电路对上述送电控制装置输出上述第二感应电压信号。

附图说明

图1(A)、图1(B)是无触点电力传输的说明图；

图2是本实施方式的送电装置、送电控制装置、受电装置、受电控制装置的结构例；

图3(A)、图3(B)是利用频率调制、负载调载的数据传输的说明图；

图4是用于说明送电侧和受电侧的动作的概要的流程图；

图5是本实施方式的波形监视电路的第一结构例；

图6是本实施方式的波形监视电路的第二结构例；

图7是本实施方式的波形监视电路的第三结构例；

图8是本实施方式的波形监视电路的第四结构例；

图9是用于说明波形监视电路的动作的信号波形例；

图10是用于说明波形监视电路的动作的信号波形例；

图11是本实施方式的波形监视电路的第五结构例；

图12是用于说明波形监视电路的动作的信号波形例；

图13是本实施方式的送电装置的第一结构例；

图14(A)～图14(C)是用于说明第一方式的脉宽检测的信号波形的测定结果；

图15(A)～图15(C)是无负载时、有负载时的等价电路和共振特性图；

图16是送电装置的第一结构例的具体例；

图17是用于说明送电装置的第一结构例的动作的信号波形例；

图18是本实施方式的送电装置的第二结构例；

图19(A)～图19(C)是用于说明第二方式的脉宽检测的信号波形的测定结果；

图20(A)、图20(B)是用于说明电源电压变动引起的脉宽检测的偏差的图；

图21是用于说明初次异物检测、第二次异物检测的流程图；

图22是送电装置的第二结构例的具体例；

图23是用于说明送电装置的第二结构例的动作的信号波形例；

图24是包括在波形检测电路中的第三波形检测电路的详细的结构例；以及

图25是用于说明第三波形检测电路的振幅检测电路的动作的信号波形例。

符号说明

L1原线圈                L2次级线圈

10送电装置              12送电部

14波形监视电路          16显示部

17、18、19整流电路      20送电控制装置

22控制电路(送电侧)      24振荡电路

25驱动时钟生成电路      26驱动器控制电路

30波形检测电路          31第一波形检测电路

32第一波形整形电路

33第一脉宽检测电路

34第二波形检测电路    35第二波形整形电路

36第二脉宽检测电路    37第三波形检测电路

40受电装置            42受电部

43整流电路            46负载调制部

48供电控制部          50受电控制装置

52控制电路(受电侧)    56位置检测电路

58振荡电路            60频率检测电路

62满充电检测电路      90负载

92充电控制装置        94电池

120允许信号生成电路   122计数器

124计数值保持电路     126输出电路

130比较电路

140允许信号生成电路   142计数器

144计数值保持电路     146输出电路

150比较电路。

具体实施方式

以下对本发明的适宜的实施方式进行详细说明。而且，以下所说明的本实施方式不对权利要求的范围所记载的本发明的内容进行不当地限定，本实施方式所说明的全部结构并不是作为本发明的解决方法所必需的。

1.电子设备

图1(A)表示应用本实施方式的无触点电力传输方法的电子设备的例子。作为电子设备的一种的充电器500(支座)具有送电装置10。此外，作为电子设备的一种的便携式电话机510具有受电装置40。此外，便携式电话机510具有LCD等显示部512、由按钮等构成的操作部514、话筒516(声音输入部)、扬声器518(声音输出部)、天线520。

电力通过AC适配器502供给充电器500，通过无触点电力传输，该电力从送电装置10向受电装置40送电。由此，能够对便携式电话机510的电池进行充电，能够使便携式电话机510内的器件工作。

而且，应用本实施方式的电子设备并不限定于便携式电话机510。也能够应用于例如手表、无绳电话器、剃刀、电动牙刷、腕式计算机、便携式终端、便携式信息终端、电动自行车、或IC卡等各种电子设备。

如图1(B)中示意性表示的，从送电装置10向受电装置40的电力传输是通过使设置在送电装置10侧的原线圈L1(送电线圈)和设置在受电装置40侧的次级线圈L2(受电线圈)电磁耦合，形成电力传输变压器而实现的。由此能够进行非接触的电力传输。

2.送电装置、受电装置

图2中表示本实施方式的送电装置10、送电控制装置20、受电装置40、受电控制装置50的结构例。图1(A)的充电器500等送电侧的电子设备包括图2的送电装置10。此外，便携式电话机510等受电侧的电子设备能够包括受电装置40和负载90(本负载)。于是，通过图2的结构，能够实现使例如作为平面线圈的原线圈L1和次级线圈L2电磁耦合，从送电装置10向受电装置40传输电力，从受电装置40的电压输出节点NB7向负载90供给电力(电压VOUT)的无触点电力传输(非接触电力传输)系统。

送电装置10(送电模块、一次模块)能够包括原线圈L1、送电部12、波形监视电路14、显示部16、送电控制装置20。其中，送电装置10、送电控制装置20不限于图2的结构，能够实施省略其构成要素的一部分(例如显示部、波形监视电路)、追加其他构成要素、变更连接关系等各种变形。

送电部12在电力传输时生成规定频率的交流电压，在数据传送时根据数据生成频率不同的交流电压，并供给原线圈L1。具体而言，如图3(A)所示，例如在相对受电装置40发送数据“1”的情况下，生成频率f1的交流电压，在发送数据“0”的情况下，生成频率f2的交流电压。该送电部12能够包括驱动原线圈L1的一端的第一送电驱动器；驱动原线圈L1的另一端的第二送电驱动器；和与原线圈L1一同构成共振电路的至少一个电容器。

并且，送电部12所包括的第一、第二送电驱动器，各自例如是由功率MOS晶体管构成的逆变器电路(缓冲电路)，且由送电控制装置20的驱动器控制电路26控制。

原线圈L1(送电侧线圈)与次级线圈L2(受电侧线圈)电磁耦合，形成电力传输用变压器。例如，在需要进行电力传输时，如图1(A)、图1(B)所示，将便携式电话机510放置于充电器500之上，成为原线圈L1的磁束通过次级线圈L2的状态。另一方面，在不需要电力传输时，使充电器500和便携式电话机510物理上分离，成为原线圈L1的磁束不通过次级线圈L2的状态。

波形监视电路14(整流电路、波形整形电路)基于原线圈L1的线圈端信号CSG生成波形监视用的感应电压信号PHIN。例如，作为原线圈L1的感应电压信号的线圈端信号CSG超过送电控制装置20的IC的最大额定电压，或成为负的电压。波形监视电路14接受这样的线圈端信号CSG，通过送电控制装置20的波形检测电路30生成作为能够进行波形检测的信号的波形监视用的感应电压信号PHIN，输出至送电控制装置20的例如波形监视用端子。对于该波形监视电路14的详细内容在后面叙述。

显示部16是使用颜色、图像等显示无触点电力传输系统的各种状态(电力传输中、ID认证等)的装置，例如通过LED、LCD等实现。

送电控制装置20是对送电装置10进行各种控制的装置，能够通过集成电路装置(IC)等实现。该送电控制装置20能够包括控制电路22(送电侧)、振荡电路24、驱动时钟生成电路25、驱动器控制电路26、波形检测电路30。而且，也可以实施省略这些构成要素的一部分，或追加其他构成要素等的变形。

送电侧的控制电路22(控制部)进行送电装置10、送电控制装置20的控制，例如通过门阵列、微型计算机等实现。具体而言，控制电路22进行电力传输、负载状态检测(数据检测、异物检测、取下检测等)、频率调制等必需的各种顺序控制、判定处理。

振荡电路24例如由水晶振荡电路构成，生成原侧的时钟。驱动时钟生成电路25生成规定驱动频率的驱动时钟。并且，驱动控制电路26基于该驱动时钟、来自控制电路22的频率设定信号等生成期望的频率的控制信号，输出至送电部12的第一、第二送电驱动器，控制第一、第二送电驱动器。

波形检测电路30检测原线圈L1的感应电压信号PHIN的波形变化。例如当受电侧(次级侧)的负载状态(负载电流)产生变化时，感应电压信号PHIN的波形产生变化。波形检测电路30检测出这样的波形变化，将检测结果(检测结果信息)输出至控制电路22。

具体而言，波形检测电路30例如对感应电压信号PHIN进行波形整形，生成波形整形信号。例如在信号PHIN超过给予的阈值电压的情况下，生成活性(例如H电平)的方形波(矩形波)的波形整形信号(脉冲信号)。然后，波形检测电路30基于波形整形信号和驱动时钟，检测波形整形信号的脉宽信息(脉宽期间)具体而言，接受波形整形信号和来自驱动时钟生成电路25的驱动时钟，通过检测波形整形信号的脉宽信息，由此检测感应电压信号PHIN的脉宽信息。

控制电路22基于波形检测电路30的检测结果，检测受电侧(受电装置40侧)的负载状态(负载变动、负载的高低)。具体而言，基于波形检测电路30(脉宽检测电路)检测出的脉宽信息，检测受电侧的负载状态，例如进行数据(负载)检测、异物(金属)检测、取下(装卸)检测等。即，作为感应电压信号的脉宽信息的脉宽期间根据受电侧的负载状态的变化而变化。控制电路22基于该脉宽期间(由脉宽期间的测量得到的计数值)检测受电侧的负载变动。由此，在如图3(B)所示受电装置40的负载调制部46通过负载调制发送数据的情况下，能够检测该发送数据。

