CN101331679A - 混频器电路和方法 - Google Patents

混频器电路和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN101331679A
CN101331679A CNA2006800473668A CN200680047366A CN101331679A CN 101331679 A CN101331679 A CN 101331679A CN A2006800473668 A CNA2006800473668 A CN A2006800473668A CN 200680047366 A CN200680047366 A CN 200680047366A CN 101331679 A CN101331679 A CN 101331679A
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
mixer
coupling
low noise
quadrature
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA2006800473668A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101331679B (zh
Inventor
斯文·马蒂森
托马斯·马特森
马格努斯·尼尔森
安德里亚·尼达尔
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Original Assignee
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB filed Critical Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Publication of CN101331679A publication Critical patent/CN101331679A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101331679B publication Critical patent/CN101331679B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1441—Balanced arrangements with transistors using field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
    • H03D2200/0023—Balun circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/0084—Lowering the supply voltage and saving power
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
    • H03H19/008—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters with variable switch closing time

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)

Abstract

一种向混频器电路提供输入信号的方法包括经由包括电感或电容耦合电路的AC耦合电路，将来自低噪声放大器电路的输出信号耦合到混频器电路的混频器输入。对于电容耦合配置来讲，将耦合电容器配置为具有按照混频器电路的跨导灵敏度的函数而确定的电容值。对于低噪声放大器电路的平衡输出配置来讲，使用匹配的耦合电容器将平衡输出信号耦合到混频器电路的各输入。在一个实施方式中，混频器电路包括可以处于平衡或双平衡配置的正交混频器电路。在另一个实施方式中，混频器电路包括四相混频器电路，其可以被配置为经由耦合电路的电感或电容实施方式耦合到低噪声放大器电路的平衡四相混频器电路。

