CN102522784B - 送电控制装置、送电装置、电子设备及无触点电力传输系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供送电控制装置，设置于使一次线圈和二次线圈电磁耦合的无触点电力传输系统中的送电装置，从送电装置向受电装置传输电力，并向受电装置的负载供给电力。送电控制装置包括：脉冲宽度检测电路，检测出一次线圈的感应电压信号的脉冲宽度信息；振幅检测电路，检测出一次线圈的感应电压信号的振幅信息；以及控制电路，控制所述送电装置。控制电路根据由脉冲宽度检测电路检测出的脉冲宽度信息，进行受电装置通过负载调制而发送的数据的检测，根据由振幅检测电路检测出的振幅信息进行装卸检测。

Description

送电控制装置、送电装置、电子设备及无触点电力传输系统

本申请是申请号为200810005958.4、申请日为2008年2月20日、发明名称为“送电控制装置、送电装置、电子设备及无触点电力传输系统”的发明专利申请的分案申请。 

技术领域

本发明涉及送电控制装置、送电装置、电子设备及无触点电力传输系统等。 

背景技术

近年来，利用电磁感应，即使没有金属部分的触点也可以传输电力的所谓无触点电力传输(非触点电力传输)也发展起来。作为该无触点电力传输的应用例子，有很多涉及手机和家用电器(例如电话的子机)的充电等的提案。 

作为无触点电力传输的现有技术，在专利文献1中有描述。在该专利文献1中，以所谓负载调制方式(负载调整方式)实现从受电装置(二次侧)向送电装置(一次侧)的数据传输。然后，送电装置，通过使用比较器(comparator)等检测出一次线圈的感应电压，判断来自受电装置的数据是“0”还是“1”。 

但是，在该专利文献1中的现有技术，通过将感应电压的峰值电压与规定的阈值电压进行比较，来检测发送的数据。可是，由于电源电压和线圈电感(Coil Inductance)等的元素参数漂移，在检测电压的判断中所使 用的阈值电压也会漂移。因此，会有这样的技术问题，即正确检测出二次侧的负载变动很困难。 

【专利文献1】日本特开2006-60909号公报。 

发明内容

本发明鉴于上述技术问题，可以提供即使在元件特性不一等的情况下也能实现正确检测处理的送电控制装置、送电装置、电子设备以及无触点电力传输系统。 

本发明涉及送电控制装置，一种无触点电力传输系统中的送电装置中所设置的送电控制装置，通过让一次线圈和二次线圈电磁感应，从送电装置向受电装置传输电力，并向所述受电装置的负载供给电力，所述送电控制装置包括：振幅检测电路，用于检测所述一次线圈的感应电压信号的振幅信息；A/D变换电路，用于进行所检测出的所述振幅信息的A/D变换；以及控制电路，用于控制所述送电装置，所述A/D变换电路以从利用所述振幅检测电路所检测出的检测电压超过假定规定电压的时刻开始经过了给定的期间的变换时刻，进行检测电压的A/D变换，求得基准阈值电压的数字数据， 

在本发明中，检测出振幅信息，进行所检测出的振幅信息的A/D变换。这种情况下，在检测电压超过假定规定电压的时刻开始经过了预设的期间的变换时刻进行A/D变换，求得基准阈值电压的数字数据，根据所求得的数字数据检测出二次侧的负载变动。据此，在元件特此不一等的情况下，根据该变动，基准阈值电压也发生变动，所以能够时限正确的检测处理。此外，用于求得基准阈值电压的A/D变换在检测电压超过假定规定电压的时刻开始经过了预设的期间的时刻进行。从而，能够防止检测出错误的基准阈值电压的情况，实现稳定的动作检测。 

此外，在本发明中，所述控制电路，在从检测电压超过假定规定电压的时刻开始，使用计数器开始计数处理，控制电路控制所述A/D变换电路，从而根据所述计数器的计数值而设定的所述变换时刻进行所述A/D变换。 

这样一来，因为能够根据计数器数字的正确计量进行A/D变换的时刻，所以能实现更稳定的检测动作。 

此外，在本发明中，所述假定规定电压是所述受电装置所具有的负载调制部的负载为无负载时的检测电压和所述负载调制部的负载为有负载时的检测电压之间的电压。 

此外，所述控制电路根据通过将数据检测用参数电压、异物检测用参数电压、或装卸检测用参数电压相对于所述基准阈值电压进行加法运算或减法运算而获得的数据检测用阈值电压、异物检测用阈值电压、或装卸检测用阈值电压，进行数据检测、异物检测和装卸检测中的至少一种。 

这样一来，能够通过改变参数电压的设定，从而个别地设置数据检测用、异物检测用或装卸检测用的参数电压，求得最合适的阈值电压。而且，能够根据基于元件等特性不一而变化的基准阈值电压自动校正数据检测用、异物检测用或者装卸检测用的阈值电压。 

此外，在本发明中，所述振幅检测电路通过将所述一次线圈的感应电压信号的峰值电压保持在保持节点，从而检测出作为所述振幅信息的峰值电压，所述控制电路进行复位控制，在从峰值电压超过所述假定规定电压的时刻开始经过了第一期间的复位时刻，向低电位侧电源放电所述保持节点的电荷，所述A/D变换电路在从所述复位时刻开始经过了第二期间的变换时刻进行峰值电压的A/D变换，求得所述基准阈值电压的数字数据。 

这样一来，因为能够在保持节点的电压被复位且峰值电压稳定之后进行A/D变化，所以能够提高基准阈值电压的数字数据。 

此外，在本发明中，所述送电装置包括电压检测电路，所述电压检测电路具有设置在所述一次线圈的一端的节点和低电位侧电源之间的电压分割电路，并向所述电压分割电路的电压分割节点输出所述一次线圈的感应电压信号，所述控制电路进行开关控制，以使在数据检测时和异物检测、装卸检测时，来自不同的电压分割节点的感应电压信号被输入到所述振幅检测电路 

这样一来，即使在数据检测时的感应电压信号的振幅和异物检测、装卸检测时的感应电压信号的振幅存在很大差别的情况下也能够使用相同的振幅检测电路进行适当的振幅检测。 

此外，在本发明中，所述控制电路在通过进行将来自第一电压分割节点的感应电压信号输入到所述振幅检测电路而检测出超载时，进行将来自与所述第一电压分割节点不同的第二电压分割节点的感应电压信号输入到所述振幅检测电路的开关控制，进行异物检测、装卸检测。 

这样一来，在进行能否检测出过载的区分时，能够进行异物检测。装卸检测，能够实现有效的判断处理。 

此外在本发明中，也可以包括脉冲宽度检测电路，所述脉冲宽度检测电路用于检测所述一次线圈的感应电压信号的脉冲宽度信息，所述控制电路根据由所述脉冲宽度检测电路检测出来的所述脉冲宽度信息进行数据检测，使用所述基准阈值电压的数字数据进行装卸检测 

这样一来，通过区分使用检测方式，从而能够提高负载变动的检测精度和效率。 

此外，本发明还涉及一种送电控制装置，设置在无触点电力传输系统中的送电装置中，所述无触点电力传输系统使一次线圈和二次线圈电磁耦合，从所述送电装置向受电装置传输电力，并向所述受电装置的负载供给电力，包括：脉冲宽度检测电路，用于检测出所述一次线圈的感应电压信号的脉冲宽度信息；振幅检测电路，用于检测出所述一次线圈的感应电压 信号的振幅信息；以及控制电路，用于控制所述送电装置，所述控制电路根据由所述脉冲宽度检测电路检测出的所述脉冲宽度信息，进行所述受电装置通过负载调制而发送的数据的检测，根据由所述振幅检测电路检测出的所述振幅信息进行装卸检测。所述脉冲宽度检测电路通过计量脉冲宽度期间检测出脉冲宽度信息，所述脉冲宽度期间是从所述驱动时钟由非激活的电压电平变化到激活的电压电平的第一点开始到所述波形整形信号由激活的电压电平变化到非激活的电压电平的第二点为止的期间。 