受电装置40(受电模块、二次模块)能够包括次级线圈L2、受电部42、负载调制部46、供电控制部48、受电控制装置50。而且，受电装置40、受电控制装置50不限定于图2的结构，能够实施省略其构成要素的一部分、追加其他构成要素、变更连接关系等各种变形。

受电部42将次级线圈L2的交流的感应电压变换为直流电压。该变换通过受电部42所具有的整流电路43进行。该整流电路43包括二极管DB1～DB4。二极管DB1设置在次级线圈L2的一端的节点NB1和直流电压VDC的生成节点NB3之间，DB2设置在节点NB3和次级线圈L2的另一端的节点NB2之间，DB3设置在节点NB2和VSS的节点NB4之间，DB4设置在节点NB4和NB1之间。

受电部42的电阻RB1、RB2设置在节点NB1和NB4之间。并且，通过电阻RB1、RB2对节点NB1、NB4间的电压进行分压而得到的信号CCMPI被输入至受电控制装置50的频率检测电路60。

受电部42的电容器CB1和电阻RB4、RB5设置在直流电压VDC的节点NB3和VSS的节点NB4之间。并且，通过电阻RB4、RB5对节点NB3、NB4之间的电压进行分压而得到的信号ADIN被输入至受电控制装置50的位置检测电路56。

负载调制部46进行负载调制处理。具体而言，在从受电装置40向送电装置10发送期望的数据的情况下，根据发送数据使负载调制部46(次级侧)的负载可变，如图3(B)所示使原线圈L1的感应电压的信号波形变化。因此，负载调制部46包括串联设置在节点NB3、NB4之间的电阻RB3、晶体管TB3(N型的CMOS晶体管)。该晶体管TB3利用来自受电控制装置50的控制电路52的信号P3Q进行导通、断开控制。并且，在对晶体管TB3进行导通、断开控制，进行负载调制时，供电控制部48的晶体管TB2被断开，负载90成为不与受电装置40电连接的状态。

例如，如图3(B)所示，在为了发送数据“0”使次级侧为低负载(阻抗大)的情况下，信号P3Q成为L电平，晶体管TB3断开。由此，负载调制部46的负载成为大致无限大(无负载)。另一方面，在为了发送数据“1”使次级侧为高负载(阻抗小)的情况下，信号P3Q成为H电平，晶体管TB3导通。由此，负载调制部46的负载成为电阻RB3(高负载)。

供电控制部48控制向负载90的电力的供给。调压器49对由整流电路43的变换所得到的直流电压VCD的电压电平进行调整，生成电源电压VD5(例如5V)。该电源电压VD5供给受电控制装置50，其开始工作。

晶体管TB2(P型的CMOS晶体管)通过来自受电控制装置50的控制电路52的信号P1Q进行控制。具体而言，晶体管TB2在完成(确认)ID认证并进行通常的电力传输的情况下为导通，在负载调制等情况下为断开。

受电控制装置50是进行受电装置40的各种控制的装置，由集成电路装置(IC)等实现。该受电控制装置50能够利用从次级线圈L2的感应电压生成的电源电压VD5而进行工作。此外，受电控制装置50能够包括控制电路52(受电侧)、位置检测电路56、振荡电路58、频率检测电路60、满充电检测电路62。

控制电路52(控制部)进行受电装置40、受电控制装置50的控制，例如能够通过门阵列、微型计算机等实现。具体而言，控制电路52能够进行ID认证、位置检测、频率检测、负载调制、或满充电检测等必需的各种顺序控制、判定处理。

位置检测电路56监视与次级线圈L2的感应电压的波形相当的信号ADIN的波形，判断原线圈L1和次级线圈L2的位置关系是否适当。具体而言，将信号ADIN由比较器变换为二值，或由A/D变换判定电平，从而判断位置关系是否适当。

振荡电路58例如由CR振荡电路构成，生成次级侧的时钟。频率检测电路60检测信号CCMPI的频率(f1、f2)，如图3(A)所示，判断来自送电装置10的发送数据是“1”还是“0”。

满充电检测电路62(充电检测电路)是检测负载90的电池94(二次电池)是否为满充电状态(充电状态)的电路。

负载90能够包括进行电池94的充电控制等的充电控制装置92。该充电控制装置92(充电控制IC)能够由集成电路装置等实现。而且，也可以如智能电池那样，电池94本身具有充电控制装置92的功能。

接着，使用图4的流程图说明送电侧和受电侧的动作的概要。当接入电源、电源接通时(步骤S1)，送电侧进行位置检测用的暂时的电力传输(步骤S2)。通过该电力传输，受电侧的电源电压上升，受电控制装置50的复位被解除(步骤S11)。这样，受电侧将信号P1Q设定为H电平(步骤S12)。由此，晶体管TB2断开，其与负载90间的电连接被阻断。

接着，受电侧使用位置检测电路56，判断原线圈L1和次级线圈L2的位置关系是否适当(步骤S13)。然后，在位置关系适当的情况下，受电侧开始ID的认证处理，将认证帧发送至送电侧(步骤S14)。具体而言，通过图3(B)所说明的负载调制发送认证帧的数据。

送电侧当接收到认证帧时，进行ID是否一致等判断处理(步骤S3)。然后，在允许ID认证的情况下，将允许帧发送至受电侧(步骤S4)。具体而言，通过图3(A)所说明的频率调制发送数据。

受电侧接收允许帧，在其内容为OK的情况下，将用于开始无触点电力传输的开始帧发送至送电侧(步骤S15、S16)。另一方面，送电侧接收开始帧，在其内容为OK的情况下，开始通常的电力传输(步骤S5、S6)。然后，受电侧将信号P1Q设定为L电平(步骤S17)。由此，因为晶体管TB2同时为导通，所以能够对负载90进行电力传输，开始向负载的电力供给(VOUT的输出)(步骤S18)。

3.波形监视电路

3.1第一结构例

图5表示本实施方式的波形监视电路14的第一结构例。在图5中，送电控制装置20控制驱动原线圈L1的送电部12的送电驱动器(第一、第二送电驱动器)。此外，送电控制装置20从波形监视电路14通过波形监视端子接受波形监视用的感应电压信号PHIN1。然后，送电控制装置20所包括的波形检测电路30检测感应电压信号PHIN1的波形变化，由此检测受电侧(次级侧)的负载状态。

波形监视电路14基于原线圈L1的线圈端信号CSG，生成波形监视用的感应电压信号PHIN1，并输出至送电控制装置20。具体而言，波形监视电路14包括带有限幅功能的第一整流电路17。该整流电路17包括在生成原线圈L1的线圈端信号CSG的线圈端节点NA2和生成波形监视用的感应电压信号PHIN1的第一监视节点NA11之间设置的作为电流限制电阻的第一电阻RA1。整流电路17进行将感应电压信号PHIN1钳位于VDD的电压(高电位电源电压)的限幅动作，并且对感应电压信号PHIN1进行半波整流。

通过这样设置电流限制电阻RA1，能够防止来自线圈端节点NA2的过大的电流流入送电控制装置20的IC端子的情况。此外，整流电路17将感应电压信号PHIN1钳位于VDD的电压，由此能够防止最大额定电压以上的电压施加在送电控制装置20的IC端子上的情况。此外，整流电路17进行半波整流，由此能够防止负的电压施加在送电控制装置20的IC端子上的情况。

具体而言，整流电路17包括设置在监视节点NA11和VDD(广义上的高电位电源)节点之间的，以从监视节点NA11朝向VDD节点的方向为正方向的第一二极管DA1。此外，还包括设置在监视节点NA11和GND(广义上的低电位电源)节点之间，以从GND节点朝向监视节点NA11的方向为正方向的第二二极管DA2。通过二极管DA1实现向VDD的限幅动作，通过二极管DA2实现半波整流。

3.2第二结构例

图6表示波形监视电路14的第二结构例。在第二结构例中，代替图5的二极管DA1，在整流电路17中设置有稳压二极管DZ1。即，设置有在监视节点NA11和GND(低电位电源)节点之间设置的，以从GND节点朝向监视节点NA11的方向为正方向的稳压二极管。

3.3第三结构例

图7表示波形监视电路14的第三结构例。在第三结构例中，与第一结构例同样，波形监视电路14包括带限幅功能的第一整流电路17，在进行将感应电压信号PHIN1钳位于VDD的电压(高电位电源电压)的限幅动作的同时进行对感应电压信号PHIN1的半波整流。即，该整流电路17将感应电压信号PHIN1钳位于VDD的电压，由此防止最大额定电压以上的电压施加在送电控制装置20的IC端子上的情况。此外，该整流电路17进行半波整流，由此防止负的电压施加在送电控制装置20的IC端子上的情况。

具体而言，整流电路17包括第一二极管DA1和第二二极管DA2。第一二极管DA1设置在监视节点NA11和VDD节点(广义上的高电位电源节点)之间，以从监视节点NA11朝向VDD节点的方向为正方向。另一方面，第二二极管DA2设置在监视节点NA11和GND节点(广义上的低电位电源节点)之间，以从GND节点朝向监视节点NA11的方向为正方向。通过第一二极管DA1实现向VDD的限幅动作，通过第二二极管DA2实现半波整流。

此外，为了防止来自线圈端节点NA2的过大的电流流入送电控制装置20的IC端子的情况，该整流电路17在线圈端节点NA2和第一监视节点NA11之间设置有作为电流限制电阻的第一电阻RA1。在第三结构例中，第一电阻RA1与第一结构例不同，配置在第一二极管DA1和第二二极管DA2之间。