Description

混频器电路和方法
技术领域
本发明总体上涉及通信接收器，具体地涉及一种用在通信接收器中的混频器电路。
背景技术
通信接收器电路运行在富有挑战性的执行环境中。例如，在例如根据宽带CDMA(WCDMA)标准而配置的频分复用(FDMA)系统中，接收器与本地发送器同时运行并且必须表现出良好的发送频率抑制。由于造成了数字方面的自干扰问题，所以假定接收/发送双工器衰减为50dB，那么+25dBm下的WCDMA发送器导致-25dBm干扰信号进入WCDMA接收器。如果接收器性能标准要求不大于-108dBm的静电干扰，则要想使整流发送频谱低于-108dBm极限，接收器的二阶截点(IP2)必须≥+49dBm。
在接收器的低噪声放大器与混频器电路之间放置抑制滤波器代表了一种抑制干扰(包括来自本地发送器的“漏”干扰)的方法。然而，发送和接收频率的接近，有时称为“双工距离”，需要这些抑制滤波器上相对严格的滤波器性能特征。实际上，所需的滤波器锐度造成了表面声波(SAW)滤波器，或者其他高性能滤波器电路的使用，这阻碍了与芯片上收发器电路的便捷集成。
发明内容
在一个实施方式中，接收器电路包括低噪声放大器电路、正交混频器电路和电容耦合电路，电容耦合电路包括用于将低噪声放大器电路的输出信号耦合到正交混频器电路的正交输入的匹配电容耦合电路。低噪声放大器电路可以包括提供单个或平衡输出信号的单端放大器。在任一情况下，电容耦合电路都设置有一个或更多个耦合电容器，用于将低噪声放大器电路的(多个)输出信号耦合到混频器输入。对于平衡低噪声放大器输出配置，电容耦合包括分离的耦合路径，每条路径都具有匹配的耦合电容器。
在另一个实施方式中，接收器电路包括低噪声放大器电路，四相混频器电路，以及用于将低噪声放大器电路的输出信号耦合到四相混频器电路的混频器输入的电容耦合电路。低噪声放大器电路可以是提供单个输出信号的单端低噪声放大器电路，其中电容耦合电路将单个输出信号耦合到四相混频器电路的单端混频器输入。在另一个实施方式中，四相混频器电路包括双平衡四相混频器电路，低噪声放大器电路包括平衡输出。在这样的配置中，电容耦合电路包括匹配的耦合电容器，这些电容器用于将来自低噪声放大器电路的平衡输出信号电容耦合到双平衡四相混频器电路的各个平衡混频器输入。双平衡四相混频器电路的平衡混频器输入可以包括单端端接电路。
在正交和四相混频器实施方式中，可以考虑混频器的跨导灵敏度来配置电容耦合电路。例如，可以将用来耦合低噪声放大器电路的输出信号的耦合电容器的大小定制为混频器电路的跨导灵敏度的函数。在一个实施方式中，将耦合电容器的大小定制为ωC＞gm，其中ω是感兴趣的频率，C是耦合电容器的电容值，而gm是混频器电路的跨导值。如果低噪声放大器电路提供了平衡输出，则可以在每条平衡信号路径中使用适当定制大小的、匹配的耦合电容器。
在另一个实施方式中，接收器电路包括低噪声放大器电路、正交混频器电路和电感耦合电路。电感耦合电路包括被配置为将低噪声放大器电路的输出信号耦合到正交混频器电路的正交输入的一个或更多个变压器耦合电感器。
在一个或更多个这样的实施方式中，低噪声放大器电路包括提供单个输出信号的单端低噪声放大器电路，其中电感耦合电路的一个或更多个变压器耦合电感器包括用于向正交混频器电路提供平衡RF输入信号的变压器耦合电感器。在至少一个实施方式中，混频器电路包括针对四相本地振荡器驱动信号配置的正交混频器电路，而电感耦合电路的一个或更多个变压器耦合电感器将单个输出信号分离为一对平衡RF输入信号。在这样的实施方式中，电感耦合电路可以包括一对匹配的变压器耦合电感，它们被耦合到缠绕在低噪声放大器电路中的电感器。
因此，这里预期的耦合到混频器电路中包括电感和电容耦合实施方式，并且包括来自低噪声放大器的单端实施方式的分离和非分离RF输出信号。此外，这里教导的放大器/混频器实施方式提供了许多性能优点。这样的优点包括但不限于：与使用附加增益级相比RF路径简化、功耗减少，以及通过使用正确定制大小的放大器-混频器耦合电容器获得了良好的低频噪声抑制和参数可控性。
当然，本发明并不限于以上特征和优点。实际上，在阅读以下详细描述以及查看附图的情况下，本领域技术人员会认识到其他特征和优点。
附图说明
图1是接收器电路的一个实施方式的框图。
图2是用于无线通信接收器中的放大器、混频器和耦合电路的一个实施方式的框图。
图3是用于无线通信接收器中的放大器、混频器和耦合电路的另一个实施方式的框图。
图4是用于无线通信接收器中的放大器、混频器和耦合电路的另一个实施方式的框图。
图5是用于无线通信接收器中的放大器、混频器和耦合电路的另一个实施方式的框图。
图6是用于无线通信接收器中的放大器、混频器和耦合电路的另一个实施方式的框图。
图7是用于无线通信接收器中的放大器、混频器和耦合电路的另一个实施方式的框图。
图8是用于无线通信接收器中的放大器、混频器和耦合电路的另一个实施方式的框图。
图9是用于无线通信接收器中的放大器、混频器和耦合电路的另一个实施方式的框图。
图10是用于无线通信接收器中的放大器、混频器和耦合电路的另一个实施方式的框图。
图11是包括这里教导的放大器、混频器和耦合电路的实施方式的无线通信设备的一个实施方式的框图。
具体实施方式
图1部分示出了例如用于蜂窝无线电电话或其他无线通信装置中的无线通信接收器，其中接收器电路10包括低噪声放大器电路12、混频器电路14和这里实施为电容耦合电路的耦合电路16。图1还示出了本地振荡器电路18，本地振荡器电路18向混频器电路14提供本地振荡器(LO)信号，以将低噪声放大器电路12的输出信号从接收到的RF频率下变频为中间频率(IF)信号，该中间频率信号可以通过滤波器电路20-1和20-2进行滤波。虽然与图示的正交(I和Q)配置的混频器电路14相对应地将这些滤波器电路描绘为输出经滤波的IFI和IFQ信号，但是混频器电路14不限于正交配置，也不限于IF变频。
在运行中，低噪声放大器电路12响应于RF输入信号(例如经滤波的、天线接收的无线电通信信号)而生成其输出信号。接下来，耦合电路16将该输出信号AC耦合到混频器电路14的(多个)对应输入。为了理解这种配置的至少一些优点，图2例示了接收器电路10的正交混频器实施方式。
在图2中，低噪声放大器电路12包括输入晶体管M1、负载电阻器R1和源级退化电感器L1。电阻器R1将输入晶体管的漏极耦合到第一供电轨(例如，VDD连接)，并充当从中获取放大器的输出信号的输出负载，而退化电感器L1提供了与驱动RF IN信号进入低噪声放大器电路12的源级(未示出)相匹配的阻抗。
例示的耦合电路16的实施方式包括并行耦合路径，每条路径都包括两个匹配的耦合电容器C1-1和C1-2中的一个。通过这种配置，耦合电路16将来自低噪声放大器电路12的单端输出信号分离为施加到第一正交混频器输入30的第一信号，和施加到第二正交混频器输入32的第二信号。注意，混频器电路14提供单端端接电路34和36，将混频器输入30和32耦合到第二供电轨(例如，电阻器R2和R3将输入30和32耦合到VSS或地连接)。
例示的混频器电路14还包括混频器核心电路，该混频器核心电路包括晶体管对M2/M3和M4/M5。电阻器R4和R5将M2/M3晶体管对耦合到VDD供电轨，而电阻器R6和R7类似地将M4/M5晶体管对耦合到VDD供电轨。电容器C2-C5中的相应一个与电阻器R4-R7中的相应一个并联连接。通过该电路配置，输出40和42提供了正交混频器输出信号IFI和IFQ，IFI和IFQ是从施加在输入30和32上的RF信号以及分别施加在耦合到M2/M3和M4/M5晶体管对的栅极连接的输入44和46的本地振荡器信号LO1和LOQ得出的。
通过非限定性示例，C1-1和C1-2可以具有0.5到10pF的电容，电阻器R1的电阻可以为100到1000Ohm，电阻器R2和R3的电阻可以为100到1000Ohm，混频器电路14的跨导gm可以为50到200mS。当然，根据设计要求，图2中例示的这些和其他组件的绝对值和相对值可以根据需要或希望而变化。
图3例示了平衡正交混频器实施方式，该实施方式与图2的正交混频器实施方式类似。然而，这里，低噪声放大器电路12包括输入晶体管M6、源级退化电感器L2和提供了平衡RF输出信号的负载电感器L3，该平衡RF输出信号通过耦合电路16的匹配的耦合电容器C6-1和C6-2耦合到分别经由电阻器R8和R9端接的混频器电路14的RF输入50和52中的相应一个。作为非限定性示例，平衡-不平衡(balun)电感器L3的电感可以为1到20nH。也要注意，这里预期使用变压器或差分放大器以从低噪声放大器电路12获得平衡输出。例如，在一些实施方式中，使用适于芯片上集成的变压器电路是有利的。