在本发明中，根据脉冲宽度检测电路所检测出的脉冲宽度信息进行数据检测，根据振幅检测电路所检测出的振幅信息进行装卸检测。这样，能够通过区分使用检测方式，通过高于对于数据检测的灵敏度的脉冲宽度检测进行诸如数据检测，从而提高负载变动的检测精度和效率。 

此外，在本发明中，也可以包括：驱动时钟生成电路，生成用于规定所述一次线圈的驱动频率的驱动时钟；驱动器控制电路，基于所述驱动时钟生成驱动器控制信号，并输出给驱动所述一次线圈的送电驱动器；波形整形电路，对所述一次线圈的感应电压信号进行波形整形，并输出波形整形信号，所述脉冲宽度检测电路接受所述波形整形信号和所述驱动时钟，检测出所述波形整形信号的脉冲宽度信息。 

这样一来，可以个别地检测出电压、电流，即使不能采用利用其相位差进行判定的方法，也能够通过将电压波形进行简单地模拟波形整形，从而能够通过数字电路处理稳定地检测出二次侧的负载变动。从而，能够以简单的构成准确地检测出二次侧的负载变动。 

此外，在本发明中，所述脉冲宽度检测电路，通过计量脉冲宽度期间，检测出脉冲宽度信息，所述脉冲宽度期间是从所述驱动时钟由非激活的电压电平变化到激活的电压电平的第一点开始到所述波形整形信号由激活的电压电平变化到非激活的电压电平的第二点为止的期间。 

这样一来，可以仅计量第一、第二点之间的脉冲宽度期间就检测出脉冲信息，以简单的结构检测出二次侧的负载变动。 

此外本发明涉及包含上述任一个所述的送电控制装置和送电部的送电装置，所述送电部生成交流电压并供给给所述一次线圈。 

此外本发明涉及包含上述所记载的送电装置的电子设备。 

此外，本发明涉及一种无触点电力传输系统，包括送电装置和受电装置，通过使一次线圈和二次线圈电磁耦合，从所述送电装置向所述受电装置传输电力，并向所述受电装置的负载供给电力，所述送电装置包括：受电部，将所述二次线圈的感应电压变换成直流电压；负载调制部，在从所述受电装置向所述送电装置发送数据时，根据发送数据，使负载可变地变化，所述送电装置包括：振幅检测电路，用于检测出所述一次线圈的感应电压信号的振幅信息；A/D变换电路，用于进行所检测出的所述振幅信息的A/D变换；以及控制电路，用于控制所述送电装置，所述A/D变换电路在从利用所述振幅检测电路所检测出的检测电压超过假定规定电压的时刻开始经过了给定的期间的变换时刻，进行检测电压的A/D变换，求得基准阈值电压的数字数据，所述控制电路使用所述基准阈值电压的数字数据，进行所述受电装置通过负载调制而发送的数据的检测、异物检测和装卸检测中的至少一种。 

本发明还涉及一种无触点电力传输系统，包括送电装置和受电装置，通过使一次线圈和二次线圈电磁耦合，从所述送电装置向所述受电装置传输电力，并向所述受电装置的负载供给电力，所述受电装置包括：受电部，将所述二次线圈的感应电压变换成直流电压；以及负载调制部，在要从所述受电装置向所述送电装置发送数据时，根据发送数据，使负载可变地变化，所述送电装置包括：脉冲宽度检测电路，用于检测出所述一次线圈的感应电压信号的脉冲宽度信息；振幅检测电路，用于检测出所述一次线圈的感应电压信号的振幅信息；以及控制电路，用于控制所述送电装置，所 述控制电路根据由所述脉冲宽度检测电路检测出的所述脉冲宽度信息，进行所述受电装置通过负载调制而发送的数据的检测，根据由所述振幅检测电路检测出的所述振幅信息进行装卸检测。 

此外本发明涉及一种送电控制装置，设置在无触点电力传输系统中的送电装置中，所述无触点电力传输系统使一次线圈和二次线圈电磁耦合，从所述送电装置向受电装置传输电力，并向所述受电装置的负载供给电力，所述送电控制装置包括：振幅检测电路，用于检测所述一次线圈的感应电压信号的振幅信息；A/D变换电路，用于进行所述振幅信息的A/D变换；以及控制电路，用于控制所述送电装置，所述A/D变换电路在从利用所述振幅检测电路所检测出的检测电压超过预设的电压的时刻之后，进行所述检测电压的A/D变换，求得用于进行所述受电装置所发送的数据的检测、异物检测、或者所述送电装置和所述受电装置的装卸的检测的基准阈值电压，所述控制电路根据所述基准阈值电压，进行所述受电装置所发送的数据的检测、所述异物检测、以及所述送电装置和所述受电装置的装卸检测中的至少一种。 

本发明涉及一种送电装置，包含上述的送电控制装置和送电部，所述送电部生成交流电压并供给给所述一次线圈。 

本发明还涉及包含上述的送电装置的电子设备。 

本发明还涉及一种无触点电力传输系统，包括送电装置和受电装置，通过使一次线圈和二次线圈电磁耦合，从所述送电装置向所述受电装置传输电力，向所述受电装置的负载供给电力，其中所述送电装置是上述的送电装置。 

附图说明

图1(A)、图1(B)是无触点电力传输的说明图。 

图2是本实施例的送电装置、送电控制装置、受电装置、受电控制装置的构成例。 

图3(A)、图3(B)是基于频率调整、负载调制的数据传输的说明图。 

图4是针对送电侧和受电侧的动作概要进行说明的流程图。 

图5是本实施例的送电控制装置的构成例。 

图6是说明变形例的动作的信号波形例。 

图7是阈值表的例子。 

图8是振幅检测电路、A/D变换电路的具体构成例。 

图9是说明振幅检测电路的动作的信号波形例。 

图10是说明本实施例的动作的信号波形例。 

图11是本实施例的第一变形例的构成例。 

图12是用于说明第一变形例的工作的流程图。 

图13是本实施例的变形例的构成例。 

图14(A)、图14(B)是描述线圈端电压波形的测定结果的图。 

图15是描述驱动时钟和线圈端电压波形关系的模式图。 

图16是第二变形例的具体构成例。 

图17是说明本实施例的动作的信号波形例。 

图18(A)～图18(B)是脉冲宽度变化、振幅变化的特性图。 

图19是表示异物大小和脉冲宽度检测的计数值之间关系的特性图。 

具体实施方式

以下，针对本发明的优选实施例进行详细说明。而且，以下所说明的本实施例，并不是对权利要求范围所述的本发明内容的限定，本实施例所说明的构成的全部，对于本发明的技术手段来说，也并非是必须的。 

1.电子设备 

如图1(A)所示，描述了使用本实施例的无触点电力传输方法的电子设备的例子。电子设备之一的充电器500(扩展器(Cradle))具有送电装置10。此外，电子设备之一的手机510具有受电装置40。此外，手机510还有由LCD等的显示部512，按钮等构成的操作部514，麦克516(声音输入部)，扬声器518(声音输出部)，天线520。 

充电器500通过AC电源适配器502提供电力，该电力通过无触点电力传输从送电装置10发送到受电装置40。基于此，给手机510的电池充电、或者让手机510内的设备工作。 

此外，使用了本实施例的电子设备不限于手机510。例如，也可以适用于手表、无绳电话，剃须刀、电动牙刷、列表计算器、手持终端、便携信息终端、或者电动自行车等的各种电子设备。 

如图1(B)所示，从送电装置10向受电装置40的电力传输是，在送电装置10侧设置一次线圈L1(送电线圈)，并在受电装置40侧设置二次线圈L2(受电线圈)，并让L1和L2电磁耦合，从而形成电力传输变压器(transformer)来实现的。基于此，非接触的电力传输成为可能。 

2.送电装置、受电装置 

图2描述了本实施例的送电装置10、送电控制装置20、受电装置40、受电控制装置50的构成例。图1(A)的充电器500等的送电侧的电子设备至少包括图2的送电装置10。此外，手机510等的受电侧的电子设备至少包括受电装置40和负载90(本负载)。而且，基于图2的构成，可以实 现这样的无触点电力传输(非接触电力传输)系统，通过让一次线圈L1和二次线圈L2电磁耦合，从送电装置10向受电装置40传输电力，并从受电装置40的电压输出节点NB7向负载40供给电力(电压VOUT)。 

送电装置10(送电模块、一次模块)可以包括一次线圈L1、送电部12、电压检测道路14、显示部16、送电控制装置20。此外，送电装置10和送电控制装置20不限于图2的构成，省略该构成的一部分要素(例如显示部、电压检测电路)，或者，增加其他构成元素，或者，改变连接关系等的各种变形例，也是可能的。

送电部12在电力传输时生产规定频率的交流电压，在数据传输时按照数据频率生成各异的交流电压，并供给给一次线圈。具体如图3(A)所示，例如，将数据“1”发送给受电装置40的情况时，生成频率f1的交流电压，在发送数据“0”时，生成频率f2的交流电压。该送电部12可以包括驱动一次线圈L1的一端的第一送电驱动器、驱动一次线圈L1的另一端的第二送电驱动器、和与一次线圈L1构成共振电路的至少一个的电容器(condenser)。 

此外，送电部12所包括的第一、第二送电驱动器是由大功率MOS晶体管构成的反相电路(缓存电路)，并由送电控制装置20的驱动器控制电路26来控制。 

一次线圈L1(送电侧线圈)与二次线圈L2(受电侧线圈)电磁耦合，形成电力传输用变压器(Transformer)。例如，需要电力传输时，如图1(A)、图2(A)所示，在充电器500的上方放置手机510，一次线圈L1的磁力线变成通过二次线圈的状态。另一方面，不需要电力传输时，物理分离充电器500和手机510，一次线圈L1的磁力线处于不通过二次线圈L2的状态。 

电压检测电路14是检测一次线圈L1的感应电压的电路，例如包括电阻RA1、RA2、设置在RA1和RA2之间的连接节点NA3和GND(广义低电压侧电源)之间的二极管(Diode)DA1。 

该电压检测电路14的功能是，一次线圈L1的线圈端电压信号的半波形整流电路。而且，通过用电阻RA1、RA2分压一次线圈L1的线圈端电压所得到的信号PHIN(感应电压信号、半波整流信号)输入给送电控制装置20的振幅检测电路28(波形检测电路)。即，电阻RA1、RA2构成电压分割电路(电阻分割电路)、并从其电压分割节点NA3输出有信号PHIN。 

显示部16，将无触点电力传输系统的各种状态(电力传输中、ID认证等)，使用颜色或图像等表示，例如，由LED或LCD等实现。 

送电控制装置20是对送电装置10进行各种控制的装置，由集成电路装置(IC)等来实现。该送电控制装置20可以包括控制电路22(送电侧)、振荡电路24、驱动时钟生成电路25、驱动器控制电路26、振幅检测电路28、A/D变换电路29。 

控制电路22(控制部)用于对送电装置10或送电控制装置20进行控制，例如由门阵列(gate Array)或微机等实现。具体来说，控制电路22进行电力传输、负载检测、频率变换、异物检测、或者装卸检测等所需要的各种时序控制和判定处理。 

振荡电路24由如水晶振荡器电路构成，用于生成一次侧的时钟。驱动时钟生成电路25生成规定驱动频率的驱动时钟。而且，设备控制电路26基于该驱动时钟和来自控制电路22的频率设定信号等，生成所期望的频率的控制信号，输出给送电部12的第一、第二送电驱动器，从而控制第一、第二送电驱动器。 

振幅检测电路28检测出相当于一次线圈L1的一端的感应电压的感应电压信号PHIN的振幅信息(峰值电压、振幅电压、实效电压)。基于此，能够进行数据(电荷)检测、异物(金属)检测、装卸(取下)检测。 

诸如受电装置40的负载调制部46当对送电装置10进行发送数据用的负载调制时，一次线圈L1的感应电压的信号波形如图3(B)所示进行变化。具体地说，当为了发送数据“0”而负载调制部46降低负载时，信号波形的振幅(峰值电压)变小，当为了发送数据“1”而负载调制部46加大负载时，信号波形的振幅(峰值电压)发生变化。因此，振幅检测电路28进行感应电压的信号波形的峰值保持处理等，通过判断峰值电压是否横穿阈值电压，从而判断来自受电装置40的数据是否是“1”或者“0”。 

而且，振幅检测的方法并不陷于图3(A)和图3(B)的方法。例如可以使用峰值电压以外的物理量(振幅电压、实效电压)判断受电侧的负载是变高了还是变低了。 

A/D变换电路29，从振幅检测电路28中的检测电压(峰值电压)超过假定规定电压(假定阈值电压)的时刻开始，到经过规定的期间的变换时刻为止，进行检测电压的A/D变换，求出基准阈值电压的数字数据。然后，控制电路22用基准阈值电压的数字数据，进行异物检测、装卸检测以及数据检测中的至少一个。 

具体来说，控制电路22从检测电路超过假定规定电压(SIGH0)时刻开始，开始使用计数器102的计数处理，A/D变换电路29基于该计数器102的计数值设定的变换时刻，进行A/D变换。更进一步，振幅检测电路28通过将一次线圈L1的感应电压信号(半波整流信号)的峰值电压保持到保持节点，检测出作为振幅信息的峰值电压。然后，控制电路22从峰值电压超过规定电压的时刻开始，在经过了第一期间的复位时刻(复位期间)，进行向低电位侧电源释放保持节点中的电荷的复位控制。A/D变换电路29从复位时刻开始在经过了第二期间的变换时刻，进行峰值电压的A/D变换，求出基准阈值电压(SIGHV)的数字数据。 

受电装置40(受电模块、二次模块)可以包括二次线圈L2、受电部42、负载调制部46、供电控制部48、受电控制装置50。此外，受电装置 40和受电控制装置50不限于图2的构成，也可能是省略其构成的一部分要素，或者，增加其他构成元素，或者变更接续关系的各种变形。 

受电部42将二次线圈L2的交流感应电压变换成直流电压。该变换由受电部42所具有的整流电路43来完成。该整流电路43包括二极管(Diode)DB1～DB4。二极管DB1设置在二次线圈L2的一端的节点NB1和直流电压VDC的生成节点NB3之间，DB2设置在节点NB3和二次线圈的另一端的节点NB2之间，DB3设置在节点NB2和VSS的节点NB4之间，DB4设置在节点NB4和NB1之间。 

受电部42的电阻RB1、RB2设置在节点NB1和NB4之间。而且，通过电阻RB1、RB2对节点NB1、NB4之间的电压进行电阻分压所获得的信号CCMPI，输入给受电控制装置50的频率检测电路60。 

受电部42的电容器CB1以及电阻RB4、RB5，设置在直流电压VDC的节点NB3和VSS的节点NB4之间。而且，通过电阻RB4、RB5对节点NB3、NB4之间的电压进行分压所获得的信号ADIN，输入给受电控制装置50的位置检测电路56。 

负载调制部46进行负载调制处理。具体来说，从受电装置40向送电装置10发送规定数据时，与发送数据相对应，让负载调制部46(二次侧)的负载发生相应的变化，如图3(B)所示，让一次线圈L1的感应电压的信号波形发生变化。为此，负载调制部46包括节点NB3、NB4之间串联设置的电阻RB3、晶体管TB3(N型的CMOS晶体管)。该晶体管TB3的ON/OFF控制由来自受电控制装置50的控制电路52的信号P3Q负责。而且，ON/OFF控制晶体管TB3进行负载调制时，供电控制部48的晶体管TB1、TB2处于OFF状态，负载90处于未电气接续进受电装置40的状态。 

例如如图3(B)所示，为了发送数据“0”，让二次侧处于低负载(阻抗大)时，信号P3Q变成L电平，晶体管TB3变成OFF。此时，负载调制部46的负载基本变成无限大(无负载)。另一方面，为了发送数据“1” 让二次侧处于高负载(阻抗小)时，信号P3Q变成H电平，晶体管TB3变成ON。此时，负载调制部46的负载变成电阻RB3。 

供电控制部48控制向负载90的电力的供给。稳压器(调节器)49，调整由整流电路43所获得的直流电压VDC的电压电平，生成电源电压VD5(例如5V)。受电控制装置50例如基于高电源电压VD5进行工作。 

晶体管TB2(P型CMOS晶体管)由来自受电控制装置50的控制电路52的信号P1Q控制。具体来说，晶体管TB2在ID认证完成之后进行通常的电力传输时处于ON状态，在负载调制的情况等时处于OFF。 

晶体管TB1(P型CMOS晶体管)，由来自输出保证电路54的信号P4Q来控制。具体来说，在ID认证完成之后进行通常的电力传输时处于ON(导通)，另一方面，在检测出AC适配器的接续，或者电源电压VD5低于受电控制装置50(控制电路52)的工作电压下限时，处于OFF(截止)。 

受电控制装置50进行受电装置40的各种控制。由集成电路装置(IC)等实现。该受电控制装置50可以由二次线圈L2的感应电压生成的电源电压VD5来工作。此外，受电控制装置50可以包括控制电路52(受电侧)、输出保证电路54、位置检测电路56、振荡电路58、频率检测电路60、充满电检测电路62。 

控制电路52(控制部)进行受电装置40和受电控制装置50的控制，可以由门阵列或微机来实现。具体来说，控制电路52进行ID认证、位置检测、频率检测、负载调制、或者充满电检测等所必须的各种时序控制和判定处理。 

输出保证电路54是保证低电压时(0V时)的受电装置40的输出的电路。防止从电压输出节点NB7向受电装置40侧的逆向充电。 

位置检测电路56，监视相当于二次线圈的感应电压波形的信号ADIN的波形，对一次线圈和二次线圈的位置关系是否正确进行判断。具体来说， 针对信号ADIN，使用比较器进行2值变换，或者使用A/D变换进行级别判定，从而对位置关系正确与否进行判断。 

振荡电路58由例如CR振荡电路构成，生成二次侧的时钟。频率检测电路60检测信号CCMPI的频率(f1、f2)，如图3(A)所示，对来自送电装置10的发送数据是“1”还是“0”，进行判断。 

充满电检测电路62(充电检测电路)，对负载90的电池94(二次电池)是否处于充满电状态(充电状态)进行检测。 

负载90包括对电池94的充电等进行控制的充电控制装置92。该充电控制装置92(充电控制IC)由集成电路装置等实现。此外，象智能电池一样，也可以让电池94本身带有充电控制装置的功能。

接下来，使用图4的流程图，对送电侧和受电侧的动作的概要进行说明，送电侧当电源接通时(步骤S1)进行位置检测用的暂时电力传输(步骤S2)。通过该电力传输，受电侧的电源电压上升，解除受电控制装置50的复位(步骤S11)。于是，受电侧将信号P1Q设定为H电平，将P4Q设定为高阻抗状态(步骤S12)。基于此，晶体管TB2、TB1同时导通，断开和负载90之间的电气连接。 

接下来，受电侧使用位置检测电路56，对一次线圈和二次线圈的位置关系是否正确进行判断(步骤S13)。然后，在位置关系正确的情况下，受电侧开始ID的认证处理，向送电侧发送认证帧(步骤S14)。具体来说，基于在图3(B)所说明的负载调制发送认证帧的数据。 

送电侧一旦收到认证帧，对ID是否一致等进行判断(步骤S3)。然后，在ID认证通过的情况下，向受电侧发送许诺帧(步骤S4)。具体来说，基于图3(A)所说明的频率变换发送数据。 

受电侧收到许诺帧，并且其内容为OK的情况下，向送电侧发送开始无触点电力传输的开始帧(步骤S15、S16)。另一方面，送电侧收到开始 帧，在其内容为OK的情况下，开始通常的电力传输(步骤S5、S6)。然后，受电侧将信号P1Q、P4Q设定成L电平(步骤S17)。基于此，因为晶体管TB2、TB1全部处于ON，所以可以向负载90进行电力传输，开始向负载的电力供给(VOUT输出)(步骤S18)。 

3.振幅检测 

图5描述了本实施例的送电控制装置20的具体构成例。在图5中，例如，振幅检测电路28检测出信号PHIN的振幅信息时，一次线圈L1的电感和构成共振电路电容器的容量值漂移，或者电源电压等变动时，则振幅检测电路28的检测电压(峰值电压、振幅电压、实效电压)也变动。从而，一旦用于判断异物检测、装卸检测、数据检测的基准阈值电压是固定值(判定电压)，则有可能无法实现正确的检测。 

因此，在本实施例中采用了图5所示的方法，设置A/D变换电路29，从假定的规定电压(基准电压)开始在经过了给定的期间的时刻，进行A/D变换，再自动修正用于检测判断的基准阈值电压。 

具体来说，设定了图6所示的假定规定电压SIGH0。该假定规定电压SIGH0是图2的受电装置40的负载调制部46的负载为无负载(TB3为OFF)时的峰值电压(广义检测电压)和有负载(TB3为ON)时的峰值电压之间的电压，例如SIGH0＝2.5v。此外，假定规定电压SIGH0可以由寄存器可变设定。 

A/D变换电路29，从感应电压信号PHIN的峰值电压(信号PHQ)超过假定规定电压SIGH0的时刻t1开始，到经过了规定期间TP的变换时刻t2，进行峰值电压的A/D变换。然后，求出基准阈值SIGHV的数字数据ADQ，并输出。锁存电路30锁存该数据ADQ。控制电路22使用所锁存的数据AD，进行异物检测、装卸检测、数据检测。即，检测出检测出受电装置40经过负载调制而发送的数据是“0”还是“1”；检测出放置 在充电器的一次线圈之上的异物(二次线圈以外的金属)，检测出放置在充电器上的手机等电子设备的装卸(拆卸)。 

例如，在图6的时刻t0受电侧的负载调制部46的晶体管TB3变成ON，从无负载(负载非连接)变化到有负载(负载连接)，则感应电压信号PHIN的峰值电压上升。在图15中，设定了用于检测这样的峰值电压的上升的假定规定电压SIGH0(假定阈值电压)。该假定规定电压SIGH0，在受电侧为无负载时，是未超过的电压，峰值电压超过SIGH0时，可以判定受电侧确实连接着负载。因此，从该时刻t1开始到经过充分的期间TP，峰值电压的电平稳定下来之后的时刻t2，进行A/D变换，求出基准阈值电压SIGHV。具体来说，控制电路22，从超过假定规定电压SIGH0的时刻t1开始，使用计数器102开始计数处理(计数值的加一或减一)。然后，在基于计数器102的计数值所设定的变换时刻t2，进行A/D变换，控制A/D变换电路29，求出基准阈值电压SIGHV。 

然后，控制电路22基于该基准阈值电压SIGHV，进行异物检测、装卸检测或者数据检测。具体来说，针对基准阈值电压SIGHV进行异物检测、装卸检测、数据检测需要的参数电压的加法或减法，从而获得异物检测、装卸检测、数据检测需要的阈值电压。然后，基于这些阈值电压，进行异物检测、装卸检测、数据检测中的至少一个。 

图7描述了用于求出数据检测用、过负载检测用、异物检测用、装卸检测用的阈值电压VSIGH、VOVER、VMETAL、VLEAVE的阈值表100的例子。控制电路22使用该阈值表100，求出VSIGH、VOVER、VMETAL、VLEAVE。例如，数据检测用的阈值电压VSIGH，针对基准阈值电压SIGHV，通过与数据检测用的参数电压PV1的减法而求出来的。同样，VOVER是对SIGHV通过与过负载检测用的参数电压PV2的加法运算来求出，VMETAL是对SIGHV通过与异物荷检测用的参数电压PV3的加法运算来求出，VLEAV是对SIGHV通过与装卸检测用的参数电压PV4的减法运算来求出的。 

此外，在本发明实施例中，首先进行过负载检测，过负载检测出来之后，进行电压检测电路14的电压分割节点的开关控制，进行异物检测、装卸检测。此时，参数电压PV1、PV2、PV3、PV4设定为例如0.3v、0.8v、0.8v、0.1v。例如，在SIGHV＝3.0v时，VSIGH＝3.0-0.3＝2.7v，数据检测用的阈值电压VSIGH是基准阈值电压SIGHV(3.0v)和假定规定电压SIGH0(2.5v)之间的电压。 

通过以上的本实施例的方法，线圈的电感或电容器容量值或电源电压变动时，与该变动相应的，基准阈值低于SIGHV也变化，通过SIGHV求出的异物检测用、装卸用、数据检测用的阈值电压VMETAL、VLEAVE、VSIGH也变化。即，与随元件漂移等变化的基准阈值电压SIGHV相对应，阈值电压VMETAL、VLEAVE、VSIGH也自动修正。因此，可以自动吸收元件的漂移，实现稳定的检测动作。而且，基准阈值电压SIGHV的A/D变换，从使用SIGH0确实检测出受电侧的负载从无负载到有负载的时刻t1开始，到经过充分的期间TP的时刻t2，一直被执行。从而，可以防止检测出错误的基准阈值电压SIGHV，可以实现无误检测的稳定的检测动作。 

此外，二次线圈L2接近一次线圈L1的过程，或者放置异物的时候，峰值电压有时会超过假定规定SIGH0。但是，此时，这之后的负载调制的时序与预先规定的时序不一致，因此ID认证会错误并再启动，因此，不会发生问题。 

此外，图6描述了振幅检测电路28的检测电压是峰值电压的例子，但是振幅信息不限定于峰值电压，也可以是表示感应电压信号的振幅的大小的物理量。例如，可以是表示感应电压信号的电力的实效电力，也可以是感应电压信号的振幅电压本身。 

4.详细构成例 

图8描述了振幅检测电路28、A/D变换电路29的详细构成。在图8中，振幅检测电路28包括运算放大器OPA1、OPA2、和保持电容器CA1 和复位用N型晶体管TA1。运算放大器OPA1在其非反转输入端子输入有信号PHIN，在其反转动作连接有运算放大器OP2的输出节点NA5。保持电容器CA1和复位用N型晶体管TA1设置在运算放大器之间。运算放大器OPA2在其非反转输入端子 

由图8的运算放大器OPA1、OPA2、保持电容器CA1、复位用晶体管TA1构成了峰值保持电路(检测电路)。即，来自电压检测电路14的检测信号PHIN的峰值电压，被保持在节点NA4，该保持的峰值电压信号，由电压跟随连接的运算放大器OPA2被阻抗变换，并被输出给节点NA5。 

复位用晶体管TA1在复位期间处于ON，将保持节点NA4de电荷向GND侧放电。即，运算放大器OPA1只是在保持电容器CA1出蓄积电荷，变成了不能向GND侧放电类型的运算放大器。因此，可以追踪信号PHIN的峰值电压的上升，但是不能追踪峰值电压的下降。而且，设置在运算放大器OPA1的输出部的电荷蓄积用的P型的晶体管存在漏电流，因此，即使是在该P型晶体管处于OFF的时候，只要经过长时间，保持节点NA4的电压就会上升。因此，有必要定期复位保持节点NA4的电压。由于以上的理由，在图17里，在保持节点NA4设置了复位用的晶体管TA1。 

例如，在本实施例中，受电侧从送电侧检测出(选取)时钟，并与该时钟同步进行负载调制。从而，受电侧的负载调制与送电侧的时钟同步进行，因此，送电侧可以任意检测到受电侧的负载调制的时刻。因此，控制电路22测定出受电侧的负载调制的负载切换时刻，在包括测定切换时刻的复位期间，进行向GND侧释放保持节点NA4的电荷的复位控制。基于此，在采用不能追踪峰值电压下降类型的OPA1时，也可以实现正确的峰值保持动作。此外，在等待峰值电压超过假定规定电压SIGH0的待机模式时，通过定期复位保持节点NA4的电压，可以防止运算放大器OPA1的P型晶体管的漏电流所造成的保持电压的上升。 

图9是用于振幅检测电路28的动作的信号波形例。如图9所示，信号PHIN变成了由半波整流电路的电压检测电路14所半波整流生成的信 号。运算放大器OPA1的输出信号OPQ，在信号PHIN的脉冲发生期间，其电压上升；在脉冲非发生期间，其电压保持在保持电容器CA1中，并被维持。然后，运算放大器OPA2的输出信号PHQ平滑地追踪信号PHIN的峰值。 

A/D变换电路29包括采样保持电路110、比较器CPA1、逐次比较寄存器112、D/A变换电路114。采样保持电路110采样并保持信号PHQ。比较器CPA1比较来自D/A变换电路114的D/A变换后的模拟信号DAQ和来自采样保持电路110的采样保持信号SHQ。逐次比较寄存器112(逐次比较控制电路)存储来自比较器CPA1的输出信号CQ1的数据。D/A变换电路114D/A变换来自逐次比较寄存器112的例如8位的数字数据SAQ，输出模拟信号DAQ。 

在该逐次比较型的A/D变换电路29中，比较器CPA1比较只把MSB(最高位)设为1的D/A变换后的信号DAQ和输入信号SHQ(PHQ)。而且，信号SHQ的电压如果较大就设置MSB为“1”，如果较小就设置MSB为“0”。而且，A/D变换电路29，针对以下的各位也进行同样的逐次比较处理。而且，将最终获得的数字数据ADQ输出给锁存电路30。此外，A/D变换电路29不限于图8的构成，也可以是各异电路构成的逐次比较型A/D变换电路，也可以是追踪比较型、并列比较型、二重积分型等的A/D变换电路。 

图10是用于说明图8的电路的动作的信号波形例。在时刻t11，一旦复位信号RST变成L电平，复位被解除，则峰值电压的信号PHQ稍微上升。在此后的时刻t12，一旦受电侧(二次侧)从无负载变化为有负载，峰值电压更加上升，在时刻t13一旦超过假定规定电压SIGH0，就开始计数器102的计数动作。然后，在经过了期间TP1(例如104CLK)的复位时刻t14，信号RST变成H电平，晶体管TA1处于ON，向GND侧释放保持节点NA4的电荷。这样一来，峰值电压开始下降。然后，经过复位期间TP2(例如32CLK)，一旦到达时刻t15，因为受电侧是有负载，因此 峰值电压再度上升。此后，在经过期间TP3(例如32CLK)的变换时刻t16，基于A/D变换电路29开始A/D变换，求出基准阈值电压SIGHV的数字数据。然后，在经过了期间TP4(例如64CLK)的时刻t17，锁存信号LAT1变成H电平，锁存电路30锁存基准阈值电压SIGHV的数字数据。 

如此在图10中，从峰值电压(PHQ)超过假定规定电压SIGH0的时刻开始到经过第一期间TP1的复位时刻t14，进行向低电位侧电源释放保持节点NA4的电荷的复位控制。然后，从复位时刻t14开始到经过了第二期间(TP2+TP3)的变换时刻t16，进行峰值电压的A/D变换，求出基准阈值电压SIGHV的数字数据。 

即，超过假定电压SIGH0之后，在期间TP1经过之后，设置复位期间TP2，并暂时复位保持节点NA4的电压。然后，在期间TP3的期间等待振幅检测电路28的输出稳定下来，之后，启动A/D变换电路29，开始A/D变换。这样一来，复位保持节点NA4的电压使峰值电压稳定下来之后再进行A/D变换，因此，可以提高基准阈值电压SIGHV的检测精度。 

5.第一变形例 

图11示出了本实施例的第一变形例。与图8的不同点在于追加了电压检测电路14的结构和开关电路SW1、SW2。 

图11的电压检测电路14被设置在一次线圈L1的一端的节点NA2和GND(低电位侧电源)之间，包含有串联连接的电阻RA1、RA2和RA3。由这些电阻RA1、RA2、RA3构成电压分割电路。而且，将一次线圈L1的感应电压信号PHIN1、PHIN2(半整流信号)输出给电压分割电路的电压分割节点NA31、NA32。而且，控制电路22进行开关控制，以在数据检测和异物检测、装卸检测时来自不同的电压分割节点的感应电压信号被输入到振幅检测电路28。 

具体地说，在进行数据检测时，开关电路SW1导通(处于导通状态)，来自第一电压分割节点NA31的信号PHIN作为信号PHIN被输入到振幅 检测电路28，检测出峰值电压(振幅信息)。另一方面，在进行异物检测或装卸检测等超载检测时，开关电路SW2处于导通状态，来自第二分割节点NA32的信号PHIN2作为信号PHIN被输入到振幅检测电路28，检测出峰值电压(振幅信息)。 

此外，开关电路SW1、SW2诸如是由P型晶体管和N型晶体管的漏极和源极共通连接的传输门等构成。此外，开关电路SW1、SW2的导通、截止由来自控制电路22的开关信号SC1、SC2进行控制。也就是说，根据开关信号SC1、SC2，控制构成开关电路SW1、SW2的晶体管的导通、截止。 

图12示出了用于说明第一变形例的动作的流程图。图12的处理是在通常的数据检测模式的状态(state)中的经常进行的处理。 

首先，导通开关电路SW1，截至开关电路SW2(步骤S21)。这些导通、截止的控制由来在控制电路22的开关信号SC1、SC2进行。基于此，来自电压分割节点NA31的信号PHIN作为信号PHIN被输入到振幅检测电路28，能够检测出来自受电侧的发送数据。 

接下来，判断峰值电压信号PHQ是否超过图7中说明的超载(过载)检测用阈值电压VOVER(步骤S22)。而且，当判断为三次(广义上为多次)连续超过时，判断为处于负载状态，使开关电路SW1导通、开关电路SW2截止(步骤S23)。基于此，来自电压分割节点NA32的信号PHIN2作为信号PHIN被输入到振幅检测电路28，能够检测出异物检测和装卸检测等的超载状态。 

接着，判断峰值电压信号PHQ是否超过图7说明的异物检测用阈值电压VMETAL(步骤S24)。然后，进行这样的控制，当判断为连续三次(多次)超过时，判断为存在异物，使警告异物存在的红色LED亮(步骤S25)。然后，返回到ID认证前的初始状态模式(例如图4的步骤S2)。 

另一方面，当峰值电压信号没有超过VMETAL时，判断PHQ是否超过装卸用阈值电压VLEAVE(步骤S26)当没有超过时，返回步骤S21。 基于此，开关电路SW1处于导通状态，开关电路SW2处于截止状态。返回通常的数据检测模式。另一方面，当PHQ超过VLEAVE时。判断进行了电子设备的装卸(拆下)(步骤S27)。而且返回认证前的初始模式。 

这样，在第一变形例中，首先进行将来自第一电压分割节点NA31的感应电压信号PHIN1输入到振幅检测电路的开关控制(步骤S21)，进行将来自与第一电压分割节点NA31不同的第二电压分割节点NA32的感应电压信号PHIN2输入到振幅检测电路28的开关控制(步骤S23)，进行异物检测、装卸检测(步骤S24-S27)。 

也就是说，处于超载状态时，与进行数据检测时相比，峰值电压变得非常大。从而，不必变更电压分割节点而使用运算放大器OPA1、OPA2想检测出超载状态的峰值电压时，运算放大器OPA1、OPA2的动作裕度的设计变得较难。 

在这点上，在图11、图12中，当判断为超载状态时，与数据检测的电压分割节点相比，通过来自更低电位侧的电压分割节点NA32的信号PHIN2检测出峰值电压。这样，如果变更电压分割节点，即使线圈端电压较高时，输入到振幅检测电路28的信号的峰值变低。因而，使用共用的运算放大器OPA1、OPA2能够实现作为超载状态的异物检测或装卸检测，能够使运算放大器的动作裕度的设计变得容易。 

6.第二变形例 

图13示出了本实施例的第二变形例。在该变形例中，加上感应电压信号的振幅检测，也可以进行脉冲宽度检测。图13与图8的不同点在于：追加了波形整形电路32、脉冲宽度检测电路33、锁存电路34等。而且，变形例的构成不限于图13，也可以省略例如A/D变换电路29或波形整形电路32等的构成元素，作为A/D变变换电路29的替代，也可以设置用于比较峰值电压和阈值电压的多个比较器。 

驱动时钟生成电路25生成用于规定一次线圈L1的驱动频率的驱动时钟DRCK。具体来说，对由振荡电路24所生成的基准时钟CLK进行分频，生成驱动时钟DRCK。该驱动时钟DRCK的驱动频率的交流电被供给给了一次线圈L1中。 

驱动器控制电路26基于驱动时钟DRCK生成驱动器控制信号，输出给驱动一次线圈L1的送电部12的送电驱动器(第一、第二送电驱动器)。此时，为了不在构成送电驱动器的反相电路(DC/AC变换电路)中有贯通电流流过，输入给反相电路(DC/AC变换电路)的P型晶体管的栅极的信号和N型晶体管的栅极的信号，相互之间需要是非重叠的信号。此时，驱动器控制电路26生成该驱动器控制信号。 

脉冲宽度度检测电路33检测一次线圈L1的感应电压信号PHIN的脉冲宽度信息。具体来说，接受来自波形整形电路32的波形整形信号WFQ和来自驱动时钟生成电路25的驱动时钟DRCK(驱动器控制信号)，通过检测出波形整形信号WFQ的脉冲宽度信息，检测出感应电压信号PHIN的脉冲宽度信息。 

更进一步，脉冲宽度检测电路33，从驱动时钟DRCK(驱动器控制信号)由非激活的电压电平(例如L电平)变化到激活的电压电平(例如H电平)的第一点开始(例如上升沿，驱动开始点)，到波形整形信号WFQ由激活的电压电平(例如H电平)变化到非激活的电压电平(例如L电平)的第二点为止(例如下降沿，驱动结束点)，通过计量作为该期间的脉冲宽度期间，检测脉冲宽度信息。例如，检测由驱动时钟DRCK的电压变化导致的电压信号超过规定阈值的脉冲宽度期间。而且，检测驱动时钟DRCK的脉冲宽度所对应的波形整形信号WFQ(感应电压信号)的脉冲宽度的大小。此时的脉冲宽度期间的检测使用如基准时钟CLK进行。而且，脉冲宽度检测电路33的检测结果数据PWQ由，由锁存电路34进行锁存。具体来说，脉冲宽度检测电路33基于基准时钟CLK，使用进行计 数值的加一操作的计数器，计量脉冲宽度的期间长度，并将其计量结果的数据PWQ由锁存电路34进行锁存。 

控制电路22基于脉冲宽度检测电路33检测出的脉冲宽度信息，检测二次侧(受电装置40侧)的负载变动(负载的高低)。具体来说，控制电路22基于脉冲宽度检测电路33检测出来的脉冲宽度信息，检测受电装置40通过负载调制送出的数据。或者，进行异物检测和装卸等的过负载状态的检测。 

更具体地，控制电路22根据被由脉冲检测电路33检测出并被锁存电路34锁存的冒充宽期间的数据PWQ(脉冲宽度信息)，进行数据检测。此外，通过振幅检测电路28、A/D变换电路来求得，使用被锁存电路30锁存的基准阈值电压的数字数据进行装卸检测。切的例如图7中说明的装卸检测用的阈值电压，进行装卸检测。 