而且，第三结构例的特点在于，在整流电路17的输入侧设置有第一电容器CA1。具体而言，第一电容器CA1设置在线圈端节点NA2与低电位侧电阻端节点NA12之间，该低电位侧电阻端节点NA12位于第一电阻RA1和第二二极管DA2之间。

线圈端信号CSG存在其中心电压不是0V，具有DC偏置的情况。而且，当该DC偏置变动时，对感应电压信号PHIN1进行波形整形得到的脉冲信号的脉宽等产生偏差，负载状态的检测精度下降。于是，为了消除这样的DC偏置，在第三结构例中，在整流电路17的输入侧设置有第一电容器CA1。通过该第一电容器CA1的电容耦合，仅将线圈端信号的AC成分抽出，从而即使在线圈端信号的DC偏置产生变动的情况下，也能够防止其对负载状态的检测精度的不良影响。此外，能够将线圈端信号的电压电平移动到能够以期望的阈值电压容易地进行检测且检测灵敏度高的电压电平。从而，能够提高对从整流电路17输出的感应电压信号PHIN1进行波形整形而得到的脉冲信号的脉宽等的检测精度，能够以高灵敏度、高动态范围实现负载状态的检测等。

3.4第四结构例

图8表示波形监视电路14的第四结构例。在图8中，波形监视电路14在第一整流电路17之外，还包括第二整流电路18。此外，波形检测电路30包括第一、第二波形检测电路31、34。第一波形检测电路31检测原线圈L1的第一感应电压信号PHIN1的波形变化。第二波形检测电路34检测原线圈L1的第二感应电压信号PHIN2的波形变化。

第二整流电路18通过第二监视节点NA21，相对第二波形检测电路34输出波形监视用的第二感应电压信号PHIN2。具体而言，整流电路18包括设置在线圈端节点NA2和监视节点NA21之间的作为电流限制电阻的第二电阻RA2，和设置在监视节点NA21和GND(低电位电源)节点之间的第三电阻RA3。此外，还包括设置在监视节点NA21和GND节点之间的第三二极管DA3。线圈端信号CSG的电压通过电阻RA2、RA3被分割，并作为感应电压信号PHIN2输入第二波形检测电路34。此外，通过二极管DA3进行线圈端信号CSG的半波整流，使得负的电压不会施加在第二波形检测电路34上。

图9表示输入整流电路17的线圈端信号CSG、整流电路17输出至第一波形检测电路31的感应电压信号PHIN1、和在脉宽检测中使用的脉冲信号PLS1的波形例。

如图9的E1所示，第一波形检测电路31检测相当于感应电压信号PHIN1(线圈端信号CSG)的上升部分的相位变化的脉宽期间XTPW1。即，测量作为感应电压信号PHIN1从0V开始变化并如E2所示超过阈值电压VT1的定时与驱动时钟DRCK的边缘定时(图9中为上升边缘定时，但也可以是下降边缘定时)之间的期间的脉宽期间XTPW1。在该情况下，因为只要能够检测0V附近即可，所以不需要波形缩小，可以不像图8的整流电路18那样由电阻RA2、RA3进行电压分割。因此，信号PHIN1的波形不会被破坏，不会由于电阻分割节点和寄生电容而使信号劣化。由此，第一波形检测电路31能够使用漂亮的波形信号PHIN1进行波形检测，所以能够提高检测精度。

此处，如果这样不进行利用使用电阻的电压分割的波形缩小，则担心信号PHIN1超过送电控制装置20的最大额定电压。对于该问题，因为在整流电路17中设置有二极管DA1，该二极管DA1如E3所示进行将信号PHIN1钳位于VDD的电压的限幅动作，所以能够防止信号PHIN1超过最大额定电压的情况。此外，在整流电路17上设置有二极管DA2，因为该二极管DA2如E4所示进行半波整流，所以能够防止负的电压施加在送电控制装置20的IC端子上的情况。

图10表示输入整流电路18的线圈端信号CSG、整流电路18输出至第二波形检测电路34的感应电压信号PHIN2、和在脉宽检测中使用的脉冲信号PLS2的波形例。

如图10的G1所示，第二波形检测电路34检测相当于感应电压信号PHIN2(线圈端信号CSG)的下降部分的相位变化的脉宽期间XTPW2。即，测量作为感应电压信号PHIN2从VDD侧的电压开始变化，并如G2所示低于阈值电压VT2的定时与驱动时钟DRCK的边缘定时(图10中为下降边缘定时，但也可以是上升边缘定时)之间的期间的脉宽期间XTPW2。成为超过VDD的电压的线圈端信号CSG必须进行波形缩小，因此，在整流电路18中使用电阻RA2、RA3进行电压分割。具体而言，对线圈端信号CSG进行电压分割，使波形缩小，由此能够例如使用N型晶体管的阈值电压作为阈值电压VT2。而且，在整流电路18中设置有二极管DA3，该二极管DA3如G3所示进行半波整流，因此能够防止负的电压施加在送电控制装置20的IC端子上的情况。

当不是通过整流电路17，而是通过整流电路18生成例如输入图8的第一波形检测电路31的感应电压信号PHIN1时，进行利用电压分割的波形缩小。因此，阈值电压VT1附近的波形被破坏，会使检测精度劣化。

对于该问题，在图8中，由不进行电压分割的整流电路17生成感应电压信号PHIN1，因此能够防止该问题。

此外，如图9的E3所示，在进行利用整流电路17的二极管DA1的限幅动作时，如果在图8B的监视节点NA11和线圈端节点NA2之间没有设置电流限制电阻RA1，则整流电路17向VDD电压的限幅动作对整流电路18造成不良影响。即，如果没有电流限制电阻RA1，则由于整流电路17的限幅动作，线圈端节点NA2的电压被钳位于VDD的电压，对送电驱动器和整流电路18的动作造成不良影响。

对于该问题，在图8中，因为在线圈端节点NA2和监视节点NA11之间设置有电流限制电阻RA1，所以在进行图9的E3所示的向VDD的电压的限幅动作时，能够防止该限幅动作对整流电路18造成不良影响。

如上所述，在图8中，作为生成第一、第二波形检测电路31、34用的感应电压信号PHIN1、PHIN2的电路，使用整流电路17、18这样不同结构的电路。通过这样分开使用整流电路17、18，能够相互补足动态范围和灵敏度，能够实现高精度的波形检测(脉宽检测)。

3.5第五结构例

图11表示波形监视电路14的第五结构例。在图11中，波形监视电路14在第一整流电路17之外，还包括第二整流电路181和第三整流电路191。此外，波形检测电路30包括第一、第二、第三波形检测电路31、34、37。第一波形检测电路31检测原线圈L1的第一感应电压信号PHIN1的波形变化。第二波形检测电路34检测原线圈L1的第二感应电压信号PHIN2的波形变化。第三波形检测电路37检测原线圈L1的第三感应电压信号PHIN3的波形变化。

第一整流电路17通过第一监视节点NA11，对第一波形检测电路31输出波形监视用的第一感应电压信号PHIN1，该结构与图7的波形监视电路14的第三结构例所包括的整流电路相同。即，第一整流电路17包括设置在监视节点NA11和VDD节点之间的第一二极管DA1，和设置在监视节点NA11和GND节点之间的第二二极管DA2。于是，通过第一二极管DA1实现向VDD的限幅动作，通过第二二极管DA2实现半波整流。

此外，为了防止来自线圈端节点NA2的过大的电流流入送电控制装置20的IC端子的情况，在线圈端节点NA2和第一监视节点NA11之间设置有作为电流限制电阻的第一电阻RA1，具体而言，配置在第一二极管DA1和第二二极管DA2之间。进而，第一整流电路17的输入侧，具体而言，在线圈端节点NA2和低电位侧电阻端节点NA12之间设置有第一电容器CA1，该低电位侧电阻端节点NA12位于第一电阻RA1和第二二极管DA2之间。

第二整流电路181通过第二监视节点NA21，对第二波形检测电路34输出波形监视用的第二感应电压信号PHIN2。第二整流电路181包括设置在第二监视节点NA21和GND节点之间的第三二极管DA3B，以及设置在第二监视节点NA21和VDD节点之间的第四二极管DA4B。于是，在第二整流电路181中，通过第四二极管DA4B实现向VDD的限幅动作，通过第三二极管DA3B实现半波整流。

此外，为了防止来自线圈端节点NA2的过大的电流流入送电控制装置20的IC端子的情况，在线圈端节点NA2和第二监视节点NA21之间设置有作为电流限制电阻的第二电阻RA2B，在第二监视节点NA21和GND节点之间设置有第三电阻RA3B。进而，第二整流电路181的输入侧，具体而言，在线圈端节点NA2和高电位侧电阻端节点NA22之间设置有第二电容器CA2，该高电位侧电阻端节点NA22位于第二电阻RA2B和第四二极管DA4B之间。

第三整流电路191通过第三监视节点NA31，对第三波形检测电路37输出波形监视用的第三感应电压信号PHIN3。具体而言，整流电路191包括设置在线圈端节点NA2和第三监视节点NA31之间的第四电阻RA2C，以及设置在监视节点NA31和GND节点之间的第五电阻RA3C。此外，还包括设置在监视节点NA31和GND节点之间的第五二极管DA3C。于是，通过电阻RA2C、RA3C对线圈端信号CSG的电压进行分割，并作为感应电压信号PHIN3输入第三波形检测电路37。此外，通过二极管DA3C进行线圈端信号CSG的半波整流，使得负的电压不施加在第三波形检测电路37上。