继续来描述电路元件，混频器核心电路包括晶体管对M7/M8和M9/M10，且M7/M8晶体管对通过由R10/C7和R11/C8形成的并联电阻器/电容器连接而耦合到VDD供电轨。在这种配置的混频器电路14中，M9/M10晶体管对与M7/M8晶体管对共享R10/C7和R11/C8连接，而输出54提供IF输出信号，该IF输出信号是从施加在RF输入50和52上的平衡RF信号和施加在LO输入56上的本地振荡器信号得出的。
图4给出了另一个平衡正交示例，其例示了双平衡正交混频器实施方式。这里，低噪声放大器电路12包括输入晶体管M11、源级退化电感器L4和提供了平衡RF输出信号的负载电感器L5。然而，与图3的平衡正交实施方式不同，耦合电路16包括匹配的耦合电容器C9-1到C9-4。电容器C9-1和C9-2将来自低噪声放大器电路12的平衡RF输出信号中的一个分离为由17-1表示的分离并行路径，而电容器C9-3和C9-4将来自低噪声放大器电路12的另一个平衡输出信号分离为由17-2表示的分离并行路径。更具体来讲，电容器C9-1将分离并行路径17-1中的一个分支耦合到混频器电路14的RF输入62，而C9-2将分离并行路径17-1中的另一个分支耦合到混频器电路14的RF输入66。类似地，电容器C9-3将分离并行路径17-2中的一个分支耦合到混频器电路14的RF输入60，而C9-4将分离并行路径17-2中的另一个分支耦合到混频器电路14的RF输入64。因此，混频器电路14的RF输入60、62、64和66接收这些分离路径、AC耦合信号中的相应一个，而混频器电路14经由电阻器R12～R15为每个这种RF输入提供单端端接电路。
混频器核心电路14包括晶体管对M12/M13、M14/M15、M16/M17和M18/M19。M12/M13和M14/M15晶体管对通过由R16/C10和R17/C11形成的并联电阻器/电容器连接而耦合到VDD供电轨，类似地，M16/M17和M18/M19晶体管对通过由R18/C12和R19/C13形成的并联电阻器/电容器连接而耦合到VDD供电轨。通过这种配置，输出70提供第一正交IF信号，而输出72提供第二正交IF信号，其中混频器电路14响应于施加在其RF输入60、62、64和66上的平衡RF信号，并响应于本地振荡器输入74和76，来生成IF信号。
根据以上正交混频实施方式，图5例示了接收器电路10的一个实施方式，其中混频器电路14包括四相混频器。更详细来讲，低噪声放大器电路12包括输入晶体管M20、源级退化电感器L6和负载电阻R20，该负载电阻R20经由耦合电路16中所包括的耦合电容器C14向混频器电路14提供单端RF输出信号。
耦合电容器C14将放大器的RF输出信号耦合到混频器电路14的RF输入80，RF输入80通过由电阻器R21形成的单端端接电路而耦合到地或参考供电轨(VSS)。在其四相配置中，混频器核心电路包括晶体管M21、M22、M23和M24，通过分别施加在LO输入82、84、86和88上的四相时钟信号协调地驱动这些晶体管。晶体管M21通过由R22/C15形成的并联电阻器/电容器连接而耦合到VDD供电轨。电阻器/电容器对R23/C16、R24/C17和R25/C18为剩余的核心晶体管提供了类似连接。通过这种配置，IF输出90、92、94和96提供了从施加在RF输入80上的RF信号和施加在LO输入82、84、86和88上的四相LO信号得到的四相IF输出信号。
继续另一个四相实施方式，图6例示了接收器电路10的双平衡四相配置。这里，低噪声放大器电路12包括输入晶体管M25、源级退化电感器L7和向耦合电路16提供平衡单端RF输出信号的负载电感器L8。耦合电路16包括匹配的耦合电容器C19-1和C19-2，它们将各自的平衡RF输出信号耦合到混频器电路14的RF输入100和102。RF输入100和102通过由电阻器R26和R27形成的单端端接电路分别耦合到地或参考供电轨(VSS)。RF输入100和102还分别将平衡RF输出信号耦合到混频器核心晶体管的源节点，该源节点包括第一组四相晶体管M26、M27、M28和M29，以及第二组四相晶体管M30、M31、M32和M33。这两组四相晶体管通过由R28/C20、R29/C21、R30/C22和R31/C23形成的并联电阻器/电容器连接而分享到VDD供电轨的连接。IF输出104和106提供混频器的IF输出信号，该IF输出信号是混频器电路14响应于施加在其RF输入100和102上的平衡RF信号，以及施加在其两组四相LO输入108、110、112和114，以及116、118、120和122的四相时钟信号而生成的。
接收器电路10的以上这些实施方式就特定电路实施而言是不同的，例如平衡对双平衡，或者正交对四相，然而，所有这些实施方式都提供了某些运行优点，例如简化的RF路径、较低的运行功率要求以及良好的噪声性能的组合。例如，对于图2而言，在IF输出40和42处提供的IFI与IFQ信号之间的“增益不平衡”取决于许多变量，包括施加在LO输入44和46上的LO信号电平的非故意差异，以及IF侧负载(例如混频器后滤波和放大电路)阻抗的差异。然而，M2/M3晶体管对和M4/M5晶体管对的跨导灵敏度gm的不匹配表明了特定影响正交不平衡因子。根据这里教导的方法，耦合电路16的配置至少部分地解决了混频器核心中的跨导不平衡。在一个实施方式中，针对电压降kT/q(室温下≈25mV)来定制每个匹配的电容耦合电容器C1-1和C1-2的大小。穿过耦合电容器C1-1和C1-2形成的电压降减小了混频器14对于混频器核心中的正交晶体管对M2/M3和M4/M5的跨导增益gm的不平衡的灵敏度。更具体来讲，匹配的耦合电容器C1-1和C1-2之间产生的电压降使增益灵敏度减小了以下因子
jωC jωC + g m 公式(1)
其中C是电容值，而ω表示低噪声放大器电路12所提供的RF输出信号的感兴趣频率。
因此，这里教导的增益灵敏度补偿方法将耦合电路16中使用的匹配的耦合电容器的值设为ωC＞gm。通过这种关系，每个耦合电容器C1-1和C1-2的电容值都主导了跨导灵敏度，意味着C1-1和C1-2的接近匹配控制了不平衡。注意，以上增益灵敏度补偿和电容器大小定制关系也适用于四相混频器电路实施方式，例如，如图6所示。
控制所选设计和制造参数确保了良好的电容器匹配。例如，如果用集成接收器电路，例如专用集成电路(ASIC)，来实现接收器电路10，则将电容C1-1和C1-2协同定位在晶粒(die)上最小化了处理差异，并且提供了电容器之间良好的热匹配。当然，将电容器C1-1和C1-2实现在同一金属化和绝缘层上，使用相同布局和排列会进一步提供良好的电容器-电容器匹配。例如，这些匹配和大小定制考虑适用于耦合电路16的各种分离路径实施方式中所表示的匹配电容器。
以上电容器定制和匹配考虑适用于这里表示的耦合电路16的各种分离路径实施方式，例如，电容器C1-1/C1-2、C6-1/C6-2和C9-1/C9-2/C9-3/C9-4。其他设计和实施配置进一步获得电路改善。例如，图5和6中例示的在接收器电路实施方式中使用四相混频就提供了接收器电路10的运行改善。
对四相混频改善的理解开始于对切换混频器，即，其中LO信号切换核心晶体管开和关的混频器电路的理想行为的理解。理想切换混频器是线性时变装置，用于通过将(RF)输入信号乘以时域方波来生成混频器输出信号。在图5的环境下，从输出90、92、94和96取得的IF输出信号表示施加在RF输入80上的RF输入信号与施加在LO输入82、84、86和88上的时域方波的乘积。所施加的LO信号驱动混频器核心晶体管M21、M22、M23和M24的栅极，从而影响输出(IF)信号生成。
可以通过将LO波形的傅立叶系数乘以导致和与差项的每个乘积，来估计混频器增益。在双相混频器中，两个LO信号波形是占空比为50％的方波，这意味着可以将LO信号的傅立叶系数F表示为
F n = 2 A t 0 T · sin ( nπt 0 T ) nπt 0 T 公式(2)
其中A＝LO方波的振幅，T＝LO波形周期，t0＝LO波形占空比，n是谐波数。按照常规使用那样，在n＝1的情况下，公式(2)对于双相50％占空比LO波形产生了F1＝A·2/π。相反，对于图5和6的四相混频器实施方式中使用的25％占空比LO波形，公式(2)产生了 F 1 = A · 2 / π .