而且，在图13中，振幅检测用第一锁存电路30根据锁存信号LAT1锁存来自A/D变换电路29的数据ADQ(例如基准阈值电压的数据)。此外，在与脉冲宽度检测用第二锁存电路30的锁存时刻同步的时刻，锁存来自脉冲宽度检测电路33的数据。具体地说，第一、第二锁存电路30、34根据相同时刻的锁存信号LAT1、LAT2锁存数据。 

这样的话，通过脉冲宽度检测而获得的数据和通过振幅检测而获得的数据在相同时刻锁存，能够输入到控制电路22。基于此，能够保持脉冲宽度检测和振幅检测之间的电路互换性，能够使控制电路22的时序处理和判断处理变得简单化。 

图14(A)、图14(B)描述了一次线圈L1的线圈端电压波形的测定结果。图14(A)、图14(B)分别是受电侧的负载电流为150mA、300mA时的电压波形。负载电流越大(负载越高)，线圈端电压在给定的设定电压VR及其以上的脉冲宽度期间TPW越短。从而，通过检测该脉冲宽度期间TPW，可以判断受电装置40的负载调制部46的负载的高低，可以判断来自受电侧的数据是“0”还是“1”。例如如图3(B)所示，规定 低负载为“0”，高负载为“1”。此时，脉冲宽度期间TPW较给定的基准脉冲宽度期间长则为低负载，因此可以判定为“0”，如果短，因为是高负载，可以判断为“1”。 

图15描述了驱动时钟DRCK(驱动器控制信号)和线圈端电压波形的关系。驱动时钟DRCK在时刻t21是H电平(激活)，在时刻t22是L电平(非激活)。另一方面，线圈端电压在驱动时钟DRCK变成L电平的时刻t21，急剧上升，此后，下降。而且，如图15所示，受电侧的负载越低，线圈端的电压的下降越舒缓。因此，受电侧的负载越低，线圈端电压(感应电压信号)处于规定的设定电压及其以上的脉冲宽度期间越长。从而，通过检测该脉冲宽度期间，可以判断受电侧的负载是低负载、中负载、高负载、超载中的哪一种。 

例如，可以考虑根据负载的相位特性来判断受电侧的负载变动。这里所谓的负载的相位特性，是指电压、电流的相位差。使用该方法，电路构成会很复杂，会导致成本提高。 

与此相对，本实施例的脉冲宽度检测方法，利用电压波形，可以使用简单波形整形电路和计数电路来进行数字化的处理，所以有电路构成简单化的优点。此外，使用电压波形，与检测负载变动的振幅检测方法的组合实现也变得容易起来。 

而且，作为计量脉冲宽度用的设定电压VR(例如0V以上的电压，N型晶体管的阈值电压以上的电压)可以适当地选择设定负载变动的检测精度最合适的电压。 

图16描述了第二变形例的具体构成例。在图16中，波形整形电路32包括，串联在VDD(高电位侧电源)和GND之间的电阻RC1以及N性晶体管TC1，和反相电路(DC/AC变换电路)INVC。在晶体管TC1的栅极上输入有来自电压检测电路14的信号PHIN。而且，信号PHIN一旦高于晶体管TC1的阈值电压，则TC1变成ON，节点NC1的变压变成L 电平，因此波形整形信号WFQ变成H电平。另一方面，一旦信号PHIN低于阈值电压，则波形整形信号WFQ变成L电平。 

此外，波形整形电路32的构成不限于图16所示的构成。在其非反转输入端子(第一端子)上输入有信号PHIN，在其反转输入端子(第二端子)上输入有设定电压VR，由这样结构的比较器CPC1来构成波形整形电路32也是可以的。如果使用这样的比较器CPC1，可以任意调整设定电压VR，因此可以提高负载变动的检测精度。 

脉冲宽度检测电路33包括计数器122。该计数器122在脉冲宽度期间进行计数值的加一(或减一)操作，基于所获得的计数值计算脉冲宽度期间的长度。此时，计数器122基于例如基准时钟CLK，进行计数值的计数处理。 

更进一步来说，脉冲宽度检测电路33包括使能信号生成电路120，该使能信号生成电路120接收波形整形信号WFQ和驱动时钟DRCK，在脉冲宽度期间生成激活状态的使能信号ENQ。而且，在使能信号ENQ为激活(例如H电平)的情况下，计数器122进行计数值的加一(或者减一)操作。 

该使能信号生成电路120在其时钟端子输入有驱动时钟DRCK，在其数据端子输入有VDD(广义上是高电位侧电源)，在波形整形信号WFQ处于非激活(L电平)时，其由电路触发器FFC1构成。基于该触发器电路FFC1，在波形整形信号WFQ处于激活状态(H电平)之后，驱动时钟DRCK一旦变成激活(H电平)，作为其输出信号的使能信号ENQ变成激活(H电平)。此后，一旦波形整形信号WFQ一般变成非激活(L电平)，则触发器(Flip Flop，双稳态多谐振荡器)电路FFC1被复位，其输出信号的使能信号ENQ变成非激活(L电平)。从而，计数器122通过使用基准时钟CLK计算使能信号ENQ处于激活期间的长度，来计算脉冲宽度期间。 

此外，使能信号生成电路120在其时钟端子输入有驱动时钟DRCK，在其数据端子连接有GND(低电位电源)，从而在波形整形信号WFQ处 于非激活状态时，可以使用触发器电路构成使能信号生成电路120，作为使能信号ENQ可以输入计数器122。 

计数值保持电路124保持来自计数器122的计数值CNT(脉冲宽度信息)。而且，该保持的计数值的数据LTQ2被输出给输出电路126。 

输出电路126(滤波电路、除噪电路)接受由计数值保持电路124所保持计数值的数据LTQ2，输出数据PWQ。该输出电路126可以包括比较电路130，通过比较计数值保持电路134本次所保持(保存)的计数值和上次所保持的计数值，输出较大一次的计数值。基于此，可以从输出电路126保持并输出最大值的计数值。因此，抑制噪音等导致的脉冲宽度期间的变动就成为了可能，也可以实现稳定的脉冲宽度的检测。此外，与振幅检测方法的组合实现也变得容易了。 

此外，也可以由平均化电路构成输出电路126，其计算计数保持电路124所保持的多个计数值的平均值(移动平均)。 

图17描述了说明图16的电路的动作的信号波形例。在时刻t31一旦波形整形信号WFQ变成H电平，触发器电路FFC1的复位被解除。然后，在时刻t32，一旦驱动时钟DRCK变成H电平，在其上升沿，VDD的电压被摄取给触发器电路FFC1，基于此，使能信号ENQ由L电平变成H电平。其结果，计数器122开始计数处理，并使用基准时钟CLK计算脉冲宽度度期间TPW。 

接下来，在时刻(定时，Timing)t33，一旦波形整形信号WFQ变成L电平，触发器电路FFC1被复位，使能信号ENQ从H电平变成L电平。基于此，计数器122的计数处理就结束了。然后，基于该计数处理所获得的计数值，就变成了表示脉冲宽度度期间TPW的计算结果。 

同样在图17中，在时刻t34波形整形信号WFQ变成H电平，在时刻t35使能信号ENQ变成H电平，从而开始计数处理。然后，通过在时刻t36波形整形信号WFQ以及使能信号ENQ变成L电平，从而结束计数 处理。然后，通过该计数处理所获得的计数值就变成了表示脉冲宽度期间TPW的计算结果。 

而且，如图17所示，在受电侧是低负载时，因为脉冲宽度期间TPW变长，因此计数值变大。另一方面，受电侧为高负载时，因为脉冲宽度期间TPW变短，计数值就变小。从而，控制电路22可以基于该计数值的大小能够判断受电侧的负载的高低。 

图18(A)描述了脉冲宽度的变化特性，图18(B)描述了振幅的变化特性。在图18(A)，横轴是受电侧的负载电流量，纵轴是计数器122的计数值(脉冲宽度期间)。另一方面，在图18(B)，横轴是受电侧的负载电流量，纵轴是线圈端电压的振幅(峰值电压)。 

在图18(A)的脉冲宽度变化特性中，如E1所示，负载电流量小、低负载时，负载电流量的变化对应的计数值的变化率大，敏感度高。另一方面，如E2所示，负载电流量大、高负载时，负载电流量的变化对应的计数值的变化率小，敏感度低。其理由在于，在于正常线圈耦合时，由于耦合度的限制，随着负载变重负载-相位特性中的相位旋转会变的饱和。 

另一方面，在图18(B)的振幅变化特性中，如F1所示，低负载时，负载电流量的变化对应的线圈端电压的变化率小，敏感度低。如F2所示，高负载时，负载电流量的变化对应的计数器的变化率大，敏感度高。 

这样，脉冲宽度检测，与高负载区域相比，低负载区域的检测敏感度更高。另一方面，振幅检测中，高负载区域比低负载的检测敏感度高，从而，在低负载区域负载变动时，期望使用脉冲宽度检测去判断负载的高低；在高负载区域负载变动时，期望使用振幅检测去判断负载的高低。通过在低负载区域和高负载区域区分使用检测方式，可以实现高效的负载变动的检测。 

具体来说，例如在检测由负载调制而发送的数据时，负载在比较低的负载区域变动。从而，对于检测受电装置40通过负载调制而发送的数据来说，期望基于脉冲宽度检测电路33检测出的脉冲宽度信息来进行。另 一方面，在异物检测和装卸检测等的过负载状态时，期望高负载区域的高敏感度，对于异物检测和装卸检测来说，期望基于振幅检测电路28所检测出的振幅信息来进行。通过这样的操作，可以以高敏感度、高效率地实现数据检测、异物检测、装卸检测。 

而且，根据状况也可以就与振幅检测电路28所检测出的振幅信息进行数据检测，或者，基于脉冲宽度检测电路33所检测出来的脉冲宽度信息进行异物检测和装卸检测等。例如，在数据检测时，在高负载区域中负载变动的时候，基于振幅信息进行数据检测，或者，联合使用振幅信息和脉冲宽度信息进行数据检测。另一方面，电源的供给能力低、过负载导致的电源电压低下系统等的情况时，可以基于脉冲宽度信息进行异物检测和装卸检测，或者，联合使用振幅信息和脉冲宽度信息进行异物检测和装卸检测。 

诸如关于异物检测，如上所述，能够根据由振幅检测电路28所检测出的振幅信息进行，不过，既可以根据由脉冲宽度检测电路33检测出的脉冲宽度信息进行，又可以使用振幅信息或脉冲宽度信息进行。 

例如图19描述了异物大小与脉冲宽度检测的计数值之间的关系。G1是正常的负载时的变化特性。G2是非异物的正常的负载时，在一次测(受电装置)计算获得的计数阈值的收敛横轴线。如G3的变化特性，计数值在G2的计数阈值及其以下时，可以判定位异物。即，G3时由振幅检测不能检测出的异物的变化特性，在其与线圈之间预想之外的耦合，可以观测到不应该是正常负载(G1)的相位旋转所导致的、较小的计数值，所以，可判定为异物。通过组合该图19的检测方法和振幅检测，可以进行更智能的检测处理。 

而且，如上所述，针对本发明的实施例进行了详细说明，只要部脱离本发明的创新事项以及效果，可以由种种变形，这对于从业者来说是容易理解的。从而，这样的变形例也全部包含进本发明的范畴之内。例如，在详细说明书或图片中，至少一次，与更广义术语或同义相异术语(低电位侧电源、高电位侧电源、检测电压、电子设备等)同时使用的术语(GND、 VDD、峰值电压、手机/充电器等)，在明细书或图片中的任一处，都可以用其同意相异术语互换使用。此外，本实施例以及变形例的所有组合也包括在本发明的范畴之内。此外，送电控制装置、送电装置、受电控制装置、受电装置的构成、动作，和脉冲宽度检测方法、振幅检测方法，不限于本实施例所做的说明，可以有各种的变形实现。 

附图标记说明 

L1一次线圈、L22一次线圈、10送电装置、12送电部、14电压检测电路、16显示部、20送电控制装置、22控制电路(送电侧)、24振荡电路、25驱动时钟生成电路、26驱动器控制电路、28振幅检测电路、29A/D变换电路、30锁存电路、32波形整形电路、33脉冲宽度检测电路、34锁存电路(Latch Circuit)、40受电装置、42受电部、43整流电路、46负载调制部、48供电控制部、50受电控制装置、52控制电路(受电侧)、54输出保证电路、56位置检测电路、58振荡电路、60频率检测电路、62充满电检测电路、90负载、92充电控制装置、94电池、100阈值表、102计数器、110采样保持电路、112逐次比较寄存器、114D/A变换电路、120使能信号生成电路、122计数器、124计数值保持电路、126输出电路、130比较电路。 

Claims (5)

1.一种送电控制装置，设置在无触点电力传输系统中的送电装置中，所述无触点电力传输系统使一次线圈和二次线圈电磁耦合，从所述送电装置向受电装置传输电力，并向所述受电装置的负载供给电力，所述送电控制装置的特征在于，包括：

脉冲宽度检测电路，用于检测出所述一次线圈的感应电压信号的脉冲宽度信息；

振幅检测电路，用于检测出所述一次线圈的感应电压信号的振幅信息；以及

控制电路，用于控制所述送电装置，

所述控制电路根据由所述脉冲宽度检测电路检测出的所述脉冲宽度信息，进行所述受电装置通过负载调制而发送的数据的检测，根据由所述振幅检测电路检测出的所述振幅信息进行装卸检测，

所述脉冲宽度检测电路通过计量脉冲宽度期间检测出脉冲宽度信息，所述脉冲宽度期间是从驱动时钟由非激活的电压电平变化到激活的电压电平的第一点开始到波形整形信号由激活的电压电平变化到非激活的电压电平的第二点为止的期间。

2.根据权利要求1所述的送电控制装置，其特征在于，还包括：

驱动时钟生成电路，生成用于规定所述一次线圈的驱动频率的驱动时钟；

驱动器控制电路，基于所述驱动时钟生成驱动器控制信号，并输出给驱动所述一次线圈的送电驱动器；以及

波形整形电路，对所述一次线圈的感应电压信号进行波形整形，并输出波形整形信号，

所述脉冲宽度检测电路接受所述波形整形信号和所述驱动时钟，检测出所述波形整形信号的脉冲宽度信息。

3.一种送电装置，其特征在于，包括：

根据权利要求1或2所述的送电控制装置；以及

送电部，生成交流电压，并供给给所述一次线圈。

4.一种电子设备，其特征在于：包括根据权利要求3所述的送电装置。

5.一种无触点电力传输系统，包括送电装置和受电装置，通过使一次线圈和二次线圈电磁耦合，从所述送电装置向所述受电装置传输电力，并向所述受电装置的负载供给电力，其特征在于：

所述受电装置包括：

受电部，将所述二次线圈的感应电压变换成直流电压；以及

负载调制部，在要从所述受电装置向所述送电装置发送数据时，根据发送数据，使负载可变地变化，

所述送电装置包括：

脉冲宽度检测电路，用于检测出所述一次线圈的感应电压信号的脉冲宽度信息；

振幅检测电路，用于检测出所述一次线圈的感应电压信号的振幅信息；以及

控制电路，用于控制所述送电装置，

所述控制电路根据由所述脉冲宽度检测电路检测出的所述脉冲宽度信息，进行所述受电装置通过负载调制而发送的数据的检测，根据由所述振幅检测电路检测出的所述振幅信息进行装卸检测，

所述脉冲宽度检测电路通过计量脉冲宽度期间检测出脉冲宽度信息，所述脉冲宽度期间是从驱动时钟由非激活的电压电平变化到激活的电压电平的第一点开始到波形整形信号由激活的电压电平变化到非激活的电压电平的第二点为止的期间。