图12表示输入第一、第二整流电路17、181的线圈端信号CSG、第一整流电路17输出至第一波形检测电路31的感应电压信号PHIN1、在脉宽检测中使用的脉冲信号PLS1、第二整流电路181输出至第二波形检测电路34的感应电压信号PHIN2、在脉宽检测中使用的脉冲信号PLS2的波形例。

如图12的J1所示，第一波形检测电路31检测相当于感应电压信号PHIN1(线圈端信号CSG)的上升部分的相位变化的脉宽期间XTPW1。即，测量作为感应电压信号PHIN1从0V开始变化并如J2所示超过阈值电压VT1的定时与驱动时钟DRCK的边缘定时(图12中为上升边缘定时，但也可以是下降边缘定时)之间的期间的脉宽期间XTPW1。于是，在该情况下，因为只要能够检测0V附近即可，所以不需要波形缩小，可以不像图11的整流电路181那样由电阻RA2B、RA3B进行电压分割即可。因此，信号PHIN1的波形不会被破坏，不会由于电阻分割节点和寄生电容使信号劣化。由此，第一波形检测电路31能够使用漂亮的波形信号PHIN1进行波形检测，所以能够提高检测精度。

此处，如果这样不进行利用使用电阻的电压分割的波形缩小，则担心信号PHIN1超过送电控制装置20的最大额定电压。对于该问题，因为在整流电路17中设置有二极管DA1，该二极管DA1如J3所示进行将信号PHIN1钳位于VDD的电压的限幅动作，所以能够防止信号PHIN1超过最大额定电压的情况。此外，在整流电路17上设置有二极管DA2，因为该二极管DA2如J4所示进行半波整流，所以能够防止负的电压施加在送电控制装置20的IC端子上的情况。

另一方面，如K1所示，第二波形检测电路34检测相当于感应电压信号PHIN2(线圈端信号CSG)的下降部分的相位变化的脉宽期间XTPW2。即，测量作为感应电压信号PHIN2从VDD侧的电压开始变化，并如K2所示低于阈值电压VT2的定时与驱动时钟DRCK的边缘定时(图12中为下降边缘定时，但也可以是上升边缘定时)之间的期间的脉宽期间XTPW2。于是，成为超过VDD的电压的线圈端信号CSG必须进行波形缩小，因此，在整流电路181中使用电阻RA2B、RA3B进行电压分割。具体而言，对线圈端信号CSG进行电压分割，使波形缩小，由此能够例如使用N型晶体管的阈值电压作为阈值电压VT2。而且，在整流电路181中设置有二极管DA3B，该二极管DA3B如K3所示进行半波整流，因此能够防止负的电压施加在送电控制装置20的IC端子上的情况。

例如，当不是通过整流电路17，而是通过整流电路181生成输入图11的第一波形检测电路31的感应电压信号PHIN1时，进行利用电压分割的波形缩小。因此，阈值电压VT1附近的波形被破坏，担心检测精度劣化。

对于该问题，在图11中，由不进行电压分割的整流电路17生成感应电压信号PHIN1，因此能够防止该问题。

如上所述，在图11中，作为生成第一、第二波形检测电路31、34用的感应电压信号PHIN1、PHIN2的电路，使用整流电路17、181这样不同结构的电路。通过这样分开使用整流电路17、181，能够相互补足动态范围和灵敏度，能够实现高精度的波形检测(脉宽检测)。

此外，在第五结构例中，通过在第一、第二整流电路17、181的输入侧设置第一、第二电容器CA1、CA2，通过电容器CA1、CA2的电容耦合，能够消除线圈端信号CSG的DC偏置。于是，能够防止DC偏置的变动对负载状态的检测精度造成不良影响。由此，能够以高灵敏度、高动态范围进行负载状态的检测。

4.送电装置的第一结构例

图13表示送电装置10的第一结构例。图13与图5的波形监视电路14的第一结构例相对应。

在图13中，当原线圈L1的电感、构成共振电路的电容器的电容值存在偏差，或电源电压发生变动，或原线圈L1、次级线圈L2的距离、位置关系产生变动时，感应电压信号PHIN1的峰值电压(振幅)也产生变动。于是，只检测信号PHIN1的峰值电压的方法，可能无法实现负载变动的正确检测。于是，在图13中，通过进行感应电压信号PHIN1的脉宽信息的检测以检测负载变动。

图13中的驱动时钟生成电路25生成规定原线圈L1的驱动频率的驱动时钟DRCK。具体而言，对振荡电路24生成的基准时钟CLK进行分频生成驱动时钟DRCK。在原线圈L1上供给该驱动时钟DRCK的驱动频率的交流电压。

驱动器控制电路26基于驱动时钟DRCK生成驱动器控制信号，输出到驱动原线圈L1的送电部12的送电驱动器(第一、第二的送电驱动器)。在该情况下，以输入逆变器电路的P型晶体管的栅极的信号和输入N型晶体管的栅极的信号相互成为不重叠的信号的方式生成驱动器控制信号，使得在构成送电驱动器的逆变器电路中不流过贯通电流。

波形检测电路30包括检测原线圈L1的第一感应电压信号PHIN1的波形变化的第一波形检测电路31。并且，第一波形检测电路31包括第一波形整形电路32和第一脉宽检测电路33。波形检测电路32(脉冲信号生成电路)对原线圈L1的感应电压信号PHIN1进行波形整形，并输出波形整形信号WFQ1。具体而言，例如在信号PHIN1超过给予的阈值电压的情况下，输出活性(例如H电平)的方形波(矩形波)的波形整形信号WFQ1(脉冲信号)。

脉宽检测电路33检测原线圈L1的感应电压信号PHIN1的脉宽信息。具体而言，接受来自波形整形电路32的波形整形信号WFQ1，和来自驱动时钟生成电路25的驱动时钟DRCK(驱动器控制信号)，通过检测波形整形信号WFQ1的脉宽信息，检测感应电压信号PHIN1的脉宽信息。

例如以感应电压信号PHIN1从GND侧(低电位电源侧)开始变化并超过第一阈值电压VT1的定时作为第一定时。在该情况下，脉宽检测电路33测量作为驱动时钟DRCK的第一边缘定时(例如下降定时)和第一定时之间的期间的第一脉宽期间，检测第一脉宽信息。例如，测量由于驱动时钟DRCK的电压变化而感应的电压信号PHIN1达到所给予的阈值电压VT1以下的第一脉宽期间。从而测量相对驱动时钟DRCK的脉宽的波形整形信号WFQ1(感应电压信号)的脉宽的大小。在该情况下，例如使用基准时钟CLK进行第一脉宽期间的测量。脉宽检测电路33中的测量结果的数据PWQ1例如被未图示的闩锁电路锁住。具体而言，脉宽检测电路33使用通过基准时钟CLK进行计数值的增量(或减量)的计数器，测量第一脉宽期间，其测量结果的数据PWQ1被闩锁电路锁住。

然后，控制电路22基于脉宽检测电路33中检测出的脉宽信息，检测受电侧(次级侧)的负载状态(负载变动、负载的高低)。具体而言，控制电路22基于脉宽检测电路33检测出的脉宽信息，进行异物检测(初次异物检测)。或者，也可以进行受电装置40通过负载调制而发送的数据的检测。

图14(A)～图14(C)表示驱动时钟DRCK、线圈端信号CSG、感应电压信号PHIN1、脉冲信号PLS1的信号波形的测定结果。图14(A)、图14(B)、图14(C)分别是低负载(例如次级侧的负载电流＝0mA)、中负载(负载电流＝70mA)、高负载(负载电流＝150mA)的情况下的信号波形(电压波形)。此外，在脉宽检测中使用的脉冲信号PLS1在感应电压信号PHIN1超过第一阈值电压VT1的第一定时TM1成为H电平，在驱动时钟DRCK的上升边缘定时TR成为L电平的信号。其中，作为用于测量脉宽期间的阈值电压VT1(例如N型晶体管的阈值电压)，适当地选择设定最适于负载状态的检测精度的电压即可。

如图14(A)～图14(C)所示，受电侧的负载越高(负载电流越大)，脉冲信号PLS1的脉宽期间XTPW1越长。于是，通过测量该脉宽期间XTPW1，能够检测受电侧的负载状态(负载的高低)。例如，如果在原线圈L1上(L1和L2之间)插入金属等异物，则相对异物供给原侧的电力，受电侧的负载状态成为过负载状态。在这样的情况下，通过测量脉宽期间XTPW1的长度，也能够检测出该过负载状态，能够实现所谓的异物检测(初次异物检测)。此外，通过测量脉宽期间XTPW1，能够判断受电装置40的负载调制部46的负载的高低，检测来自受电侧的发送数据是“0”还是“1”。

而且，在图14(A)～图14(C)中，将从定时TM1到驱动时钟DRCK的上升边缘定时TR的期间规定为脉宽期间XTPW1。即，在该情况下，第一波形检测电路31将脉冲信号PLS1的脉宽期间XTPW1作为第一脉宽信息检测出来。但是，如后述的图17所示，优选将从驱动时钟DRCK的下降边缘定时TF到定时TM1的期间规定为脉宽期间TPW1，第一波形检测电路31将脉宽期间TPW1作为第一脉宽信息检测出来。由此，在受电侧的负载低时，能够防止将噪声信号认为是脉冲信号而测量脉宽期间的情况。并且在该情况下，受电侧的负载越高，脉宽期间TPW1越短。因此，在脉宽期间TPW1(脉宽计数)比所给予的期间(所给予的计数)短时，能够判断在原线圈L1上插入有异物，能够实现异物检测。