对于25％占空比的情况，我们看出与其他可比的双相混频器核心相比，可以在不增大四相混频器核心的总电流损耗的情况下使LO信号波形振幅A加倍。使振幅加倍提供了
Figure A20068004736600143
(3dB)的信号增益。另选的是，我们可以使A增大
Figure A20068004736600144
来保持与双相实施方式相同的增益，但是底噪减小了3dB(底噪与混频器核心中的总电流成比例)。对于与其他可比双相混频器电路相同的底噪和电流损耗，四相混频器的增益高了3dB，这样就提供了改善的噪声性能，而无需在混频器核心中使用高增益前端放大器，或者附加增益级。而且，图5和6的低噪声放大器电路12与混频器电路14之间的AC耦合提供了对二阶谐波失真分量的良好抑制，否则二阶谐波失真分量就会从低噪声放大器电路12流入混频器电路14。
这里教导的其他实施方式也提供了良好的对本地振荡器和偏置噪声的不灵敏性，以及良好的电压余量(headroom)。图7例示了包括低噪声放大器电路12的实施方式的接收器电路。来自低噪声放大器电路12的单端(RF)输出信号被表示为，经由耦合电路16而耦合到混频器电路14的实施方式。这里，耦合电路16被配置为包括一个或更多个变压器耦合电感器的电感耦合电路。即，耦合电路16的该实施方式中的一个或更多个变压器耦合电感器包括用于向混频器电路14提供平衡RF输入信号的变压器耦合电感器。更具体来讲，图7例示了具有变压器平衡-不平衡的双平衡AC耦合混频器实施方式。低噪声放大器电路12包括输入晶体管M34、源级退化电感器L9，以及变压器耦合到耦合电路16中的电感器L11的负载电感器L10。这里，耦合电路16包括电感耦合电路，其中电感器L10和L11形成了变压器，该变压器将低噪声放大器电路12的输出耦合到混频器电路14。在这种配置中，电感器线圈L11的每一端都提供了用于输入给混频器电路14的平衡信号，而电阻器R32将电感器L11的中心抽头耦合到参考地(VSS)。
施加在混频器电路14的输入124上的LO信号驱动混频器核心晶体管M35、M36、M37和M38的栅极。因此，通过并联RC电路R33/C24和R34/C25而耦合到正供电轨VDD的IF输出126提供了中间频率信号，该中间频率信号表示施加在RF输入128和130上的RF输入信号与施加在LO输入124上的时域方波的乘积。图8例示了作为具有变压器平衡-不平衡的双平衡AC耦合“堆叠”正交混频器的另一个实施方式。与四相LO配置提供的优点相结合，该实施方式提供了良好的对于本地振荡器和偏置噪声的不灵敏性。更具体来讲，例示的实施方式被配置为针对使用频率为f0的正交LO信号和频率为2f0的单个LO信号(它们都是以50％的占空比生成的)的四相LO生成。除此以外，例示的混频器配置通过消除从低噪声放大器12分离出的信号而产生了更好的增益(或更低的噪声)。在例示的实施方式中，低噪声放大器电路12包括输入晶体管M39、源级退化电感器L12，以及变压器耦合到耦合电路16中的电感器L14的负载电感器L13，这里耦合电路16包括电感耦合电路。即，电感器L13和L14形成了将低噪声放大器电路12的输出作为RF输入信号耦合到混频器电路14的变压器。在这种配置中，电感器线圈L14的每一端都提供了用于输入到混频器电路14的平衡信号，而电阻器R35将电感器L14的中心抽头耦合到参考地(VSS)。
施加在堆叠核心配置中的第一混频器核心14-1的输入132上的2f0LO2信号驱动混频器核心晶体管M40、M41、M42和M43的栅极。类似地，施加在第二混频器核心14-2中的正交LO输入134和136的f0 LO信号(分别为LOI和LOQ)驱动混频器核心晶体管M44、M45、M46、M47、M48、M49、M50和M51的栅极。正交IF输出138和140(分别为IFI和IFQ)通过并联RC电路(对于IFI输出，为R36/C26、R37/C27；对于IFQ输出，为R38/C28和R39/C29)耦合到正供电轨(VDD)，并且提供中间频率信号，该中间频率信号表示施加在RF输入142和144上的RF输入信号与施加在LO输入132、134和136上的时域方波的乘积。
图9例示了被配置为具有变压器平衡-不平衡的双平衡AC耦合正交混频器的另一个混频器电路实施方式。该实施方式与图8中所示的实施方式类似，只是没有堆叠混频器核心配置，并且提供了类似的运行优点。
在图9中，低噪声放大器电路12包括输入晶体管M52、源级退化电感器L15，以及变压器耦合到耦合电路16中的电感器L17的负载电感器L16。即，耦合电路16包括电感耦合电路，该电感耦合电路包括变压器耦合到L16并且将低噪声放大器电路12的输出作为RF输入信号耦合到混频器电路14的电感器L17，混频器电路14包括正交混频器核心14-3和14-4。在这种配置中，电感器线圈L17的每一端都提供了用于输入到混频器电路14的平衡信号，而电阻器R40将电感器L17的中心抽头耦合到参考地(VSS)。
施加在同相(I)LO输入146、148、150、152上的同相LO信号(LO1～LO4)以及施加在正交(Q)LO输入154、156、158和160上的正交LO信号(LO1～LO4)驱动在正交核心14-3和14-4之间分离的混频器核心晶体管M53、M54、M55、M56、M57、M58、M59和M60的栅极。正交IF输出162和164(分别为IFI和IFQ)通过并联RC电路(对于IFI输出，为R41/C30、R42/C31；对于IFQ输出，为R43/C32和R44/C33)耦合到正供电轨(VDD)，并且提供中间频率信号，该中间频率信号表示施加在RF输入166和168上的RF输入信号与施加在LO输入上的时域方波的乘积。
图10例示了另一个混频器电路实施方式，其被配置为具有变压器平衡-不平衡和信号分离器的双平衡AC耦合正交混频器。这种配置提供了与图8和9中例示的实施方式类似的运行优点，包括良好的对于本地振荡器和偏置噪声的不灵敏性以及良好的电压余量。
在图10中，低噪声放大器电路12包括输入晶体管M61、源级退化电感器L18，以及变压器耦合到耦合电路16中的电感器L20和L21的负载电感器L19。即，电感器L19、L20和L21形成了变压器，该变压器将低噪声放大器电路12的输出作为分离RF输入信号耦合到混频器电路14。在这种配置中，电感器线圈L20的每一端都提供了用于输入到混频器电路14的平衡信号，而电阻器R45将电感器L20的中心抽头耦合到参考地(VSS)。类似地，电感器线圈L21的每一端都提供了用于输入到混频器电路14的平衡信号，而电阻器R46将电感器L21的中心抽头耦合到参考地(VSS)。
施加在同相(I)LO输入170和正交(Q)LO输入172上的LO信号驱动混频器核心晶体管M62、M63、M64、M65、M66、M67、M68和M69的栅极。正交IF输出174和176(分别为IFI和IFQ)通过并联RC电路(对于IFI输出，为R45/C34、R46/C35；对于IFQ输出，为R47/C36和R48/C37)耦合到正供电轨(VDD)。这些IF输出提供了中间频率信号，该中间频率信号表示施加在RF输入178、180、182和184上的RF输入信号与施加在LO输入170和172上的时域方波的乘积。
本领域技术人员容易想到这里教导的接收器电路的广泛应用。作为非限定性示例，图11例示了并入有例如图1中介绍的接收器电路10的无线通信设备200，其中接收器电路10包括这里教导的低噪声放大器、混频器以及耦合电路12、14和16的实施方式。在至少一个实施方式中，无线通信设备200包括蜂窝无线电电话或其他移动无线通信装置，被配置为独立装置，或嵌入另一个装置或系统中，例如用于膝上计算机中的通信卡。
在任何情况下，例示的无线通信设备200的实施方式都包括天线202、开关/双工器204、接收器206(包括接收器电路10)、发送器208、基带处理器210、系统控制器212和用户界面214(如果根据无线通信设备200的预期用途而需要或希望的话)。在运行中，接收器206向接收器电路10提供RF输入信号，接收器电路10是根据这里例示的实施方式的任何一个或其变型而配置的。
当然，本发明并不限于前述讨论，也不由附图限制。实际上，本发明只由以下权利要求及其等价形式来限定。