图15(A)表示无负载时的原侧的等价电路，图15(B)表示有负载时的等价电路。如图15(A)所示的无负载时，通过电容C与原侧的漏电感Ll1和耦合电感M形成串联共振电路。于是，如图15(C)的B1所示，无负载时的线圈共振特性成为Q值高的尖锐特性。另一方面，在有负载的情况下，添加次级侧的漏电感Ll2和次级侧的负载的电阻RL。于是，如图15(C)所示，有负载的情况下的共振频率fr2、fr3大于无负载的情况下的共振频率fr1。此外，由于电阻RL的影响，有负载时的共振特性成为Q值低的缓和特性。进而，随着从低负载(RL大)变为高负载(RL小)，共振频率变高，共振频率接近线圈的驱动频率(DRCK的频率)。

这样，当共振频率接近驱动频率时，渐渐可以看到作为共振波形的正弦波的部分。即，在图14(A)所示的低负载时的电压波形中，相比于作为共振波形的正弦波，作为驱动波形的方形波是支配性的。与此相对，在图14(C)所示的高负载时的电压波形中，相比于作为驱动波形的方形波，作为共振波形的正弦波是支配性的。结果，负载越高，脉宽期间XTPW1越长(TPW1越短)。于是，通过测量脉宽期间XTPW1(TPW1)，能够以简单的结构判断受电侧的负载的变动(高低)。

例如，考虑仅检测线圈端信号的峰值电压的变化以判别金属异物的插入等引起的受电侧的负载变动的方法。但是，根据该方法，不仅是负载变动，原线圈L1和次级线圈L2的距离、位置关系也会引起峰值电压的变化。因此，存在负载变动检测的偏差变大的问题。

与此相对，在本实施方式的脉宽检测方法中，不是峰值电压，而是通过数字处理测量依据受电侧的负载状态而产生变化的脉宽期间，由此检测负载变动。从而具有能够实现偏差越小的负载变动检测的优点。

此外，考虑以负载的相位特性判断受电侧的负载变动的方法，此处，负载的相位特性是指电压、电流相位差。在该方法中，电路结构变得复杂，存在导致成本变高的问题。

与此相对，在本实施方式的脉宽检测方法中，利用电压波形，能够以简单的波形整形电路和计数电路(计数器)，作为数字数据进行处理，因此，存在能够简化电路结构的优点。此外，存在容易实现其与检测峰值电压而检测负载变动的振幅检测方法的组合的优点。

进而，在本实施方式的脉宽检测方法中，如图14(A)～图14(C)所示，测量由感应电压信号PHIN1从0V(GND侧)开始变化并超过阈值电压VT1的定时TM1所规定的脉宽期间XTPW1。于是，通过将阈值电压VT1设定在0V的附近，能够减少电源电压变动、线圈的距离、位置关系的变动带来的不良影响，能够实现偏差更少的负载变动检测。

图16表示本实施方式的送电装置10的第一结构例的具体例。

波形整形电路32包括：在VDD(高电位电源)和GND(低电位电源)之间串联连接的电阻RC1和N型的晶体管TC1，以及逆变器电路INVC1。晶体管TC1的栅极上输入来自波形监视电路14的感应电压信号PHIN1。并且，当信号PHIN1高于晶体管TC1的阈值电压时，TC1导通，节点NC1的电压成为L电平，因此波形整形信号WFQ1成为H电平。另一方面，当信号PHIN1低于阈值电压时，波形整形信号WFQ1成为L电平。

脉宽检测电路33包括第一计数器122。该计数器122进行脉宽期间中的计数值的增量(或减量)，基于得到的计数值测量脉宽期间(第一脉宽期间)的长度。在该情况下，计数器122例如基于基准时钟CLK进行计数值的计数处理。

更具体而言，脉宽检测电路33包括第一允许信号生成电路120。该允许信号生成电路120接受第一波形整形信号WFQ1和驱动时钟DRCK，生成在第一脉宽期间中为活性的第一允许信号ENQ1。于是，计数器122在允许信号ENQ1为活性(例如H电平)的情况下，进行计数值的增量(或减量)。

该允许信号生成电路120能够由在其时钟端子(反转时钟端子)上输入驱动时钟DRCK(包括与DRCK等价的信号)，在其数据端子上输入VDD(高电位电源)的电压，在其复位端子(非反转复位端子)上输入波形整形信号WFQ1(包括与WFQ1等价的信号)的触发电路FFC1构成。根据该触发电路FFC1，在波形整形信号WFQ1成为L电平之后，当驱动时钟DRCK成为L电平时，作为其输出信号的允许信号ENQ1成为H电平(活性)。之后，当波形整形信号WFQ1成为H电平时，触发电路FFC1被复位，作为其输出信号的允许信号ENQ1成为L电平(非活性)。于是，计数器122由基准时钟CLK对允许信号ENQ1成为H电平(活性)的期间进行计数，从而能够测量脉宽期间。

而且，允许信号生成电路120也可以由在其时钟端子上输入驱动时钟DRCK，在其数据端子上连接GND(低电位电源)，在其复位端子上输入波形整形信号WFQ1的触发电路构成。在该情况下，也可以将触发电路的输出信号的反转信号作为允许信号ENQ1输入计数器122。

计数值保持电路124保持来自计数器122的计数值CNT1(脉宽信息)。并且将保持的计数值的数据LTQ1输出至输出电路126。

输出电路126(滤波器电路、噪声除去电路)接受保持在计数值保持电路124中的计数值的数据LTQ1，输出数据PWQ1(第一脉宽信息)。该输出电路126能够包括比较电路130，该比较电路130例如比较在计数值保持电路124中此次保持的计数值和上一次保持的计数值，输出较大的计数值。由此，从输出电路126中保持并输出最大值的计数值。这样，能够抑制由杂音等引起的脉宽期间的变动，能够实现稳定的脉宽检测。此外，也能够容易地进行与振幅检测方法的组合。

图17表示用于说明图16的电路的动作的信号波形例。当在图17的D1的定时波形整形信号WFQ1成为L电平时，触发电路FFC1的复位被解除。于是，在驱动时钟DRCK的下降边缘定时TF，VDD的电压被取入触发电路FFC1，由此，允许信号ENQ1从L电平变化为H电平。结果，计数器122开始计数处理，使用基准时钟CLK测量脉宽期间TPW1。

接着，当在第一定时TM1波形整形信号WFQ1成为H电平时，触发电路FFC1被复位，允许信号ENQ1从H电平变化为L电平。由此，计数器122的计数处理结束。于是，由该计数处理得到的计数值成为表示脉宽期间TPW1的测量结果。

而且，如图17所示，脉宽期间TPW1和XTPW1相加，成为驱动时钟DRCK的半周期期间。并且图14(A)～图14(C)的脉宽期间XTPW1在受电侧的负载越高时越长。于是，图17的脉宽期间TPW1在受电侧的负载越高时越短。在图14(A)～图14(C)的脉宽期间XTPW1中，在受电侧的负载较低的情况下，存在难以区别噪声信号和脉冲信号的问题，但是在图17的脉宽期间TPW1中，能够防止这样的问题。

在本实施方式的脉宽检测方法的第一方式中，如图17的D3所示，基于线圈端信号CSG从0V开始变化并超过低电位侧的阈值电压VTL的定时TM1，规定脉宽期间TPW1。即，脉宽期间TPW1是驱动时钟CLK的下降边缘定时TF和定时TM1之间的期间，受电侧的负载变动引起定时TM1的变化，从而脉宽期间TPW1改变。并且，因为决定定时TM1的阈值电压VTL为低电压，所以在电源电压等变动的情况下，定时TM1的偏差较少。此外，在线圈L1和L2的距离、位置关系变动的情况下，定时TM1的偏差也较少。于是，根据本实施方式的第一方式，能够实现电源电压等的变动的不良影响较小的脉宽检测方式。

而且，在图16的整流电路17中，与后述的图22所示的本实施方式的第二方式用的整流电路18不同，线圈端信号CSG不进行电压分割，作为感应电压信号PHIN1输入波形整形电路32。于是，图17的阈值电压VTL与图16的波形整形电路32的N型晶体管TC1的阈值电压大致相等，与图14(A)～图14(C)的阈值电压VT1大致相等。

而且，波形整形电路32的结构并不限定于图16的结构，例如也可以由比较器等构成。此外，允许信号生成电路120的结构也不限于图16的结构，也可以由例如NOR电路、NAND电路等逻辑电路构成。此外，输出电路126的结构也不限定于图16的结构，也可以由例如求取多个计数值(例如此次的计数值与上一次的计数值)的平均值(移动平均)的平均化电路构成。

5.送电装置的第二结构例

图18表示送电装置10的第二结构例。图18与图8的波形监视电路14的第四结构例相对应。而且，也可以以使图18所示的送电装置的波形监视电路14与图11所示的第五结构例相对应的方式构成送电装置10。

在图18中，波形检测电路30除了图13、图16所说明的第一波形检测电路31之外，还包括检测原线圈L1的第二感应电压信号PHIN2的波形变化的第二波形检测电路34。此处，第一波形检测电路31进行图14(A)～图14(C)等说明的第一方式的脉宽检测。另一方面，第二波形检测电路34进行后述的图19(A)～图19(C)所说明的第二方式的脉宽检测。

第二波形检测电路34包括第二波形整形电路35和第二脉宽检测电路36。波形整形电路35对原线圈L1的感应电压信号PHIN2进行波形整形，输出波形整形信号WFQ2。具体而言，例如输出在信号PHIN2超过所给予的阈值电压的情况下成为活性(例如H电平)的方形波(矩形波)的波形整形信号WFQ2。

脉宽检测电路36检测原线圈L1的感应电压信号PHIN2的脉宽信息。具体而言，接受来自波形整形电路35的波形整形信号WFQ2，和来自驱动时钟生成电路25的驱动时钟DRCK，通过检测波形整形信号WFQ2的脉宽信号，检测感应电压信号PHIN2的脉宽信息。

例如以感应电压信号PHIN2从高电位电源(VDD)侧开始变化并低于第二阈值电压VT2的定时作为第二定时。在该情况下，脉宽检测电路36测量作为驱动时钟DRCK的第二边缘定时(例如上升边缘定时)和第二定时之间的期间的第二脉宽期间，检测第二脉宽信息。例如，测量由于驱动时钟DRCK的电压变化而感应的电压信号PHIN2达到所给予的阈值电压VT2以上的第二脉宽期间。从而测量相对驱动时钟DRCK的脉宽的波形整形信号WFQ2(感应电压信号)的脉宽的大小。在该情况下，例如使用基准时钟CLK进行脉宽期间的测量。脉宽检测电路36中的测量结果的数据PWQ2例如被未图示的闩锁电路锁住。具体而言，脉宽检测电路36使用通过基准时钟CLK进行计数值的增量(减量)的计数器，测量脉宽期间，其测量结果的数据PWQ2被闩锁电路锁住。

然后，控制电路22基于脉宽检测电路36中检测出的脉宽信息，进行异物检测(第二次异物检测)。或者，进行受电装置40通过负载调制而发送的数据的检测。

图19(A)～图19(C)表示驱动时钟DRCK、线圈端信号CSG、感应电压信号PHIN2、脉冲信号PLS2的信号波形的测定结果。图19(A)、图19(B)、图19(C)分别是低负载、中负载、高负载的情况下的信号波形。此外，在脉宽检测中使用的脉冲信号PLS2在感应电压信号PHIN2低于第二阈值电压VT2的第二定时TM2成为H电平，在驱动时钟DRCK的下降边缘定时TF成为L电平的信号。其中，作为用于测量脉宽期间的阈值电压VT2(例如N型晶体管的阈值电压)，适当地选择设定最适于负载状态的检测精度的电压即可。

如图19(A)～图19(C)所示，受电侧的负载越高，脉冲信号PLS2的脉宽期间XTPW2越长。于是，通过测量该脉宽期间XTPW2，能够检测受电侧的负载状态。具体而言，能够检测异物(第二次异物检测)、检测来自受电侧的发送数据(保存帧)是“0”还是“1”。

而且，在图19(A)～图19(C)中，将从定时TM2到驱动时钟DRCK的下降边缘定时TF的期间规定为脉宽期间XTPW2。即，在该情况下，第二波形检测电路34将脉冲信号PLS2的脉宽期间XTPW2作为第二脉宽信息检测出来。但是，如后述的图23所示，优选将从DRCK的上升边缘定时TR到定时TM2的期间规定为脉宽期间TPW2，第二波形检测电路34将脉宽期间TPW2作为第二脉宽信息检测出来。由此，在受电侧的负载低时，能够防止将噪声信号认为是脉冲信号而测量脉宽期间的情况。并且在该情况下，受电侧的负载越高，脉宽期间TPW2越短。

图19(A)～图19(C)的第二方式(下降检测方式)，与图14(A)～图14(C)的第一方式(上升检测方式)相比，具有即使是很少的负载变动，脉宽(计数值)也变化较大，灵敏度较高的优点。另一方面，图14(A)～图14(C)的第一方式，与图19(A)～图19(C)的第二方式相比，具有相对于电源电压变动、线圈L1和L2的距离、位置关系的变动，脉宽的检测偏差较少的优点。

例如图20(A)是表示第一方式中的相对电源电压变动的脉宽的检测偏差的图，图20(B)是表示第二方式中的相对电源电压变动的脉宽的检测偏差的图。

如图20(A)所示，在第一方式中，即使电源电压变高、变低，负载电流-脉宽的特性曲线也变动不大。另一方面，在图20(B)所示的第二方式中，当电源电压变高、变低时，负载电流-脉宽的特性曲线也发生变动，相对电源电压变动的脉宽的检测偏差较大。

于是，在图18的第二结构例中，在作为通常送电开始前的异物检测的初次异物检测中，第一波形检测电路31以第一方式进行波形检测，使用由此得到的第一脉宽信息(PWQ1)。另一方面，在作为通常送电开始后的异物检测的第二次异物检测中，第二波形检测电路34以第二方式进行波形检测，使用由此得到的第二脉宽信息(PWQ2)。此外，从受电侧发送来的数据(通知满充电检测的数据)，也使用例如第二脉宽信息进行检测。

图21表示用于说明这些初次异物检测、第二次异物检测的流程图。

首先，启动原侧(送电装置侧)(步骤S21)，已启动的原侧发送用于启动次级侧的电力(位置检测用的电力)(步骤S22)，转移至通信待机状态(步骤S23)。于是，次级侧(受电装置侧)启动(步骤S31)，对原侧，通过图3(B)说明的负载调制发送认证帧(同步ID)(步骤S32)。

当接收到认证帧时，原侧进行ID认证(步骤S24)。然后，将驱动频率(DRCK的频率)设定为与通常送电用频率F1不同的频率的异物检测用频率F2。具体而言，设定为作为通常送电用频率F1和线圈共振频率F0之间的频率的异物检测用频率F2。

于是，在这样驱动频率被设定为异物检测用频率F2的状态下，原侧进行初次异物检测(步骤S26)。具体而言，通地图14(A)～图14(C)所说明的第一方式，第一波形检测电路31进行波形检测，由此进行初次异物检测。

接着，原侧将驱动频率设定为通常送电用频率F1，开始通常送电(步骤S27)，由此，次级侧接受电力(步骤S33)。

在这样通常送电开始之后，次级侧进行第二次异物检测(步骤S28)。具体而言，通过图19(A)～图19(C)所说明的第二方式，第二波形检测电路34进行波形检测，由此进行第二次异物检测。在该情况下，第二次异物检测优选在通常送电开始之后定期地进行。

然后，在检测到负载的满充电时，次级侧进行通常送电结束的通知(步骤S34)，由此，原侧结束通常送电(步骤S29)。

在图21中，在通常送电开始前的例如无负载状态时，进行初次异物检测。并且，该初次异物检测以图20(A)所示的相对电源电压变动等偏差较小的第一方式进行。从而，即使在有电源电压的变动等的情况下，也能够进行稳定的异物检测，并且能够将在该初次异物检测中取得的脉宽的计数设定为参照值。然后，基于在该无负载状态下的参照值，进行通常送电后的第二次异物检测，或能够检测从受电侧发送的数据的“0”、“1”，能够有效地进行负载变动检测。

图22表示本实施方式的送电装置10的第二结构例的具体例。在图22中，第二波形检测电路34的波形整形电路35与第一波形检测电路31的波形整形电路32为同样的结构。此外，在第二波形检测电路34的允许信号生成电路140中，在其触发电路FFC2的非反转的时钟端子上输入驱动时钟DRCK，在反转的复位端子上输入波形整形信号WFQ2。其他的第二波形检测电路34的计数器142、计数值保持电路144、输出电路146的结构与第一波形检测电路31的计数器122、计数值保持电路124、输出电路126的结构相同。

图23表示用于说明图22的电路的动作的信号波形例。当在图23的D2的定时波形整形信号WFQ2成为H电平时，触发电路FFC2的复位被解除。于是，在驱动时钟DRCK的上升边缘定时TR，VDD的电压被取入触发电路FFC2，由此，允许信号ENQ2从L电平变化为H电平。结果，计数器142开始计数处理，使用基准时钟CLK测量脉宽期间TPW2。

接着，当在第二定时TM2波形整形信号WFQ2成为L电平时，触发电路FFC2被复位，允许信号ENQ2从H电平变化为L电平。由此，计数器142的计数处理结束。于是，由该计数处理得到的计数值成为表示脉宽期间TPW2的测量结果。

而且，如图23所示，脉宽期间TPW2和XTPW2相加，成为驱动时钟DRCK的半周期期间。并且图19(A)～图19(C)的脉宽期间XTPW2在受电侧的负载越高时越长。于是，图23的脉宽期间TPW2在受电侧的负载越高时越短。在图19(A)～图19(C)的脉宽期间XTPW2中，在受电侧的负载较低的情况下，存在难以区别噪声信号和脉冲信号的问题，但是在图23的脉宽期间TPW2中，能够防止这样的问题。

如图23的D3所示，在第一方式中使用低电位侧的阈值电压VTL判定定时TM1，如D4所示，在第二方式中使用高电位侧的阈值电压VTH判定定时TM2。

于是，在如图23的D3所示的使用低电位侧的阈值电压VTL判定定时TM1的第一方式中，当使用图22所示的第二方式用的整流电路18时，利用电阻RA2、RA3进行电压分割，因此，波形被破坏，担心检测精度劣化。