Claims (28)

1、一种接收器电路，该接收器电路包括：
低噪声放大器电路；
正交混频器电路；和
电容耦合电路，其包括多个匹配电容耦合电路，以将该低噪声放大器电路的输出信号耦合到该正交混频器电路的多个正交输入。
2、根据权利要求1所述的接收器电路，其中该低噪声放大器电路包括提供单个输出信号的单端低噪声放大器，并且该电容耦合电路将单端输出信号分离为该正交混频器电路的这些正交输入。
3、根据权利要求1所述的接收器电路，其中这些匹配耦合电路均包括相对于该接收器电路的跨导灵敏度而定制大小的耦合电容器。
4、根据权利要求3所述的接收器电路，其中每个匹配的耦合电路中的耦合电容器的大小都被定制成ωC＞gm，其中ω是感兴趣的频率，C是耦合电容器的电容值，而gm是该正交混频器电路的跨导值。
5、根据权利要求1所述的接收器电路，其中该低噪声放大器电路包括平衡输出，其中该电容耦合电路将来自该低噪声放大器电路的平衡输出信号电容耦合到该正交混频器电路的多个正交输入。
6、根据权利要求5所述的接收器电路，其中该电容耦合电路包括多个匹配耦合电容器，这多个匹配耦合电容器用于将所述平衡输出信号电容耦合到该正交混频器电路的这些正交输入。
7、根据权利要求1所述的接收器电路，其中该正交混频器电路包括双平衡正交混频器电路，并且该低噪声放大器电路包括平衡输出，该平衡输出分别向该正交混频器电路的第一平衡正交输入和第二平衡正交输入提供第一输出信号和第二输出信号。
8、根据权利要求7所述的接收器电路，其中该正交混频器电路包括针对第一平衡正交输入和第二平衡正交输入中的每一个的电容耦合电路，并且每个电容耦合电路都包括多个匹配耦合电容器。
9、根据权利要求8所述的接收器电路，其中第一平衡正交输入和第二平衡正交输入都包括单端端接电路。
10、一种包括权利要求1的接收器电路的无线通信设备。
11、一种接收器电路，该接收器电路包括：
低噪声放大器电路；
四相混频器电路；和
电容耦合电路，用于将该低噪声放大器电路的输出信号耦合到该四相混频器电路的混频器输入。
12、根据权利要求11所述的接收器电路，其中该低噪声放大器电路包括提供单个输出信号的单端低噪声放大器电路，并且该电容耦合电路将该单个输出信号耦合到该四相混频器电路的单端混频器输入。
13、根据权利要求11所述的接收器电路，其中该电容耦合电路包括相对于该四相混频器电路的跨导灵敏度而定制大小的耦合电容器。
14、根据权利要求13所述的接收器电路，其中该耦合电容器的大小被定制成ωC＞gm，其中ω是感兴趣的频率，C是该耦合电容器的电容值，而gm是该四相混频器电路的跨导值。
15、根据权利要求11所述的接收器电路，其中该四相混频器电路包括双平衡四相混频器电路，该低噪声放大器电路包括平衡输出，而该电容耦合电路包括多个匹配耦合电容器，这多个匹配耦合电容器将来自该低噪声放大器电路的平衡输出信号电容耦合到该双平衡四相混频器电路的各平衡混频器输入。
16、根据权利要求15所述的接收器电路，其中该双平衡四相混频器电路的平衡混频器输入包括单端端接电路。
17、一种包括权利要求11的接收器电路的无线通信设备。
18、一种向混频器电路提供输入信号的方法，该方法包括以下步骤：
经由耦合电容器将来自低噪声放大器电路的输出信号耦合到该混频器电路的混频器输入；以及
将该耦合电容器配置为具有按照该混频器电路的跨导灵敏度的函数而确定的电容值。
19、根据权利要求18所述的方法，其中该低噪声放大器电路提供多个平衡输出信号，并且经由耦合电容器将来自低噪声放大器电路的输出信号耦合到该混频器电路的混频器输入的步骤包括以下步骤：经由多个匹配耦合电容器将这些平衡输出信号耦合到各混频器输入。
20、一种接收器电路，该接收器电路包括：
低噪声放大器电路；
正交混频器电路；和
电感耦合电路，其包括被配置为将该低噪声放大器电路的输出信号耦合到该正交混频器电路的多个正交输入的一个或更多个变压器耦合电感器。
21、根据权利要求20所述的接收器电路，其中该低噪声放大器电路包括提供单个输出信号的单端低噪声放大器电路，并且该电感耦合电路的所述一个或更多个变压器耦合电感器包括用于向该正交混频器电路提供平衡RF输入信号的变压器耦合电感器。
22、根据权利要求21所述的接收器电路，其中该正交混频器电路包括针对四相本地振荡器驱动信号而配置的正交混频器电路。
23、根据权利要求20所述的接收器电路，其中该低噪声放大器电路包括提供单个输出信号的单端低噪声放大器电路，并且该电感耦合电路的所述一个或更多个变压器耦合电感器将该单个输出信号分离为一对平衡RF输入信号，并包括一对匹配的变压器耦合电感器。
24、一种包括权利要求20的接收器电路的无线通信设备。
25、一种向混频器电路提供混频器输入信号的方法，该方法包括以下步骤：
从被配置为接收相应放大器输入信号的低噪声放大器电路获得放大器输出信号；以及
经由一个或更多个变压器耦合电感器将来自该低噪声放大器电路的该放大器输出信号电感耦合到正交混频器电路的多个正交输入。
26、根据权利要求25所述的方法，其中该低噪声放大器电路被配置为将该放大器输出信号作为单端放大器输出信号来提供，并且经由一个或更多个变压器耦合电感器将来自该低噪声放大器电路的该放大器输出信号电感耦合到正交混频器电路的多个正交输入的步骤包括以下步骤：将所述一个或更多个变压器耦合电感器配置为，将单端放大器输出信号转换为平衡混频器输入信号，以施加给该混频器电路的这些正交输入。
27、根据权利要求26所述的方法，该方法还包括以下步骤：将该正交混频器电路配置为利用四相本地振荡器驱动信号而运行。
28、根据权利要求25所述的方法，其中该低噪声放大器电路包括提供单个放大器输出信号的单端低噪声放大器电路，并且经由一个或更多个变压器耦合电感器将来自该低噪声放大器电路的该放大器输出信号电感耦合到正交混频器电路的多个正交输入的步骤包括以下步骤：将所述一个或更多个变压器耦合电感器配置为用于将该单放大器输出信号分离为一对平衡正交混频器输入信号的一对匹配的变压器耦合电感器。
CN2006800473668A 2005-12-15 2006-11-16 接收器电路和无线通信设备 Active CN101331679B (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US75058305P 2005-12-15 2005-12-15
US60/750,583 2005-12-15
US11/551,464 US7890076B2 (en) 2005-12-15 2006-10-20 Mixer circuit and method
US11/551,464 2006-10-20
PCT/EP2006/068546 WO2007068547A1 (en) 2005-12-15 2006-11-16 Mixer circuit and method