对于该问题，在图22所示的第一方式用的整流电路17中，不进行使用电阻的电压分割，能够将对线圈端信号CSG进行钳位和半波整流而得到的信号PHIN1输入到第一波形监视电路31。于是，因为能够基于没有进行使用电阻的电压分割的漂亮的波形的信号PHIN1检测脉宽，所以能够提高检测精度。此外，通过设置二极管DA1、DA2，能够防止信号PHIN1超过最大额定电压，或负的电压输入到第一波形检测电路31的情况。

另一方面，在第二方式用的整流电路18中，通过电阻RA2、RA3进行电压分割的信号PHIN2输入波形整形电路35的N型晶体管TC2。于是，通过这样的电压分割，能够防止信号PHIN2超过最大额定电压的情况，并且能够如图23的D4所示将阈值电压VTH设定在高电位侧。即，信号PHIN1、PHIN2分别输入同一阈值电压的N型晶体管TC1、TC2的栅极。但是，因为信号PHIN2是通过电阻RA2、RA3进行电压分割的信号，所以在以线圈端信号CSG看的情况下，与D3所示的阈值电压VTL相比，D4所示的阈值电压VTH为高电压。并且，当这样将阈值电压VTH设定为高电压时，相对负载变动的脉宽的变化变大，能够实现灵敏度高好的负载变动检测。从而，能够适当地实现通常送电开始后的第二次异物检测、从次级侧发送的数据的“1”、“0”判定。

而且，在图22中，设置有第一方式、第二方式的脉宽检测用的第一、第二整流电路17、18，但在此之外，也可以设置峰值检测用(电压检测用)的第三整流电路。并且，在第一、第二波形检测电路之外，也可以设置来自峰值检测用的第三整流电路的第三感应电压信号所输入的第三波形检测电路。在该情况下，第三波形检测电路检测第三感应电压信号的峰值的变化，由此检测受电侧的负载变动。这样的第三波形检测电路，能够包括例如进行峰值保持动作的振幅检测电路、进行通过振幅检测电路被峰值保持的信号的A/D变换的A/D变换电路等。通过设置这样的振幅检测用的第三整流电路和第三波形检测电路，组合峰值检测和脉宽检测，能够实现更智能的波形检测。

图24表示图11的第五结构例的波形检测电路30所包括的第三波形检测电路37的详细的结构例。

如图24所示，第三波形检测电路37包括振幅检测电路331、A/D变换电路332和闩锁电路333。振幅检测电路331包括运算放大器OPA1、OPA2，保持电容器CA3和复位用的N型的晶体管TA1。运算放大器OPA1的非反转输入端子上输入信号PHIN3，在其反转端子上连接有运算放大器OPA2的输出节点NA5。保持电容器CA3、复位用晶体管TA1设置在作为运算放大器OPA1的输出节点的峰值电压的保持节点NA4和GND(低电位侧电源)之间。运算放大器OPA2的非反转输入端子与保持节点NA4连接，其反转输入端子与OPA2的输出节点NA5连接，构成电压跟随器连接的运算放大器。而且，在运算放大器OPA2的后段，也可以进一步设置有电压跟随器连接的运算放大器。

由图24的运算放大器OPA1、OPA2、保持电容器CA3、复位用晶体管TA1构成峰值保持电路(峰值检测电路)。即，来自波形监视电路14的第三整流电路191的检测信号PHIN3的峰值电压在保持节点NA4被保持，该被保持的峰值电压的信号通过电压跟随器连接的运算放大器OPA2进行阻抗变换，输出至节点NA5。

复位用晶体管TA1在复位期间栅极导通，使保持节点NA4的电荷向GND侧放电。即，运算放大器OPA1是仅能在保持电容器CA3中积蓄电荷，而不能够向GND侧进行电荷的放电的类型的运算放大器。因此，虽然信号PHIN3的峰值电压的上升是能够追踪的，但峰值电压的下降无法追踪。此外，因为设置在运算放大器OPA1的输出部的电荷积蓄用的P型的晶体管存在漏电流，所以即使是该P型的晶体管关闭，经过较长时间，保持节点NA4的电压也会上升。因此，必须使保持节点NA4的电压定期复位。由于以上的理由，在图24中在保持节点NA4设置有复位用的晶体管TA1。

例如，在本实施方式中，受电侧从送电侧的交流电压中检测(抽出)时钟，与该时钟同步地进行负载调制。从而，因为受电侧的负载调制与送电侧的时钟同步进行，所以送电侧能够知道受电侧的负载调制的定时。于是，控制电路22指定受电侧的负载调制的负载的切换定时，在包括指定的切换定时的复位期间，进行将保持节点NA4的电荷向GND侧放电的复位控制。由此，即使在采用不能够追踪峰值电压的下降的类型的运算放大器OPA1的情况下，也能够实现适当的峰值保持动作。此外，在等待峰值电压超过假设规定电压SIGH0的待机模式时，通过定期地复位保持节点NA4的电压，能够防止运算放大器OPA1的P型晶体管的漏电流引起的保持电压的上升。

图25表示用于说明振幅检测电路331的动作的信号波形例。如图25所示，信号PHIN3是通过作为半波整流电路的第三整流电路191进行半波整流的信号。运算放大器OPA1的输出信号OPQ，在信号PHIN3的脉冲产生期间，其电压上升，在非脉冲产生期间，其电压被保持电容器CA3保持而维持。于是，运算放大器OPA2的输出信号PHQ能够平滑地追踪信号PHIN的峰值。

A/D变换电路332包括采样保持电路334、比较器CPA1、逐次比较寄存器336、D/A变换电路335。采样保持电路334采样信号PHQ，进行保持。比较器CPA1对来自D/A变换电路335的D/A变换后的模拟信号DAQ和来自采样保持电路334的采样保持信号SHQ进行比较。逐次比较寄存器336(逐次比较控制电路)存储比较器CPA1的输出信号CQ1的数据。D/A变换电路335对来自逐次比较寄存器336的例如8比特的数字数据SAQ进行D/A变换，输出模拟信号DAQ。

在该逐次比较型的A/D变换电路332中，比较器CPA1对仅MSB(最上位比特)为“1”的情况下的D/A变换后的信号DAQ和输入信号SHQ(PHQ)进行比较。并且，如果信号SHQ的电压较大则使MSB保持为“1”，如果信号SHQ的电压较小则使MSB为“0”。并且，A/D变电路332对以下的下位比特也同样地进行逐次比较处理。将最终得到的数字数据ADQ输出至闩锁电路333。其中，A/D变换电路332不限于图24的结构，例如也可以是不同电路结构的逐次比较型A/D变换电路、追踪比较型、并列比较型、二重积分型等A/D变换电路。

通过使用图24所示的第三波形检测电路37，例如能够实现检测图1(A)的便携式电话机510从充电器500取下的情况等的取下检测(装卸检测)。即，当进行这样的取下时，由图3(B)可知，线圈端信号CSG的振幅发生变化。在图24中，由振幅检测电路331检测该线圈端信号CSG的振幅(峰值电压)，将检测出的振幅由A/D变换电路332变换为数字值。然后，控制电路22对与得到的振幅(峰值电压)对应的数字值和与阈值电压对应的数字值进行比较，由此检测图3(B)所示的线圈端信号CSG的振幅变化，从而检测便携式电话机510从充电器500取下的情况。

另一方面，图11的第一波形检测电路31通过第一方式(上升检测方式)的波形检测，进行图21的步骤S26的通常送电开始前的初次异物检测。

此外，图11的第二波形检测电路34通过第二方式(下降检测方式)的波形检测，进行图21的步骤S28的通常送电开始后的第二次异物检测，或进行从受电侧发送来的数据的检测。

在这样的图11中，第一波形检测电路31进行初次异物检测，第二波形检测电路34进行第二次异物检测、数据检测，第三波形检测电路37进行取下检测。通过这样分别使用各个波形检测电路，能够实现更智能的波形检测。

如上所述对本实施方式进行了详细说明，但本领域的技术人员应该能够容易地理解，在实质上不脱离本发明的新内容和效果的范围内能够存在很多变形。因此，这样的变形例也全部包括在本发明的范围中。例如，在说明书或附图中，至少一次，与更为广义或同义的不同的用语(低电位电源、高电位电源、电子设备)等一同记载的用语(GND、VDD、便携式电话机、充电器等)，在说明书或附图的某个位置，能够置换为该不同的用语。此外，本实施方式的和变形例的全部组合也包括在本发明的范围内。此外，送电控制装置、送电装置、受电控制装置、受电装置的结构、动作、脉宽检测方法等，不限于本实施方式所说明的内容，能够进行各种变形。

Claims (19)

1.一种送电装置，其是通过使原线圈和次级线圈电磁耦合而对受电装置传输电力，并对所述受电装置的负载供给电力的无触点电力传输系统的送电装置，其特征在于包括：

波形监视电路，基于所述原线圈的线圈端信号，生成波形监视用的感应电压信号并输出；以及

送电控制装置，控制驱动所述原线圈的送电驱动器，并通过接受波形监视用的所述感应电压信号，检测所述感应电压信号的波形变化来检测受电侧的负载状态，

其中，所述波形监视电路包括第一整流电路，所述第一整流电路包括在生成所述原线圈的线圈端信号的线圈端节点和生成波形监视用的第一感应电压信号的第一监视节点之间设置的作为电流限制电阻的第一电阻，并具有在进行将所述第一感应电压信号钳位于高电位电源电压的限幅动作的同时，对所述第一感应电压信号进行半波整流的限幅功能。

2.根据权利要求1所述的送电装置，其特征在于，

所述第一整流电路包括：

第一二极管，设置在所述第一监视节点和高电位电源节点之间，以从所述第一监视节点朝向所述高电位电源节点的方向为正方向；以及

第二二极管，设置在所述第一监视节点和低电位电源节点之间，以从所述低电位电源节点朝向所述第一监视节点的方向为正方向。

3.根据权利要求1所述的送电装置，其特征在于，

所述第一整流电路包括稳压二极管，所述稳压二极管设置在所述第一监视节点和低电位电源节点之间，以从所述低电位电源节点朝向所述第一监视节点的方向为正方向。

4.根据权利要求1所述的送电装置，其特征在于，

所述第一整流电路包括：

第一二极管，设置在所述第一监视节点和高电位电源节点之间，以从所述第一监视节点朝向所述高电位电源节点的方向为正方向；

第二二极管，设置在所述第一监视节点和低电位电源节点之间，以从所述低电位电源节点朝向所述第一监视节点的方向为正方向；以及

第一电容器，设置在所述第一电阻和所述第二二极管之间的低电位侧电阻端节点与所述线圈端节点之间。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的送电装置，其特征在于，

所述送电控制装置包括：

波形检测电路，检测所述原线圈的感应电压信号的波形变化，

所述波形检测电路包括：

第一波形检测电路，检测所述原线圈的所述第一感应电压信号的波形变化；以及

第二波形检测电路，检测所述原线圈的第二感应电压信号的波形变化，

所述波形监视电路包括：

所述第一整流电路，通过所述第一监视节点，对所述第一波形检测电路输出波形监视用的所述第一感应电压信号；以及

第二整流电路，通过第二监视节点，对所述第二波形检测电路输出波形监视用的所述第二感应电压信号。

6.根据权利要求5所述的送电装置，其特征在于，

所述第二整流电路包括：

第二电阻，设置在所述线圈端节点和所述第二监视节点之间；

第三电阻，设置在所述第二监视节点和低电位电源节点之间；以及

第三二极管，设置在所述第二监视节点和所述低电位电源节点之间，以从所述低电位电源节点朝向所述第二监视节点的方向为正方向。

7.根据权利要求5或6所述的送电装置，其特征在于，

所述送电控制装置包括：

驱动时钟生成电路，生成规定所述原线圈的驱动频率的驱动时钟并输出；

驱动器控制电路，基于所述驱动时钟生成驱动器控制信号，并对驱动所述原线圈的送电驱动器输出；以及

控制电路，基于所述波形检测电路的检测结果检测受电侧的负载状态，

所述波形检测电路的所述第一波形检测电路包括第一脉宽检测电路，所述第一脉宽检测电路在以所述第一感应电压信号从低电位电源侧开始变化并超过第一阈值电压的定时作为第一定时的情况下，测量作为所述驱动时钟的第一边缘定时和所述第一定时之间的期间的第一脉宽期间，检测第一脉宽信息，

所述控制电路基于所述第一脉宽信息检测受电侧的负载状态。

8.根据权利要求7所述的送电装置，其特征在于，

所述第一波形检测电路包括：

第一波形整形电路，对所述第一感应电压信号进行波形整形，输出第一波形整形信号，

所述第一脉宽检测电路基于所述第一波形整形信号和所述驱动时钟，测量所述第一脉宽期间。

9.根据权利要求8所述的送电装置，其特征在于，

所述第一脉宽检测电路包括第一计数器，所述第一计数器在所述第一脉宽期间进行计数值的增量或减量，基于得到的计数值测量所述第一脉宽期间的长度。

10.根据权利要求7至9中任一项所述的送电装置，其特征在于，所述控制电路基于所述第一脉宽信息进行作为通常送电开始前的异物检测的初次异物检测。

11.根据权利要求10所述的送电装置，其特征在于，

所述第二波形检测电路包括：

第二脉宽检测电路，在以所述原线圈的第二感应电压信号从高电位电源侧开始变化并低于第二阈值电压的定时作为第二定时的情况下，测量作为所述驱动时钟的第二边缘定时和所述第二定时之间的期间的第二脉宽期间，检测第二脉宽信息，

所述控制电路基于所述第二脉宽信息，进行作为通常送电开始后的异物检测的第二次异物检测。

12.根据权利要求11所述的送电装置，其特征在于，

所述第二波形检测电路包括：

第二波形整形电路，对所述第二感应电压信号进行波形整形，并输出第二波形整形信号，

所述第二脉宽检测电路基于所述第二波形整形信号和所述驱动时钟，测量所述第二脉宽期间。

13.根据权利要求12所述的送电装置，其特征在于，

所述第二脉宽检测电路包括第二计数器，所述第二计数器在所述第二脉宽期间进行计数值的增量或减量，基于得到的计数值测量所述第二脉宽期间的长度。

14.根据权利要求12或13所述的送电装置，其特征在于，

所述第一波形检测电路包括：

第一波形整形电路，对所述第一感应电压信号进行波形整形，将第一波形整形信号输出至所述第一脉宽检测电路，

所述第二波形整形电路对与所述第一感应电压信号不同的所述第二感应电压信号进行波形整形，将所述第二波形整形信号输出至所述第二脉宽检测电路。

15.根据权利要求1所述的送电装置，其特征在于，

所述送电控制装置包括：

波形检测电路，检测所述原线圈的感应电压信号的波形变化，

所述波形检测电路包括：

第一波形检测电路，检测所述原线圈的所述第一感应电压信号的波形变化；以及

第二波形检测电路，检测所述原线圈的第二感应电压信号的波形变化，

所述波形监视电路包括：

所述第一整流电路，通过所述第一监视节点，对所述第一波形检测电路输出波形监视用的所述第一感应电压信号；以及

第二整流电路，通过第二监视节点，对所述第二波形检测电路输出波形监视用的所述第二感应电压信号，

所述第一整流电路包括：

第一二极管，设置在所述第一监视节点和高电位电源节点之间，以从所述第一监视节点朝向所述高电位电源节点的方向为正方向；

第二二极管，设置在所述第一监视节点和低电位电源节点之间，以从所述低电位电源节点朝向所述第一监视节点的方向为正方向；以及

第一电容器，设置在所述第一电阻和所述第二二极管之间的低电位侧电阻端节点与所述线圈端节点之间，

所述第二整流电路包括：

第三二极管，设置在所述第二监视节点和高电位电源节点之间，以从所述第二监视节点朝向所述高电位电源节点的方向为正方向；

第四二极管，设置在所述第二监视节点和低电位电源节点之间，以从所述低电位电源节点朝向所述第二监视节点的方向为正方向；

第二电阻，设置在所述第三二极管和所述第二监视节点之间；

第三电阻，设置在所述第二监视节点和所述低电位侧电源节点之间；以及

第二电容器，设置在所述第三二极管和所述第二电阻之间的高电位侧电阻端节点与所述线圈端节点之间。

16.根据权利要求15所述的送电装置，其特征在于，

所述送电控制装置包括：

驱动时钟生成电路，生成规定所述原线圈的驱动频率的驱动时钟并输出；

驱动器控制电路，基于所述驱动时钟生成驱动器控制信号，并输出至驱动所述原线圈的送电驱动器；以及

控制电路，基于所述波形检测电路的检测结果检测受电侧的负载状态，

所述波形检测电路的所述第一波形检测电路包括第一脉宽检测电路，所述第一脉宽检测电路在以所述第一感应电压信号从低电位电源侧开始变化并超过第一阈值电压的定时作为第一定时的情况下，测量作为所述驱动时钟的第一边缘定时和所述第一定时之间的期间的第一脉宽期间，检测第一脉宽信息。

17.根据权利要求16所述的送电装置，其特征在于，

所述第二波形检测电路包括第二脉宽检测电路，所述第二脉宽检测电路在以所述原线圈的第二感应电压信号从高电位电源侧开始变化并低于第二阈值电压的定时作为第二定时的情况下，测量作为所述驱动时钟的第二边缘定时和所述第二定时之间的期间的第二脉宽期间，检测第二脉宽信息。

18.一种电子设备，其特征在于包括：

权利要求1至17中任一项所述的送电装置。

19.一种波形监视电路，用于通过使原线圈和次级线圈电磁耦合而对受电装置传输电力，并对所述受电装置的负载供给电力的无触点电力传输系统的送电装置中，其特征在于包括：

第一整流电路，包括第一电阻，并具有在进行将波形监视用的第一感应电压信号钳位于高电位电源电压的限幅动作的同时，对所述第一感应电压信号进行半波整流，并对所述送电装置的送电控制装置输出所述第一感应电压信号的限幅功能，其中，所述第一电阻是作为电流限制电阻设置在生成所述原线圈的线圈端信号的线圈端节点和生成所述第一感应电压信号的第一监视节点之间；以及

第二整流电路，包括第二电阻，作为电流限制电阻设置在所述线圈端节点和生成波形监视用的第二感应电压信号的第二监视节点之间；第三电阻，设置在所述第二监视节点和低电位电源节点之间；以及第三二极管，设置在所述第二监视节点和所述低电位电源节点之间，以从所述低电位电源节点朝向所述第二监视节点的方向为正方向，所述第二整流电路对所述送电控制装置输出所述第二感应电压信号。

Images