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101331679A true CN101331679A (zh) 2008-12-24
CN101331679B CN101331679B (zh) 2012-09-19

Family

ID=37667472

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2006800473668A Active CN101331679B (zh) 2005-12-15 2006-11-16 接收器电路和无线通信设备

Country Status (8)

Country Link
US (1) US7890076B2 (zh)
EP (2) EP1961112A1 (zh)
JP (2) JP2009519643A (zh)
KR (1) KR101051544B1 (zh)
CN (1) CN101331679B (zh)
RU (1) RU2437205C2 (zh)
TW (1) TW200731719A (zh)
WO (1) WO2007068547A1 (zh)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102201789A (zh) * 2010-07-14 2011-09-28 锐迪科科技有限公司 Lnb下变频芯片电路及芯片、lnb下变频电路及方法
CN102291088A (zh) * 2011-07-25 2011-12-21 无锡里外半导体科技有限公司 一种接收机混频器
CN102480269A (zh) * 2010-11-30 2012-05-30 Nxp股份有限公司 吉尔伯特型混频器
CN102957446A (zh) * 2011-08-25 2013-03-06 立积电子股份有限公司 射频电路和混频器
WO2014139376A1 (en) * 2013-03-11 2014-09-18 Huawei Technologies Co., Ltd. Radio frequency low noise amplifier load circuit
TWI488428B (zh) * 2010-10-29 2015-06-11 Rda Technologies Ltd Ｌｎｂ降頻晶片電路及晶片、ｌｎｂ降頻電路及方法
CN108566217A (zh) * 2017-12-19 2018-09-21 南京中感微电子有限公司 低功耗射频接收器

Families Citing this family (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2054999B1 (en) * 2006-08-09 2011-06-08 ST-Ericsson SA Signal processor comprising a frequency converter
US8812052B2 (en) 2007-02-27 2014-08-19 Qualcomm Incorporated SPS receiver with adjustable linearity
US8014373B2 (en) * 2007-09-19 2011-09-06 John Mezzalingua Associates, Inc. Filtered antenna assembly
US20090088110A1 (en) * 2007-09-27 2009-04-02 Nanoamp Solutions, Inc. (Cayman) Radio frequency receiver architecture
US8639205B2 (en) * 2008-03-20 2014-01-28 Qualcomm Incorporated Reduced power-consumption receivers
KR20090117537A (ko) * 2008-05-09 2009-11-12 삼성전기주식회사 전류 스티어링 기법을 적용한 고차 하모닉 제거 믹서
US8731506B2 (en) * 2008-07-28 2014-05-20 Marvell World Trade Ltd. Complementary low noise transductor with active single ended to differential signal conversion
US8515362B2 (en) * 2008-10-30 2013-08-20 Qualcomm, Incorporated Mixer architectures
EP2204907A1 (en) * 2008-12-30 2010-07-07 ST Wireless SA Amplifier with on-chip filter
US20100279641A1 (en) * 2008-12-31 2010-11-04 Siu-Chuang Ivan Lu Receiver for wireless communication system
US8929848B2 (en) * 2008-12-31 2015-01-06 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Interference-robust receiver for a wireless communication system
US9231630B2 (en) 2009-05-05 2016-01-05 San Diego, CA Radio device having dynamic intermediate frequency scaling
US8723588B2 (en) * 2009-11-11 2014-05-13 Nec Corporation Mixer circuit and variation suppressing method
EP2613451A1 (en) * 2010-06-03 2013-07-10 Broadcom Corporation Saw-less receiver with RF Frequency translated BPF
US8483628B2 (en) * 2010-06-03 2013-07-09 Broadcom Corporation Multiple-phase frequency translated filter
US8655299B2 (en) 2010-06-03 2014-02-18 Broadcom Corporation Saw-less receiver with RF frequency translated BPF
WO2012044147A1 (en) * 2010-09-30 2012-04-05 Telekom Malaysia Berhad Mixer circuit and quadrature mixer circuit
DE102011004572A1 (de) * 2011-02-23 2012-08-23 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Verfahren und Vorrichtung zur Messung des Phasenrausch-Spektrums eines gepulsten Sinussignals
CN103259553A (zh) 2012-02-17 2013-08-21 Imec公司 一种用于无线电设备的前端系统
RU2504072C1 (ru) * 2012-10-09 2014-01-10 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ФГБОУ ВПО "ЮРГУЭС") Аналоговый смеситель сигналов
US9106202B2 (en) 2013-04-17 2015-08-11 Linear Technology Corporation Poly-phase filter with phase tuning
US8901988B2 (en) * 2013-04-18 2014-12-02 Linear Technology Corporation Balun mixer circuits
CN104113284B (zh) * 2013-04-18 2017-04-26 凌力尔特公司 换衡器混频器电路
US9407379B2 (en) * 2014-10-16 2016-08-02 Qualcomm Incorporated Circuit providing harmonic response rejection for a frequency mixer
KR101703452B1 (ko) * 2015-11-19 2017-02-06 한국교통대학교산학협력단 단일 이중 평형 라디오 주파수 수신회로
US10581415B2 (en) 2017-12-25 2020-03-03 Texas Instruments Incorporated Polyphase phase shifter
US11283426B2 (en) 2017-12-29 2022-03-22 Apple Inc. Electrical device, electrical system with an electrical device and method to provide an electrical device
CN111490801A (zh) * 2019-01-29 2020-08-04 上海川土微电子有限公司 一种镜像抑制比可调节的射频接收机架构
WO2020239233A1 (en) * 2019-05-31 2020-12-03 Stichting Imec Nederland Radio frequency receiver and method for down-converting signals to baseband signal components
US10797647B1 (en) * 2019-08-05 2020-10-06 GM Global Technology Operations LLC Receiver apparatus
US12009845B2 (en) * 2020-07-14 2024-06-11 Intel Corporation Concept for an RF frontend

Family Cites Families (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3854098A (en) * 1972-01-24 1974-12-10 Victor Company Of Japan Multichannel disc demodulation circuit
US4080573A (en) * 1976-07-16 1978-03-21 Motorola, Inc. Balanced mixer using complementary devices
JPS5765904A (en) * 1980-10-13 1982-04-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd Frequency converter
JPH02274106A (ja) * 1989-04-17 1990-11-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd ミキサ回路
US5168242A (en) * 1991-11-20 1992-12-01 Itt Corporation Active-type broadband power divider
JP3332108B2 (ja) * 1993-09-22 2002-10-07 株式会社東芝 周波数変換回路
US6029059A (en) * 1997-06-30 2000-02-22 Lucent Technologies, Inc. Quadrature mixer method and apparatus
US6073002A (en) * 1998-05-04 2000-06-06 Motorola Mixer circuit and communication device using the same
US6529721B1 (en) * 1999-06-04 2003-03-04 Infineon Technologies North America Corp. Low-noise mixer and method
US6542724B1 (en) * 1999-08-02 2003-04-01 Nortel Networks Limited Method and apparatus for performing image signal rejection
US6560451B1 (en) 1999-10-15 2003-05-06 Cirrus Logic, Inc. Square wave analog multiplier
JP2001257538A (ja) * 2000-03-14 2001-09-21 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 直交ミキサ回路及び複素ミキサ回路
US6871057B2 (en) * 2000-03-08 2005-03-22 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Mixer circuit
US6711396B1 (en) * 2000-11-13 2004-03-23 Nortel Networks Limited Method to reduce local oscillator or carrier leakage in frequency converting mixers
KR20030002452A (ko) * 2001-06-29 2003-01-09 엘지전자 주식회사 이동통신 단말기의 3 밴드 수신주파수 회로
JP2003152815A (ja) * 2001-11-14 2003-05-23 Hitachi Ltd 通信用半導体集積回路
US20030114129A1 (en) * 2001-12-17 2003-06-19 Jerng Albert C. System and method for a radio frequency receiver front end utilizing a balun to couple a low-noise amplifier to a mixer
US7035616B2 (en) * 2002-01-04 2006-04-25 International Business Machines Corporation Two-stage variable-gain mixer employing shunt feedback
US6847808B2 (en) 2002-02-28 2005-01-25 G-Plus, Inc. Ultra-high linearity RF passive mixer
US7787838B2 (en) * 2002-04-30 2010-08-31 4472314 Canada Inc. Integrated circuit, and an arrangement and method for interconnecting components of an integrated circuit
US7062247B2 (en) * 2002-05-15 2006-06-13 Nec Corporation Active double-balanced mixer
US7358885B2 (en) * 2003-02-28 2008-04-15 Silicon Laboratories, Inc. Mixing DAC architectures for a radio frequency receiver
JP3906173B2 (ja) * 2003-03-17 2007-04-18 松下電器産業株式会社 可変利得増幅回路
KR100539978B1 (ko) * 2003-04-28 2006-01-10 삼성전자주식회사 주파수 혼합 회로 및 방법과 고주파 수신회로 및 방법
JP2005072735A (ja) * 2003-08-20 2005-03-17 Sharp Corp 受信装置
DE10344876B3 (de) * 2003-09-26 2005-05-19 Infineon Technologies Ag Signalverarbeitungseinrichtung, insbesondere für den Mobilfunk
US20050124311A1 (en) * 2003-12-03 2005-06-09 Farsheed Mahmoudi Low-voltage low-power high-linearity active CMOS mixer
US20060079194A1 (en) * 2003-12-23 2006-04-13 Tobias Tired Communications receiver method and apparatus
TWI345369B (en) * 2004-01-28 2011-07-11 Mediatek Inc High dynamic range time-varying integrated receiver for elimination of off-chip filters
KR100519876B1 (ko) * 2004-01-30 2005-10-10 삼성전자주식회사 2차 혼변조 왜곡을 제거하기 위한 직접 변환용 믹서 회로및 이를 이용한 직접 변환 송수신기
US20050253659A1 (en) * 2004-05-14 2005-11-17 Pierre Favrat Current-controlled quadrature oscillator using differential gm/C cells incorporating amplitude limiters
US7049878B2 (en) 2004-06-03 2006-05-23 Winbond Electronics Corp. Down-converter using an on-chip bias circuit for enhancing symmetry and linearity and testing device thereof
US7177616B2 (en) * 2004-08-13 2007-02-13 Freescale Semiconductor, Inc. High linearity and low noise CMOS mixer and signal mixing method
US7529529B2 (en) * 2005-03-04 2009-05-05 Intel Corporation Low noise, high-linearity RF front end receiver
US7250880B2 (en) * 2005-03-21 2007-07-31 Analog Devices, Inc. Analog to digital converter
US20070024377A1 (en) * 2005-07-28 2007-02-01 Xuezhen Wang Impedance matching techiques for multi-band or wideband RF amplifiers and associated amplifier designs
US8145155B2 (en) * 2005-09-06 2012-03-27 Mediatek, Inc. Passive mixer and high Q RF filter using a passive mixer
JP4800026B2 (ja) * 2005-12-16 2011-10-26 三星電子株式会社 複素係数トランスバーサルフィルタおよび周波数変換器
US7599675B2 (en) * 2006-12-12 2009-10-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for receiving radio frequency signals

Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8913702B2 (en) 2010-07-14 2014-12-16 Rda Technologies Limited LNB frequency down conversion integrated circuit and chip, LNB frequency down conversion circuit and method
WO2012006899A1 (zh) * 2010-07-14 2012-01-19 锐迪科科技有限公司 低噪声模块（lnb）下变频电路及芯片、lnb下变频电路及方法
CN102201789A (zh) * 2010-07-14 2011-09-28 锐迪科科技有限公司 Lnb下变频芯片电路及芯片、lnb下变频电路及方法
TWI488428B (zh) * 2010-10-29 2015-06-11 Rda Technologies Ltd Ｌｎｂ降頻晶片電路及晶片、ｌｎｂ降頻電路及方法
CN102480269A (zh) * 2010-11-30 2012-05-30 Nxp股份有限公司 吉尔伯特型混频器
CN102291088B (zh) * 2011-07-25 2013-10-09 无锡里外半导体科技有限公司 一种接收机混频器
CN102291088A (zh) * 2011-07-25 2011-12-21 无锡里外半导体科技有限公司 一种接收机混频器
CN102957446A (zh) * 2011-08-25 2013-03-06 立积电子股份有限公司 射频电路和混频器
CN102957446B (zh) * 2011-08-25 2015-01-14 立积电子股份有限公司 射频电路和混频器
WO2014139376A1 (en) * 2013-03-11 2014-09-18 Huawei Technologies Co., Ltd. Radio frequency low noise amplifier load circuit
CN104956589A (zh) * 2013-03-11 2015-09-30 华为技术有限公司 改进的射频低噪声放大器负载电路
CN104956589B (zh) * 2013-03-11 2017-11-24 华为技术有限公司 改进的射频低噪声放大器负载电路
CN108566217A (zh) * 2017-12-19 2018-09-21 南京中感微电子有限公司 低功耗射频接收器

Also Published As

Publication number Publication date
CN101331679B (zh) 2012-09-19
JP2009519643A (ja) 2009-05-14
TW200731719A (en) 2007-08-16
KR20080075920A (ko) 2008-08-19
KR101051544B1 (ko) 2011-07-22
JP2012182817A (ja) 2012-09-20
EP2363951A3 (en) 2012-05-30
RU2008128884A (ru) 2010-01-20
WO2007068547A1 (en) 2007-06-21
US7890076B2 (en) 2011-02-15
EP2363951A2 (en) 2011-09-07
US20070142019A1 (en) 2007-06-21
RU2437205C2 (ru) 2011-12-20
EP1961112A1 (en) 2008-08-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101331679B (zh) 接收器电路和无线通信设备
KR101165485B1 (ko) 균형 혼합기를 사용하는 장비 일체
TWI237454B (en) Passive harmonic switch mixer
US7463106B2 (en) Push-push voltage controlled oscillator for obtaining differential signals
TWI411222B (zh) 混合式馬迅／反向波平衡／不平衡變換器及使用其之雙平衡混和器
CN103532493B (zh) 一种低功耗高增益宽带混频器
US20030114129A1 (en) System and method for a radio frequency receiver front end utilizing a balun to couple a low-noise amplifier to a mixer
CN103039001A (zh) 改进的双平衡混频器
US8521221B2 (en) Dual mode RF transceiver and receiving method of the same
JP2004159342A (ja) 平衡分数調波ミクサ
US8478219B2 (en) Heterodyne receiver
EP2245734B1 (en) Mixer circuit
JP4536528B2 (ja) 差動用低雑音バイアス回路及び差動信号処理装置
US8476958B2 (en) Mixer circuit
JP4478451B2 (ja) 高調波ミクサ
CN1981429A (zh) 使用配合的平衡混频器
JP5017393B2 (ja) ミキサ回路及びそれを用いた送信回路並びに準ミリ波・ミリ波通信端末
CN110120786A (zh) 混频器及无线通信装置
Rastegar et al. An integrated high linearity CMOS receiver frontend for 24-GHz applications
Khan et al. A Low leakage down-conversion K-Band MIXER using current-reuse double-balanced architecture in 130-nm CMOS process for modern RF applications
US20120321020A1 (en) Complentary differential input based mixer circuit
Van Vorst et al. Low-voltage bulk-driven mixer with on-chip balun
US6970687B1 (en) Mixer
US20050140402A1 (en) Frequency converter
CN204794908U (zh) 一种可单端信号和差分信号输入的宽带混频器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant