CN101322322A

CN101322322A - 用于从空间和时间相关的收到采样作信号重构的方法和系统

Info

Publication number: CN101322322A
Application number: CNA2006800456484A
Authority: CN
Inventors: J·B·索里亚加; N·布杉; 候季雷; 陈靖胡; J·E·斯密
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2005-12-06
Filing date: 2006-12-05
Publication date: 2008-12-10
Anticipated expiration: 2026-12-05
Also published as: WO2007120317A8; US20070147329A1; JP2009518970A; KR20080082678A; TW200737760A; CN101322322B; EP1964300A2; US8385388B2; KR100990631B1; WO2007120317A2; JP5139317B2

Abstract

一种用于在用户的收到信号中有空间和/或时间相关性时基于关于该用户的传送信号的知识收获高效率的干扰消去来重构该收到信号的方法和系统。本发明可被应用于导频、已解码数据以及开销信号的消去。此方法可涉及对各收到采样跨时间——例如在每码片或亚码片的解析度下、以及跨天线的线性组合，并且建立在抽头权重无需单是RAKE接收机中的解扩器输出的函数这一先前成果之上。

Description

用于从空间和时间相关的收到采样作信号重构的方法和系统

在35U.S.C.§119下的优先权要求

本申请要求2005年12月6日提交的被援引纳入于此的题为“METHODSAND SYSTEMS FOR SIGNAL RECONSTRUCTION FROM SPATIALLY ANDTEMPORALLY CORRELATED RECEIVED SAMPLES”的共同受让的美国临时申请No.60/748,128的优先权。

背景

领域

本发明一般涉及无线通信系统，尤其涉及用于提供从空间和时间相关的收到采样作有效信号重构的方法和系统。

背景

通信系统可提供诸基站与诸接入终端(AT)之间的通信。前向链路或即下行链路是指从基站到接入终端的传输。反向链路或即上行链路是指从接入终端到基站的传输。每一接入终端在给定时刻取决于其是否活跃以及是否处于软换手中可于前向和反向链路上与一个或多个基站通信。

无线通信系统被广为部署以对多个用户提供各种类型的通信(例如，语音、数据等)。此类系统可基于码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)、或其他多址技术。CDMA系统呈现一些可取的特征，包括增大的系统容量。CDMA系统可被设计成实现一种或多种标准，诸如IS-95、CDMA2000、IS-856、W-CDMA、TD-SCDMA、以及其他标准。

随着无线通信系统力求向数目日益增长的用户提供甚至更高数据率下的多种多样的服务，其中固有要有效地减轻干扰及其他矫作物以确保服务质量并维持合需吞吐的挑战。

附图简要说明

从以下随附图阐述的具体说明，本申请的特征、本质、以及优势将可更加明确。相同的参引数字和符号可标示相同或相似的对象。

图1图解了一种具有数个基站和数个接入终端的无线通信系统。

图2图解了可在图1的接入终端处实现的发射机结构和/或过程的一个示例。

图3图解了可在图1的基站处实现的接收机过程和/或结构的一个示例。

图4图解了基站接收机过程或结构的另一个实施例。

图5图解了在图1的系统中三个用户的功率分配的一个一般化的示例。

图6示出了为具有相等发射功率的用户实现帧异步话务干扰消去而作的均匀时间偏移分布的一个示例。

图7图解了反向链路数据分组使用的交织结构以及前向链路自动重复请求信道。

图8图解了横跨一完整的16时隙分组的存储器。

图9A图解了一种话务干扰消去方法，举一例而言是具有无延迟解码特征的顺序干扰消去(SIC)。

图9B图解了一种执行图9A的方法的装置。

图10图解了在对已解码的子分组作干扰消去(IC)的情况下一股交织中相继的子分组到达之后的接收机采样缓冲。

图11图解了一种开销信道结构。

图12A图解了一种首先执行导频IC(PIC)然后一并执行开销IC(OIC)和话务IC(TIC)的方法。

图12B图解了一种执行图12A的方法的装置。

图13A图解了图12A中的方法的一种变体。

图13B图解了一种执行图13A的方法的装置。

图14A图解了一种执行联合式PIC、OIC和TIC的方法。

图14B图解了一种执行图14A的方法的装置。

图15A图解了图14A中的方法的一种变体。

图15B图解了一种执行图15A的方法的装置。

图16图解了一种传输系统模型。

图17图解了组合式传送和接收滤波的示例响应。

图18A和18B示出基于三个RAKE耙指处中每一个处的估计的多径信道的信道估计(实和虚分量)的示例。

图19A和19B示出基于RAKE耙指和用数据码片所作的解扩的改善的信道估计的示例。

图20A图解了一种用于在RAKE耙指延迟处以重新生成的数据码片来解扩的方法。

图20B图解了一种执行图20A的方法的装置。

图21A和21B图解了使用在码片×2解析度下均匀间隔开的采样来估计复合信道的一个示例。

图22A图解了一种使用重新生成的数据码片在均匀解析度下估计复合信道的方法。

图22B图解了一种执行图22A的方法的装置。

图23图解了一种在固定开销子信道增益下的闭环功率控制暨增益控制。

图24是图23的在固定开销子信道增益下的功率控制暨增益控制的一种变体。

图25图解了在固定开销子信道增益下的功率控制的一个示例。

图26除了具有开销增益控制以外其他与图24相似，。

图27图解了图26的具有唯DRC开销增益控制的一种变体。

图28图解了实际的和重构的信道冲激响应(CIR)的坐标图。

图29A图解了一种以迭代耙指延迟适应性调整来进行迭代IC的方法。

图29B图解了一种执行图29A的方法的装置。

图30图解了实际的、重构的和改善的CIR的坐标图。

图31和32各自图解了在有富径(fat-path)情况下信道估计的示例和结果。

图33和34各自图解了在没有富径情况下信道估计的示例和结果。

具体说明

本文中描述的任何实施例并非必然优于或胜过其他实施例。尽管附图中给出了本公开的各个方面，但是这些附图并非必然是按比例绘制或者绘制成包括一切的。

图1图解了无线通信系统100，其包括系统控制器102、基站104a和104B、以及多个接入终端106a-106h。系统100可具有任意数目个系统控制器102、基站104、以及接入终端106。下面描述的本公开的各个方面和实施例可在系统100中实现。

接入终端106可以是移动的或静止的，并且可散布在图1的通信系统100中各处。接入终端106可被连接到或实现在诸如膝上型个人计算机等的计算设备中。替换地，接入终端可以是诸如个人数字助理(PDA)等的自含式数据设备。接入终端106可指各种类型的设备，诸如有线电话、无线电话、蜂窝电话、膝上型计算机、无线通信个人计算机(PC)卡、PDA、外置或内置调制解调器等等。接入终端可以是藉由通过无线信道或通过有线信道——例如使用光纤或同轴电缆——通信来给用户提供数据连通性的任何设备。接入终端可以有各种名称，诸如移动站、接入单元、订户单元、移动设备、移动终端、移动单元、移动电话、移动台、远程站、远程终端、远程单元、用户设备、用户装备、手持式设备等等。

系统100为数个蜂窝小区提供通信，其中每一蜂窝小区由一个或多个基站104服务。基站104也可称为基站收发机系统(BTS)、接入点、接入网络(AN)的一部分、调制解调器群收发机(MPT)、或B节点。接入网络是指提供分组交换数据网络(例如，因特网)与诸接入终端106之间的数据连通性的网络装备。

前向链路(FL)或即下行链路是指从基站104到接入终端106的传输。反向链路(RL)或即上行链路是指从接入终端106到基站104的传输。

基站104可使用从一组不同的数据率中选择的一个数据率来向接入终端106传送数据。接入终端106可测量基站104所发送的导频信号的信噪干扰比(SINR)并确定基站104向该接入终端106传送数据的理想数据率。接入终端106可向基站104发送数据请求信道或数据率控制(DRC)消息以向基站104通知此理想的数据率。

系统控制器102(也称为基站控制器(BSC))可提供对诸基站104的协调和控制，并可进一步对将呼叫经由基站104路由到诸接入终端106进行控制。系统控制器102可进一步经由移动交换中心(MSC)被耦合到公共交换电话网(PSTN)以及经由分组数据服务节点(PDSN)耦合到分组数据网络。

通信系统100可使用一种或多种通信技术，诸如码分多址(CDMA)、IS-95、也称高数据率(HDR)的如在“CDMA2000

高速率分组数据空中接口规范”TIA/EIA/IS-856中载明的高速率分组数据(HRPD)、CDMA 1x演进数据优化(EV-DO)、1xEV-DV、宽带CDMA(W-CDMA)、全球移动电信系统(UMTS)、时分同步CDMA(TD-SCDMA)、正交频分复用(OFDM)等。下面描述的示例提供详情以便清楚理解。本文中给出的理念也可应用于其他系统，并且本发明的示例并非意味着限定本申请。

图2图解了可在图1的接入终端106处实现的发射机结构和/或过程的一个示例。图2中所示的功能和组件可由软件、硬件、或软件与硬件的组合来实现。可向图2添加其他功能以作为图2中所示的功能的补充或替代。

数据源200向编码器202提供数据，后者使用一种或多种编码方案来编码数据比特以提供经编码的数据码片。每一种编码方案可包括一种或多种类型的编码，诸如循环冗余校验(CRC)、卷积编码、Turbo编码、块编码、其他类型的编码、或完全无编码。其他编码方案可包括自动重复请求(ARQ)、混合式ARQ(H-ARQ)、以及增量冗余重复技术。不同类型的数据可用不同的编码方案来编码。交织器204交织已编码的数据比特以对抗衰落。

调制器206调制已编码、交织的数据以生成经调制的数据。调制技术的示例包括二进制相移键控(BPSK)和正交相移键控(QPSK)。调制器206还可重复已调制数据序列，或者码元穿孔单元可穿孔码元中的数个比特。调制器206还可用Walsh覆盖(即，Walsh码)来扩展已调制数据来形成数据码片。调制器206还可将数据码片与导频码片和MAC码片时分复用以形成码片流。调制器206还可使用伪随机噪声(PN)扩展器以一个或多个PN码(例如，短码、长码)来扩展此码片流。

基带-射频转换单元208可将基带信号转换成射频(RF)信号供经由天线210在无线通信链路上向一个或多个基站104传送。

图3图解了可在图1的基站104处实现的接收机过程和/或结构的一个示例。图3中所示的功能和组件可由软件、硬件、或软件与硬件的组合来实现。可向图3添加其他功能以作为图3中所示的功能的补充或替代。

一个或多个天线300接收来自一个或多个接入终端106的反向链路已调制信号。多个天线可提供对抗诸如衰落等的有害路径效应的空间分集。每一接收到的信号被提供给相应各接收机或RF-基带转换单元302，后者调理(例如，滤波、放大、下变频)并数字化接收到的信号以生成该收到信号的数据采样。

解调器304可解调这些接收到的信号以提供恢复出的码元。对于CDMA2000

，解调通过(1)信道化经解扩的采样以将接收到的数据和导频离析或信道化到其各自的码信道上，以及(2)用恢复出的导频来相干解调经信道化的数据以提供已解调数据来尝试恢复出数据传输。解调器304可包括用于存储关于所有用户/接入终端的收到信号的采样的收到采样缓冲312(也称联合前端RAM(FERAM)或采样RAM)、用于解扩和处理多个信号实例的rake接收机314、以及已解调码元缓冲316(也称后端RAM(BERAM)或已解调码元RAM)。可以有多个已解调码元缓冲316以对应于这多个用户/接入终端。

解交织器306解交织来自解调器304的数据。

解码器308可解码此已解调数据以恢复出经解码的接入终端106所传送的数据比特。已解码的数据可被提供给数据阱310。

图4图解了基站接收机过程或结构的另一个实施例。在图4中，成功解码出的用户的数据比特被输入到干扰重构单元400，此单元400包括编码器402、交织器404、调制器406、和滤波器408。编码器402、交织器404、以及调制器406可以与图2的编码器202、交织器204、以及调制器206相似。滤波器408在FERAM解析度下形成已解码出的用户的采样——例如从码片率变为2×码片率。已解码出的用户对FERAM的贡献随即从FERAM 312中被移除或消去。

尽管下面描述了基站104处的干扰消去，但是本文中的概念也可被应用于接入终端106或是通信系统中的任何其他组元。

话务干扰消去

CDMA反向链路的容量可能受到诸用户之间的干扰的限制，因为不同用户所传送的信号在基站或BTS 104处不是正交的。因此，降低诸用户之间的干扰的技术将会提高CDMA反向链路的系统性能。本文中描述了用于高效率地实现针对诸如CDMA2000

1xEV-DO修订版A等的高级CDMA系统的干扰消去的技术。

每一DO修订版A的用户传送话务、导频、以及开销信号，所有这些将会对其他用户造成干扰。如图4所示，在BTS 104处可重构信号并将其从FERAM 312中扣除。所传送的导频信号在BTS 104处是已知的并且可基于关于此信道的知识来重构。然而，在BTS 104处开销信号(诸如反向速率指标(RRI)、数据请求信道或数据率控制(DRC)、数据源信道(DSC)、确认(ACK))首先被解调并检测，并且所传送的数据信号被解调、解交织、以及解码以确定所传送的开销和话务码片。基于确定关于一给定信号的传送的码片，重构单元400随后可基于信道知识来重构对FERAM 312的贡献。

来自数据源200的数据分组中的比特可由编码器202、交织器204、和/或调制器206重复并处理成多个相应的“子分组”以供向BTS 104传送。如果BTS 104接收到高信噪比的信号，则第一子分组可能包含足以供BTS 104解码并推导出原始数据分组的信息。例如，来自数据源200的数据分组可被重复并处理成4个子分组。用户终端106向BTS 104发送第一子分组。BTS 104从此第一个接收到的子分组正确解码和推导出原始数据分组的可能性可能相对较低。但是随着BTS 104接收到第二、第三、和第四子分组并组合从每一接收到的子分组推导出的信息，解码和推导出原始数据分组的可能性就提高了。一旦BTS 104正确解码出原始分组(例如，使用CRC或其他检错技术)，BTS 104就向用户终端106发送一确认信号以停止发送子分组。用户终端106随即可发送一新分组的第一子分组。

DO修订版A的反向链路采用H-ARQ(图7)，在其中每一16时隙分组被断为4个子分组并且以同一股交织的诸子分组之间有8个时隙的交织式结构来传送。此外，不同的用户/接入终端106可在不同的时隙边界上开始其传送，因此不同用户的4时隙子分组异步地到达基站或BTS处。异步性对于H-ARQ和CDMA的效果以及针对H-ARQ和CDMA的干扰消去接收机的高效率设计在下面描述。

来自干扰消去的增益取决于诸信号从FERAM 312中被移除的次序。本文中公开了涉及基于话务-导频(T2P)比、有效SINR、或解码概率来解码(并且在CRC通过的情况下扣除)用户的技术。本文中公开了用于在已从FERAM312中移除了一些用户之后重新尝试其他用户的解调和解码的各种办法。从BTS FERAM 312作干扰消去可被高效率地实现以计及诸如EV-DO修订版A等的在其中用户使用混合式ARQ来传送导频信号、控制信号、和话务信号的异步CDMA系统。本公开还可应用于EV-DV发行版D、W-CDMA EUL、以及CDMA2000

话务干扰消去(TIC)可被定义为在一用户已被正确解码出(图4)之后移除该用户的数据对FERAM 312的贡献的减性干扰消去。与诸如CDMA2000

、EV-DO、EV-DV、和W-CDMA等的实际CDMA系统上的TIC相关联的实际问题中的一些在本文中得到针对性解决。这些问题中有许多是因实际系统具有用户异步性和H-ARQ这一事实造成的。例如，CDMA2000

有意地在时间上均匀地扩展用户数据帧以防回程网络中有过度的延迟。EV-DO的修订版A、EV-DV的发行版D、以及W-CDMA的EUL也使用会引入一种以上可能的数据长度的H-ARQ。

多用户检测是TIC归入的主要算法范畴，并且其指尝试通过允许对两个不同用户的检测交互来提高性能的任何算法。TIC方法可涉及逐次干扰消去或即顺序干扰消去(SIC)以及并行干扰消去(PIC)的混合。SIC是指顺序地解码诸用户并利用先前解码出的用户的数据来提高性能的任何算法。PIC是泛指同时解码诸用户并同时扣除所有解码出的用户。

TIC可以不同于PIC。TIC和PIC之间的一个差别在于所传送的导频信号是接收机事先已全然知晓的。因此，PIC仅使用信道估计就可扣除导频对接收到的信号的贡献。第二个主要的差别在于发射机与接收机通过H-ARQ机制在话务信道上密切地交互。接收机在有用户被成功解码出之前是不知道所传送的数据序列的。

类似地，在一种称为开销干扰消去(OIC)的技术中从FERAM中移除开销信道是合乎需要的。在基站或BTS 104知道所传送的开销数据之前开销信道是无法被移除的，而所传送的开销数据是通过解码然后重新形成开销消息来确定的。

逐次干扰消去定义了一类方法。互信息的链式法则显示，在理想条件下，逐次干扰消去可达到多址信道的最大容量。其主要条件是所有用户皆为帧同步的并且每一用户的信道可仅有可忽略的误差地被估计。

图5图解了三个用户(用户1、用户2、用户3)的功率分布的一个一般化示例，在其中诸用户同步地传送帧(来自所有用户的帧被同时接收)，并且每一用户在相同数据率下作传送。每一用户被指令使用特定的发射功率，例如，用户3在大体上等于噪声的功率下发射；用户2在大体上等于用户3的功率加噪声的功率下发射；并且用户1在大体上等于用户2加用户3加噪声的功率下发射。

接收机按发射功率的降序来处理信号。从k＝1(具有最高功率的用户1)开始，接收机尝试为用户1作解码。如果解码成功，则基于用户1的信道估计来形成并扣除其对接收到的信号的贡献。这可被称为帧同步顺序干扰消去。接收机继续进行处理直至已为所有用户尝试作解码。每一用户在先前解码出的诸用户的逐次干扰消去的干扰消去之后具有相同的SINR。

不巧的是，此办法可能对解码差错非常敏感。如果单个大功率用户——诸如用户1——没有正确解码出来，那么所有后继用户的SINR可能会严重地降级。这可能会阻碍此点之后的所有用户被解码出来。此办法的另一个缺点在于其要求诸用户在接收机处有特定的相对功率，而这在衰落信道中是难以确保的。

帧异步性和干扰消去，例如CDMA2000

假设有意地使用户帧偏移相互交错。这种帧异步操作整体上对系统有数个裨益。例如，接收机处的处理能力和网络带宽由此在时间上将有更均匀的使用分布。与之相对，诸用户间的帧同步性在每一帧边界的末尾处要求一阵处理能力和网络资源的猝发，因为所有用户将同时结束分组。在帧异步性下，BTS 104能首先解码到达时间最早的用户而不是具有最大功率的用户。

图6示出了为具有相等发射功率的用户实现帧异步TIC而作的均匀时间偏移分布的一个示例。图6描绘了就在用户1的帧1要被解码之前一瞬的快照。由于帧0已被解码出并为所有用户作了消去，因此其对干扰的贡献以打阴影线(用户2和3)来示出。一般而言，此办法使干扰降低到1/2。干扰的一半在解码用户1的帧1之前已由TIC移除。

在另一个实施例中，图6中的用户可指用户群，例如用户群1、用户群2、用户群3。

异步性和干扰消去的一个裨益是诸用户之间在功率电平和差错统计性意义上相对的对称性——若其想要相似的数据率的话。一般而言，在相等用户数据率下的顺序干扰消去下，最后一个用户是以非常低的功率被接收到并且也十分依赖于所有在前用户的成功解码。

异步性、混合式ARQ及交织，例如EV-DO修订版A

图7图解了RL数据分组使用的交织结构(例如，在1xEV-DO修订版A中)以及FL ARQ信道。每一股交织(交织1、交织2、交织3)包括一组时间上交错的片段。在此例中，每一片段为4时隙长。在每一片段期间，一用户终端可向基站传送一子分组。有三股交织，并且每一片段为4时隙长。由此，在给定的一股交织中一子分组的末尾与同一股交织中下一子分组的起始之间有8个时隙。这给予接收机足够的时间来解码此子分组并向发射机中继一ACK或否定确认(NAK)。

混合式ARQ利用了衰落信道的时变本质。如果信道状况对于头1、2、或3个子分组是良好的，那么仅使用那些子分组即可解码出该数据帧，并且接收机向发射机发送一ACK。此ACK指令发射机不要发送其余的子分组，而是在合需的情况下开始一新的分组。

实现干扰消去的接收机架构

在TIC下，已解码出的用户的数据被重构并扣除(图4)从而BTS 104可移除已解码出的用户的数据对其他用户造成的干扰。TIC接收机可装备有两个循环存储器：FERAM 312和BERAM 316。

FERAM 312存储接收到的采样(例如，在2×码片率下)并且为所有用户所公用。非TIC接收机将仅使用有约1-2个时隙的FERAM(来容许解调过程中的延迟)，因为不发生话务或开销干扰的扣除。在针对具有H-ARQ的系统的TIC接收机中，FERAM可横跨许多个时隙——例如40个时隙，并且由TIC通过扣除已解码出的用户的干扰来更新。在另一个配置中，FERAM 312可具有横跨未臻完整分组的长度，诸如横跨从一分组中一子分组的起始到该分组中一后续子分组的末尾的时期的长度。

BERAM 316存储如由解调器的rake接收机314生成的收到比特的经解调码元。每一用户可具有一不同的BERAM，因为经解调码元是通过以因用户而异的PN序列作解扩并跨诸RAKE耙指组合来获得的。TIC和非TIC接收机两者皆可使用BERAM 316。TIC中的BERAM 316用于在FERAM 312并不横跨所有子分组的情况下存储不再存储在FERAM 312中的先前子分组的已解调码元。BERAM 316或可在每当发生解码尝试时或可在每当有时隙自FERAM 312退出时被更新。

用于选取FERAM长度的方法

BERAM 316和FERAM 312的大小可根据要求的处理能力、从存储器到处理器的传递带宽、系统的延迟和性能之间的各种权衡来选取。一般而言，使用较短的FERAM 312，TIC的裨益将受到限制，因为最老的子分组将不会被更新。另一方面，较短的FERAM 312使得解调、扣除的次数减少并且传递带宽减小。

在修订版A的交织下，16时隙的分组(4个子分组，每一子分组在4个时隙里传送)将横跨40个时隙。因此，可使用40时隙的FERAM来确保能将一用户从所有受影响的时隙中移除。

图8图解了横跨EV-DO修订版A所用的一完整的16时隙分组的40时隙FERAM 312。每当接收到新的子分组时，就使用存储在FERAM 312中的所有可用子分组来对该分组作解码尝试。如果解码成功了，那么就通过重构并扣除所有组元子分组(1、2、3、或4)的贡献来从FERAM 312消去该分组的贡献。对于DO修订版A而言，4、16、28、或40时隙的FERAM长度分别将横跨1、2、3、或4个子分组。在接收机处实现的FERAM的长度可取决于复杂度考虑、支持各种不同用户到达时间的需要、以及对在先前诸帧偏移上的用户重做解调和解码的能力。

图9A图解了一种一般化的TIC方法，举一例而言是具有无延迟解码特征的顺序干扰消去。其他增强将在下面描述。此过程始于开始框900并前行至选取延迟框902。在SIC中，选取延迟框902可被省略。在框903中，BTS 104在那些于当前时隙里终止一子分组的用户当中选取一个用户(或一用户群)。

在框904中，解调器304根据所选取的用户的扩展和加扰序列、以及其星座大小来解调该用户的存储在FERAM 312中的一些或所有时间片段里的子分组的采样。在框906中，解码器308使用存储在BERAM 316中的先前已解调的码元以及经解调的FERAM采样来尝试解码此用户分组。

在框910中，解码器308或另一单元可确定该用户的分组是否已被成功解码出，即是否通过了差错校验——诸如使用CRC的差错校验。

如果该用户分组解码失败，则在框918中向接入终端106发回一NAK。如果该用户分组被正确解码出，则在框908中向接入终端106发送一ACK并在框912--914中执行干扰消去。框912根据已解码出的信号、信道冲激响应、以及传送/接收滤波器来重新生成此用户信号。框914从FERAM 312扣除该用户的贡献，由此减少其对尚未被解码的用户的干扰。

无论解码失败还是成功，在框916中接收机均移至下一要被解码的用户。当已对所有用户执行了解码尝试时，将一新时隙插入到FERAM 312中并且对下一时隙重复整个过程。采样可被实时地写到FERAM 312中，即2×码片率的采样可在每1/2码片里被写入。

图9B图解了一种包括装置930-946以执行图9A的方法的装置。图9B中的装置930-946可在硬件、软件、或硬件与软件的组合中实现。

用于选取解码次序的方法

框903指示TIC或可被顺序地应用于每一用户或可被并行地应用于用户群。随着群长得越来越大，实现复杂度可能降低，但是TIC的裨益也可能会降低，除非如下面描述地迭代TIC。

用户据此被编组和/或排序的准则可根据信道变动率、话务的类型以及可用处理能力而变化。良好的解码次序可包括首先解码对于移除而言最有用的以及最可能被解码出来的那些用户。用于从TIC达成最大增益的准则可包括：

A.载荷大小和T2P：BTS 104可根据载荷大小来编组或排序用户，并按从具有最高发射功率即最高T2P的用户起到具有最低T2P的用户的次序来解码。解码并从FERAM 312中移除高T2P用户具有最大的裨益，因为它们对其他用户造成了最大部分的干扰。

B.SINR：BTS 104可先解码具有较高SINR的用户再解码具有较低SINR的用户，因为具有较高SINR的用户被解码出的可能性较高。也可将具有相似SINR的用户编组在一起。在衰落信道的情形中，SINR贯穿分组始终是时变的，因此可计算等效SINR以确定恰适的排序。

C.时间：BTS 104可先解码“较老的”分组(即，在BTS 104处已接收到其较多的子分组的那些分组)再解码“较新的”分组。此选择反映出对于给定T2P比和ARQ终止目的，每递增一子分组解码出分组的可能性就更大这一假定。

用于重新尝试解码的方法

每当有用户被正确解码出，其干扰贡献就从FERAM 312中被扣除，由此增大了正确解码出所有共享一些时隙的用户的潜在可能。重复尝试解码先前失败的用户是有利的，因为它们所见的干扰可能已经显著下降。选取延迟框902选择用作解码和IC的基准的时隙(当前的或过往的)。选取用户框903将选择在所选取的延迟的时隙里终止一子分组的用户。延迟的选取可基于以下选项：

A.当前解码指示一旦已对所有用户尝试解码、并且FERAM 312中有下一时隙可用就移到下一(将来的)时隙的可选项。在此情形中，每个被处理的时隙每一用户被尝试解码一次，并且这将对应于逐次干扰消去。

B.迭代解码尝试每个被处理的时隙解码用户一次以上。第二次及后续解码迭代将受益于先前诸次迭代上已解码出的用户的干扰的消去。迭代解码在有多个用户无居间IC地被并行解码的情况下能产出增益。在当前时隙上的纯迭代解码下，选取延迟框902将仅仅是简单地选择同一时隙(即，延迟)多次。

C.后向解码：接收机解调诸子分组并尝试基于解调FERAM中对应于一分组的所有可用子分组来解码该分组。在尝试解码有在当前时隙里终止的子分组的分组(即，在当前帧偏移上的用户)之后，接收机可尝试解码在先前时隙里解码失败的分组(即，在先前帧偏移上的用户)。由于诸异步用户间的部分重叠，在当前时隙里终止的诸子分组的干扰的移除将会提升解码出过去诸子分组的机会。此过程可通过回溯更多时隙来迭代。前向链路ACK/NAK传输中的最大延迟可界定后向解码。

D.前向解码：在尝试了解码所有具有在当前时隙里终止的子分组的分组之后，接收机还可在将最近的用户完整的子分组写到FERAM中之前先尝试对其作解码。例如，接收机可在用户最近的子分组的4个时隙里有3个时隙已被接收到之后尝试解码这些用户。

用于更新BERAM的方法

在非TIC BTS接收机中，分组单纯是基于存储在BERAM中的已解调码元来解码的，并且FERAM仅用于从最近期的时间片段来解码用户。在TIC下，FERAM 312在每当接收机尝试解调新用户时仍被访问。但是，在TIC下，FERAM 312是在有用户被正确解码出之后基于重构并扣除掉该用户的贡献来更新的。出于复杂度考虑，选取小于分组跨距(例如，横跨EV-DO修订版A中的16时隙分组需要40个时隙)的FERAM缓冲长度将是可取的。随着新时隙被写到FERAM 312中，它们将盖写掉循环缓冲中最老的采样。因此，随着新的时隙被接收到，最老的时隙就被盖写掉，并且解码器308将对这些老的时隙使用BERAM 316。应当注意到，即便一给定子分组位于FERAM 312中，BERAM 316也可能被用来为该子分组存储解调器最新解调出的码元(从FERAM 312确定)作为交织和解码过程中的中间步骤。BERAM 316的更新有两个主要选项：

A.基于用户的更新：给一用户的BERAM 316仅与对该用户尝试的解码协同地更新。在此情形中，对较旧的FERAM时隙的更新可能未必裨益于给一给定用户的BERAM 316——若该用户没有在适宜的时间被解码(即，更新后的FERAM时隙可能在该用户被尝试解码之前就滑出了FERAM 312)

B.基于时隙的更新：为了充分地利用TIC的裨益，给所有受影响的用户的BERAM 316可在每当有时隙退出FERAM 312时被更新。在此情形中，BERAM 316的内容包括对FERAM 312所作的所有干扰扣除。

用于从因误了ACK截止期限而到来的子分组消去干扰的方法

一般而言，TIC所使用的额外处理在解码过程中引入了延迟，这在或使用迭代方案或使用后向方案时尤为相关。此延迟可能会逾越可以向发射机发送ACK以停止与同一分组相关的子分组的传输的最大延迟。在此情形中，接收机仍可通过使用解码出的数据不但扣除过去的子分组而且还扣除会因错过的ACK而在不久的将来被接收到的那些子分组来对成功的解码加以利用。

在TIC下，已解码出的用户的数据被重构并扣除，从而基站104可移除其对其他用户的子分组造成的干扰。在H-ARQ下，每当有新的子分组被接收到时，就对原始分组作解码尝试。如果解码成功，则对于具有TIC的H-ARQ，通过重构并扣除诸组元子分组，就可从接收到的采样消去该分组的贡献。取决于复杂度考虑，可通过存储更长历史的采样来消去来自1个、2个、3个或4个子分组的干扰。一般而言，IC或可被顺序地应用于每一用户或可被应用于用户群。

图10图解了三个时间实例上的接收机采样缓冲312：时隙时间n、n+12时隙、以及n+24时隙。为便于说明，图10示出了具有来自在相同帧偏移上的三个用户的子分组的单股交织以重点突出在H-ARQ下的干扰消去操作。图10中的接收机采样缓冲312横跨所有4个子分组(对于EV-DO修订版A而言可由40时隙的缓冲来实现，因为在每一4时隙子分组之间有8个时隙)。未解码出的子分组以阴影示出。已解码出的子分组在40时隙的缓冲中以无阴影示出并被消去。每一时间实例对应于该股交织上另一子分组的到来。在时隙时间n，用户1的4个存储的子分组被成功解码出，而来自用户2和3的最近子分组解码失败。

在时间实例n+12时隙，用户1的已解码出的(无阴影)子分组2、3和4的干扰消去，该股交织中相继的子分组随之到来。在时间实例n+12时隙期间，来自用户2和3的分组被成功解码出。

图10对各群处在相同帧偏移上的用户应用IC，但不在群内执行逐次干扰消去。在经典的群IC中，同一群中诸用户不会看见互干扰消去。因此，随着群中用户数目越长越大，实现复杂度就会降低，但会因对于同一解码尝试缺乏同一组中诸用户之间的消去而有损失。但是，在H-ARQ下，接收机将在每一新子分组到达之后尝试解码群中所有用户，这允许同一群中诸用户实现互干扰消去。例如，当用户1的分组在时间n解码出时，这帮助用户2和3的分组在时间n+12解码出，这进一步帮助用户1在时间n+24解码出。当其他用户接下来的子分组到达时，可在重新尝试对其进行解码之前先消去先前解码出的分组的所有子分组。关键点在于尽管特定用户可能总是在同一群中，但是它们的子分组在其他的群成员解码出时会看见IC增益。

导频、开销、和话务信道的联合式干扰消去

本节针对性解决的一个问题涉及通过在基站接收机处高效率地估计和消去多用户干扰来增加CDMA RL的系统容量。一般而言，RL用户的信号包含导频、开销、和话务信道。本节描述针对所有用户的联合式导频、开销、和话务IC方案。

在此描述两个方面。第一，开销IC(OIC)被引入。在反向链路上，来自每一用户的开销对所有其他用户的信号起到干扰的作用。对于每一用户，因所有其他用户用的开销导致的合计干扰可能构成此用户所体验到的总干扰中很大的百分比。移除此合计开销干扰将可在PIC和TIC所实现的性能和容量之上进一步提升系统性能(例如，对于CDMA2000

1xEV-DO修订版A系统)并增加反向链路容量。

第二，PIC、OIC、和TIC间的重要交互是通过系统性能与硬件(HW)设计权衡来展示的。描述了若干种关于如何最好地组合所有这三种消去过程的方案。其中一些可能有更大的性能增益，而一些可能有更多的复杂度优势。例如，所描述的方案之一在解码任何开销和话务信道之前先移除所有导频信号，然后以顺序方式来解码和消去诸用户的开销和话务信道。

本节是基于CDMA2000

1x EV-DO修订版A系统，并且一般而言适用于其他CDMA系统，诸如W-CDMA、CDMA2000

1x、以及CDMA2000

1xEV-DV。

开销信道消去方法

图11图解了RL开销信道结构，诸如EV-DO修订版A所用的结构。有两种类型的开销信道：一种类型用于协助RL解调/解码，其包括RRI(反向速率指标)信道和辅助导频信道(在载荷大小为3072比特或以上时使用)；另一种类型用于促进前向链路(FL)发挥功能，其包括数据率控制(DRC)信道、数据源控制(DSC)信道、以及确认(ACK)信道。如图11中所示，ACK和DSC信道被时间复用在时隙基上。ACK信道仅在确认在FL上被传送给同一用户的分组时才传送。

在诸开销信道当中，辅助导频信道的数据在接收机处是先验已知的。因此，与主导频信道相类似，对于此信道无需任何解调和解码，并且辅助导频信道可基于关于该信道的知识来重构。重构出的辅助导频可以是在2×码片率的解析度下，并可被表示为(在一个片段上)

p_{f} [2 n + δ_{f}] = Σ_{μ - M}^{M} c_{f} [n - μ] w_{f, aux} [n - μ] \cdot G_{aux} \cdot (h_{f} φ [8 μ - α_{f}]), n = 0, . . ., 511

p_{f} [2 n + δ_{f} + 1] = Σ_{μ = - M}^{M} c_{f} [n - μ] w_{f, aux} [n - μ] \cdot G_{aux} \cdot (h_{f} φ [8 μ + 4 - α_{f}]), n = 0, . . ., 511

式1重构出的辅助导频信号

其中n对应于码片×1采样率，f是耙指号，c_f是PN序列，w_f，aux是指派给该辅助导频信道的Walsh码，G_aux是此信道对主导频的相对增益，h_f是估计出的假定在一个片段上为常数的信道系数(或信道响应)，φ是滤波器函数或即传送脉冲与码片×8解析度的接收机低通滤波器的卷积(假定φ在[-MT_c，MT_c]中是不可忽略的)，γ_f是此耙指的码片×8时间偏移，其中有α_f＝γ_f以及

包括DRC、DSC、和RRI信道的第二群开销信道或由双正交码或由单形码编码。在接收机一方，对于每一信道，首先将已解调的输出与一阈值相比较。如果输出低于此阈值，则声明有一擦除并且不对此信号作任何重构尝试。否则，它们由基于码元的最大似然(ML)检测器解码，后者可在图4的解码器308内部。已解码的输出比特用于如图4中所示地重构相应的信道。对这些信道重构出的信号给为：

o_{f} [2 n + δ_{f}] = Σ_{μ = - M}^{M} c_{f} [n - μ] w_{f, o} [n - μ] \cdot d_{o} G_{o} \cdot (h_{f} φ [8 μ - α_{f}]), n = 0, . . ., 511

o_{f} [2 n + δ_{f} + 1] = Σ_{μ = - M}^{M} c_{f} [n - μ] w_{f, o} [n - μ] \cdot d_{o} G_{o} \cdot (h_{f} φ [8 μ + 4 - α_{f}]), n = 0, . . ., 511

式2重构出的开销(DRC、DSC、和RRI)信号

与式1相比，有一个新的项d_o，其为开销信道数据，w_f，o是Walsh覆盖，并且G_aux表示相对于主导频的开销信道增益。

其余开销信道是1比特的ACK信道。其可以是经BPSK调制的、未编码的、并在半时隙上重复的。接收机可解调此信号并对ACK信道数据作出硬判决。此重构信号模型可与式2相同。2.

另一种重构ACK信道信号的办法假定已解调并累加的ACK信号在作归一化之后可被表示为：

y＝x+z，

其中x是所传送的信号，并且z是经定标的方差为σ²的噪声项。由此，y的对数似然比(LLR)被给为：

L = \ln \frac{\Pr (x = 1 | y)}{\Pr (x = - 1 | y)} = \frac{2}{σ^{2}} y .

式3

由此，为作重构，所传送的比特的软估计可为：

\hat{x} = \Pr (x = 1) \cdot 1 + \Pr (x = - 1) \cdot (- 1) = \frac{\exp (L) - 1}{\exp (L) + 1} = \tanh (L) = \tanh (\frac{2}{σ^{2}} y),

式4

在此tanh函数可被制表。重构出的ACK信号与式2的非常相似，但其区别在于由

替代了d₀。一般而言，此软估计和消去办法应会给出较好的消去性能，因为接收机并不确实知道此数据且此方法引入了置信度。此办法一般而言可被扩展到上面提及的诸开销信道。但是，最大后验概率(MAP)检测器为每一比特获得LLR的复杂度随一个代码码元里信息比特的数目呈指数增长。

实现开销信道重构的一种高效率的方式是一个耙指可将每一已解码出的开销信号用其相对增益作比例定标，用Walsh码将其覆盖，并将它们相加在一起，然后以一个PN序列作扩展并通过经信道定标的滤波器hφ一齐滤波。此方法既可节省计算复杂度又可节约存储器带宽地来实现扣除目的。

\underset{f}{Σ} c_{f} d_{f} \cdot h_{f} φ

变成

(\underset{f}{Σ} c_{f} d_{f} \cdot h_{f}) φ

式5

联合式PIC、OIC、和TIC

可执行联合式PIC、OIC和TIC以实现高性能并增加系统容量。PIC、OIC和TIC不同的解码和消去次序会产出不同的系统性能和对硬件设计复杂度不同的影响。

先作PIC再一起作OIC和TIC(第一方案)

图12A图解了一种首先执行PIC然后一起执行OIC和TIC的方法。在开始框1200之后，在框1202中接收机针对所有用户推导信道估计并执行功率控制。由于所有用户的使用的导频数据在BTS处均为已知，因此在PIC框1204中一旦它们的信道被估计出即可将它们扣除。因此，所有用户的话务信道和某些开销信道观察到较少的干扰并且能够受益于在前的导频消去。

框1206选取一群未解码出的用户G——例如其分组或子分组在当前时隙边界处终止的那些用户。框1208-1210执行开销/话务信道解调和解码。在框1212中，仅成功解码出的信道数据将被重构并从所有用户共享的FERAM 312扣除。框1214检查是否有更多用户要解码。框1216终止此过程。

此解码/重构/消去可用顺序方式从群中一个用户至该群中下一用户，这可称作逐次干扰消去。以此办法，同一群中解码次序晚的用户受益于解码次序较早的用户的消去。一种简化办法是首先解码同一群中所有用户，然后一齐扣除它们的干扰贡献。第二种办法或方案(在下面描述)允许存储带宽较小并且效率更高的管线架构。在这两种情形中，用户的没有在同一时隙边界处终止但与此群分组重叠的分组皆受益于此消去。此消去将占到异步CDMA系统中消去增益的主要部分。

图12B图解了一种包括装置1230-1244以执行图12A的方法的装置。图12B中的装置1230-1244可在硬件、软件、或硬件与软件的组合中实现。

图13A图解了图12A中的方法的一种变体。框1204-1210基于框1202中的初始信道估计来移除信号。框1300推导基于数据的信道估计或优化的信道估计。基于数据的信道估计可如下面描述地提供更好的信道估计。框1302执行残差PIC，即基于框1300中的信道估计的优化来移除该信号的修正的估计。

例如，考虑框1204-1210已导致从接收到的采样移除了初始信号估计(例如，导频信号)P1[n]。然后，基于在框1300中推导出的更好的信道估计，该方法形成修正的信号估计P2[n]。该方法然后可从RAM 312中的采样位置移除增量的P2[n]-P1[n]差分。

图13B图解了一种包括装置1230-1244、1310、1312以执行图13A的方法的装置。图13B中的装置1230-1244、1310、1312可在硬件、软件、或硬件与软件的组合中实现。

先作PIC再作OIC后作TIC(第二方案)

此第二方案类似于上面描述的图12A，其区别在于同一群用户的开销信道先被解调和解码后再解调和解码任何话务信道。此方案适合于非交织式系统，因为没有强加任何严格的ACK截止期限。对于交织式系统——例如DO修订版A，由于ACK/NAK信号响应于话务信道子分组，因此一般而言话务信道子分组可容忍的解码延迟被限制在几个时隙内(1时隙＝1.67ms)。因此，如果某些开销信道扩展在比这个大的时间范围上，则此方案将会变得不可行。具体而言，在DO修订版A上，辅助导频信道和ACK信道是呈短历时格式并可在TIC之前被扣除。

联合式导频/开销/话务信道消去(第三方案)

图14A图解了一种执行联合式PIC、OIC和TIC的方法。在开始框1400之后，在框1402中接收机针对所有用户推导信道估计并执行功率控制。框1404选取一群未解码出的用户G。框1406从导频重新估计信道。框1408-1410尝试执行开销/话务信道解调和解码。框1412对所有用户执行PIC并仅对具有成功解码出的信道数据的用户执行OIC和TIC。

与上面讨论的第一方案(图12A)不同，在针对所有用户作信道估计(框1402)之后，导频并非立即从FERAM 312被扣除，并且此信道估计如非IC方案那样被用于作功率控制。然后，对于在同一分组/子分组边界上终止的一群用户，该方法按给定次序执行顺序解码(框1408和1410)。

对于已试图解码的用户，该方法首先从导频重新估计信道(框1402)。此导频与在被解调以作功率控制时(框1402)相比将因先前解码出的与待解码话务分组重叠的那些分组的干扰消去而看见较少的干扰。因此，信道估计质量得以提高，这将裨益话务信道解码和消去性能两者。此新的信道估计被用于进行话务信道解码(框1410)以及某些开销信道解码(框1408)(例如EV-DO中的RRI信道)。一旦在框1412对一个用户完成了此解码过程，该方法就从FERAM 312扣除此用户的干扰贡献，这包括其导频信道以及任何解码出的开销/话务信道。

框1414检查是否有更多用户要解码。框1416终止此过程。

图14B图解了一种包括装置1420-1436以执行图14A的方法的装置。图14B中的装置1420-1436可在硬件、软件、或硬件与软件的组合中实现。

图15A图解了图14A中的方法的一种变体。框1500推导基于数据的信道估计。框1502如图13A中所示地执行可任选的残差PIC。

图15B图解了一种包括装置1420-1436、1510、1512以执行图15A的方法的装置。图15B中的装置1420-1436、1510、1512可在硬件、软件、或硬件与软件的组合中实现。

第一和第三方案之间的权衡

可能看起来第一方案与第三方案相比应具有优越的性能，因为导频信号在BTS处是已知的，并且在前面消去它们是有道理的。如果假定这两个方案有相同的消去质量，那么第一方案将在所有数据率上皆胜过第三方案。但是，对于第一方案，由于导频信道估计看见的干扰要比话务数据解调看见的更高，因此用于重构目的(对于导频和开销/话务两者)的估计出的信道系数可能是更加有噪的。但是，对于第三方案，由于导频信道估计就在话务数据解调/解码之前被重做，因此这一优化的信道估计所见的干扰电平与话务数据解调的相同。由此，平均而言，第三方案的消去质量可能好于第一方案。

从硬件设计的观点出发，第三方案可能略胜一筹：此方法可将导频和已解码出的开销和话务信道数据相加并将它们一起消去，因此，此办法可节约存储器带宽。另一方面，导频的重新估计或可与开销信道解调或可与话务信道解调一起执行(在从存储器读取采样的意义上)，由此对存储器带宽的要求没有增加。

如果假定第一方案具有第三方案80％或90％的消去质量，那么在每用户的数据率相对于用户数目上的增益之间有所权衡。一般而言，如果所有用户都在低数据率区域中则其偏向于取第一方案，而如果全部都是高数据率用户则相反。该方法还可在一旦解码出一个数据分组之时就从话务信道重新估计该信道。消去质量应有所提高，因为话务信道在与导频信道相比高(得多)的SNR下工作。

诸开销信道一旦被成功解调即可被移除(消去)，并且诸话务信道一旦被成功解调并解码出即可被移除。基站在某个时间点上能成功解调/解码出所有接入终端的开销和话务信道是有可能的。如果这种情况(PIC、OIC、TIC)发生，那么FERAM将仅包含残差干扰和噪声。导频、开销和话务信道数据可按各种不同次序被消去，以及针对各接入终端子集作消去。

一种办法是一次为一个用户从RAM 312执行干扰消去(PIC、TIC和OIC的任意组合)。另一种办法是(a)累加一群用户的重构信号(PIC、TIC和OIC的任何组合)，并且(b)然后对该群同时执行干扰消去。这两种办法可被应用于本文中公开的任何方法、方案、以及过程。

为干扰消去改善信道估计

准确地重构出接收到的采样的能力会显著地影响通过重构并移除传送的数据的各个分量来实现干扰消去的CDMA接收机的系统性能。在RAKE接收机中，多径信道是通过关于导频序列作PN解扩然后作恰适的一段时间上的导频滤波(即，累加)来估计的。导频滤波的长度通常被选取为通过累加更多采样来改善估计SNR与不累加那么长时间从而使得估计SNR因信道的时间变动而劣化之间的折衷。来自导频滤波器输出的信道估计然后被用于执行数据解调。

如以上随图4所描述地，在CDMA接收机中实现干扰消去的一种实用的方法是重构各个传送的码片×1流对(例如，码片×2的)FERAM采样的贡献。这涉及确定所传送的码片流以及发射机码片与接收机采样之间的总体信道的估计。由于来自诸RAKE耙指的信道估计就代表多径信道本身，因此总体信道估计也应计及发射机和接收机滤波的存在。

本节公开数种为在CDMA接收机中实现干扰消去而改善此总体信道估计的技术。这些技术可应用于CDMA2000

、1xEV-DO、1xEV-DV、W-CDMA。

为了对正确解码出的分组执行TIC，图4中的接收机可取来自解码器输出的信息比特并通过重新编码、重新交织、重新调制、重新施加数据信道增益、以及重新扩展来重构所传送的码片流。为了用导频信道估计来估计供TIC使用的收到采样，将把传送码片流与来自用导频PN序列解扩得到的对发射机和接收机滤波器及RAKE接收机的信道估计的模型作卷积。

通过用重构出的数据码片本身作解扩可获得改善的信道估计(在每一RAKE耙指延迟上)以取代使用导频信道估计。这种改善的信道估计对于分组的数据解调是没有用的——因为该分组已被正确解码出，而是单纯用于重构此分组对前端采样的贡献。采用此技术，对于这些RAKE耙指的每一个延迟(例如，码片×8的解析度)，该方法可用重构出的数据码片流来“解扩”收到的采样(例如，内插到码片×8)并在恰适的一段时间上作累加。这将导致改善的信道估计，因为话务信道是在比导频信道高的功率下发射的(此话务-导频T2P比是数据率的函数)。利用这些数据码片来为实现TIC而估计信道将导致对较高功率的用户有更准确的信道估计，而这些用户正是最需要以高准确性来消去的。

除了在每一RAKE耙指延迟处估计多径信道以外，本节还描述了将显式地估计发射机滤波器、多径信道、和接收机滤波器的组合效果的一种信道估计过程。此估计可在与过采样的前端采样(例如，码片×2的FERAM)相同的解析度下。此信道估计可通过用重构出的传送数据码片来解扩前端采样以在信道估计准确性上得到T2P增益来达成。这些均匀间隔开的信道估计的时间跨距可基于关于诸RAKE耙指延迟的信息以及对发射机和接收机滤波器的组合响应的先验估计来选取。此外，来自诸RAKE耙指的信息可用来优化这些均匀间隔开的信道估计。

图16图解了具有传送滤波器p(t)、总体/复合信道h(t)(相对于下面描述的多径信道g(t))、以及接收机滤波器q(t)的传输系统的模型。无线通信信道的这一数字基带表示可由L个离散多径分量来建模

g (t) = Σ_{l = 1}^{L} a_{l} δ (t - τ_{l})

式6

在此复路径振幅是a_l，其具有相应的延迟τ_l。发射机和接收机滤波器的组合效果可定义为φ(t)，在此

φ (t) = p (t) &CircleTimes; q (t)

式7

在此

表示卷积。组合得到的φ(t)常被选取为类似于升余弦响应。例如，在CDMA2000

及其衍生物中，此响应类似于图17中显示的示例φ(t)。总体信道估计由下式给出

\hat{h} (t) = g (t) &CircleTimes; φ (t) = Σ_{l = 1}^{L} a_{l} φ (t - τ_{l})

式8

图18A和18B示出基于三个RAKE耙指中每一个处的估计的多径信道的信道估计(实和虚分量)的示例。在此例中，实际信道被示为实线，并且a_l由星号给出。重构(虚线)是基于在上面的式6中使用a_l。图18A和18B中的RAKE耙指信道估计是基于用导频码片(在此总导频SNR为-24dB)解扩。

用重新生成的数据码片代替导频码片在诸RAKE耙指延迟处作解扩

信道估计的质量对重构用户对接收到的信号的贡献的保真度有直接影响。为了提升实现干扰消去的CDMA系统的性能，可使用用户的重构出的数据码片来确定改善的信道估计。这将提高干扰扣除的准确性。针对CDMA系统的一种技术可以被描述为与经典的“关于用户的传送的导频码片作解扩”相对的“关于用户的传送的数据码片作解扩”。

回忆在图18A-18B中的RAKE耙指信道估计是基于用导频码片(在此总导频SNR为-24dB)解扩。图19A和19B示出基于RAKE耙指以及用数据码片作解扩的改善的信道估计的示例，在此数据码片是以比导频码片高10dB的功率发射的。

图20A图解了一种用于在RAKE耙指延迟处以重新生成的数据码片来解扩的方法。在框2000中，rake接收机314(图4)用导频PN码片解扩前端采样以得到RAKE耙指值。在框2002中，解调器304执行数据解调。在框2004中，解码器308执行数据解码并校验CRC。在框2006中，如果CRC通过，那么单元400通过重新编码、重新交织、重新调制、以及重新扩展来确定传送的数据码片。在框2008中，单元400用传送的数据码片来解扩前端采样以在每一耙指延迟处得到改善的信道估计。在框2010中，单元400用改善的信道估计来重构用户的话务和开销对前端采样的贡献。

图20B图解了一种包括装置2020-2030以执行图20A的方法的装置。图20B中的装置2020-2030可在硬件、软件、或硬件与软件的组合中实现。

用重新生成的数据码片在FERAM解析度下估计复合信道

经典的CDMA接收机可在每一RAKE耙指延迟处估计多径信道的复值。居于RAKE接收机之前的接收机前端可包括匹配于发射机滤波器(即，p(t))的低通接收机滤波器(即，q(t)).因此，为使该接收机能实现匹配于信道输出的滤波器，RAKE接收机自己尝试仅匹配于多径信道(即，g(t))。诸RAKE耙指的延迟通常是从独立时间跟踪环路在最小分隔要求内(例如，诸耙指相隔至少一个码片)驱动的。但是，物理多径信道本身往往在延迟的连续统上具有能量。因此，一种方法在前端采样的解析度(例如，码片×2的FERAM)下估计复合信道(即，h(t))。

在CDMA反向链路上有发射功率控制的情况下，来自所有多径及诸接收机天线的组合耙指SNR通常被控制成落在特定范围里。此SNR范围会导致从经解扩的导频码片推导出的复合信道估计具有相对较大的估计方差。这就是为何RAKE接收机尝试仅在能量延迟分布的“波峰”处放置耙指的缘故。但有了用重构出的数据码片作解扩的T2P优势，复合信道估计就可得到比将g(t)与φ(t)的模型相组合得到的直接估计更好的h(t)估计。

本文中描述的信道估计过程显式地估计发射机滤波器、多径信道、和接收机滤波器的组合效果。此估计可在与过采样的前端采样(例如，码片×2的FERAM)相同的解析度下。此信道估计可通过用重构出的传送数据码片来解扩前端采样以在信道估计准确性上得到T2P增益来达成。这些均匀间隔开的信道估计的时间跨距可基于关于诸RAKE耙指延迟的信息以及对发射机和接收机滤波器的组合响应的先验估计来选取。此外，来自诸RAKE耙指的信息可用来优化这些均匀间隔开的信道估计。注意这种估计复合信道的技术本身也是有用的，因为不要求设计要使用φ(t)的先验估计。

图21A和21B示出了使用在码片×2的解析度下均匀间隔开的采样来估计复合信道的一个示例。在图21A和21B中，数据码片SNR是-4dB，其对应于-24dB的导频SNR以及20dB的T2P。此均匀信道估计给出与仅用在RAKE耙指位置上的数据码片来作解扩相比更好的质量。在高SNR下，富径(“fatpath”)的效应限制了使用RAKE耙指位置来准确地重构出信道的能力。这种均匀采样办法在估计SNR很高——这对应于用高T2P的数据码片作解扩的情形——时尤为有用。当T2P对于特定用户很高时，信道重构保真度就很重要。

图22A图解了一种使用重新生成的数据码片在均匀解析度下估计复合信道的方法。框2000-2006及2010与上面描述的图20A相类似。在框2200中，RAKE接收机314(图4)或另一组件基于RAKE耙指延迟确定均匀构造的时间跨距。在框2202中，解调器304或另一组件通过用在恰适的时间跨距上均匀的延迟处的传送数据码片解扩前端采样来确定改善的信道估计。

图22B图解了一种包括装置2020-2030、2220、2222以执行图22A的方法的装置。图22B中的装置2020-2030可在硬件、软件、或硬件与软件的组合中实现。

在上面的说明中，g(t)是无线多径信道本身，而h(t)包括无线多径信道以及发射机和接收机滤波：即

h (t) = g (t) &CircleTimes; φ (t) .

在上面的说明中，“采样”可以是在任何任意性的速率下(例如，每码片两次)，但“数据码片”是每码片一个。

“重新生成的数据码片”是通过如图20A的框2006中所示并在上面描述地重新编码、重新交织、重新调制、以及重新扩展来形成的。原理上，“重新生成”是模拟了信息比特原来在移动发射机(接入终端)处经历过的过程。

“重构出的采样”代表存储在FERAM 312或接收机中独立于FERAM 312的单独存储器中的采样(例如，每码片两次)。这些重构出的采样是通过将(重新生成的)传送数据码片与信道估计卷积来形成的。

措词“重构出的”和“重新生成的”可在提供了或重新形成传送的数据码片或重新形成接收到的采样的上下文时被可互换地使用。采样或码片可被重新形成，因为“码片”是通过重新编码等来重新形成的，而“采样”是基于使用重新形成的码片并纳入无线信道的作用(信道估计)以及发射机和接收机滤波来重新形成的。措词“重构”和“重新生成”本质上意味着重构或重新形成。技术上没有区别。一个实施例排他性地对数据码片使用“重新生成”而对采样使用“重构”。由此，接收机可具有数据码片重新生成单元以及采样重构单元。

对具有干扰消去特征的CDMA系统的反向链路上的传输子信道增益作适应性调整

多用户干扰是CDMA传输系统中一限制性因素，并且缓解此干扰的任何接收机技术将允许可达到的吞吐量有显著的增长。本节描述用于对具有IC特征的系统的传输子信道增益作适应性调整的技术。

在反向链路传输中，每一用户传送导频、开销、和话务信号。导频提供传输信道的同步和估计。开销子信道(诸如RRI、DRC、DSC、和ACK)为MAC和话务解码建立所需。导频、开销、和话务子信道对于SINR具有不同的要求。在CDMA系统中，单一的功率控制就可对导频的发射功率作适应性调节，而开销和话务子信道的功率相对于导频具有固定的增益。当BTS装备有PIC、OIC、及TIC时，各个子信道取决于诸IC的次序和消去能力看见不同的干扰电平。在此情形中，诸子信道增益之间的静态关系会损害系统性能。

本节描述针对实现IC的系统上诸不同逻辑子信道的新的增益控制策略。这些技术是基于诸如EV-DO修订版A等的CDMA系统并且也可被应用于EV-DV发行版D、W-CDMA EUL、以及CDMA2000

所描述的技术通过根据分组差错率意义上的测得性能适应性地改变每一子信道的增益来实现诸不同子信道上的功率和增益控制。目的在于提供一种允许充分利用IC的潜能同时又为时变的弥散性子信道上的传输提供稳健性的可靠的功率和增益控制机制。

干扰消去是指在逻辑子信道已被解码出之后移除这些子信道对前端采样的贡献以减少对将在稍后被解码的其他信号的干扰。在PIC中，传送的导频信号在BTS处是已知的，并且接收到的导频是使用信道估计重构出的。在TIC或OIC中，干扰是借助于通过接收到的子信道在BTS处的经解码版本重构该子信道来移除的。

当前的BTS(无IC特征)控制导频子信道的功率E_cp以满足话务信道中的差错率要求。话务子信道的功率与导频由一固定因子T2P相关，其取决于载荷类型以及靶向终止目标。导频功率的适应性调节是通过包括内环和外环的闭环功率控制机制来执行的。内环旨在将导频的SINR(E_cp/N_t)保持在阈值水平T，而外环功率控制改变此阈值水平T，例如基于分组差错率(PER)来作此改变。

当在接收机(图4)处执行IC时，子信道增益的适应性调节对于系统而言将有所裨益。事实上，由于每一子信道看到不同的干扰电平，因此它们相对于导频而言的增益应相应地作适应性调节以提供合需的性能。本节可解决对开销和导频子信道的增益控制的问题，并且描述了用于对T2P作适应性调整以通过充分利用IC来提高系统吞吐量的技术。

具有IC特征的系统中的重要参数

可被调节的两个参数是开销子信道增益和话务-导频(T2P)增益。当TIC活跃时，可将开销子信道增益增大(相对于非TIC)以允许导频和开销性能之间有更灵活的权衡。通过用G来注记在当前系统中使用的基线G，开销信道增益的新值将是：

G′＝G·Δ_G。

式9

在非IC方案中，开销/导频子信道看到与话务信道所见的相同的干扰电平，并且一定比率的T2P/G可给予开销和话务信道性能两者以及导频信道估计以令人满意的性能。当使用了IC时，干扰电平对于开销/导频和话务是不同的，并且T2P可被减小以允许这两种类型的子信道有相干的性能。对于给定的载荷，该方法可令T2P相对于制表值降低到1/Δ_T2P以满足这些要求。通过用T2P来注记在当前系统中用于特定载荷的基线T2P，T2P的新值将是：

T2P′＝T2P·Δ_T2P。

式10

参数Δ_T2P可被量化成一组有限或离散值(例如，-0.1dB到-1.0dB)并被发送给接入终端106。

可被保持控制的一些量值是话务PER、导频SINR、以及热噪声增量。导频SINR不应降落到良好的信道估计所需的最小水平之下。热噪声增量(ROT)对于确保功率受控的CDMA反向链路的稳定性和链路预算而言是很重要的。在非TIC接收机中，ROT是在接收到的信号之上定义的。一般而言，ROT应保持在预定范围之内以允许良好的容量/覆盖权衡有实现的可能。

热噪声增量控制

I₀指示接收机的输入处信号的功率。从接收到的信号消去干扰导致功率降低。I₀′指示IC之后在解调器304的输入处信号的平均功率：

I₀′≤I₀.

式11

I₀′的值可在前端采样已用IC更新过之后从前端采样测得。当执行了IC时，ROT对于开销子信道而言仍然很重要，并且应关于一阈值来控制ROT，即要确保

ROT = \frac{I_{0}}{N_{0}} < {ROT}_{thr},

式12

其中N₀是噪声功率。

但是，话务及一些开销子信道也受益于IC。这些子信道的解码性能与在IC之后测得的热噪声增量相关。有效ROT是IC之后的信号功率与噪声功率之比。有效ROT可由一阈值来控制，即，

{ROT}_{eff} = \frac{{I_{0}}^{'}}{N_{0}} < {ROT}_{thr}^{(eff)} .

式13

在噪声电平不改变的假定下，ROT_eff上的约束可等效地陈述为I₀′上的约束：

{I_{0}}^{'} \leq I_{0}^{(thr)},

在此I₀ ^(thr)是对应于ROT_thr ^(eff)的信号功率阈值。

固定开销增益技术

当ROT增大时，导频和开销信道(其未受益于IC)的SINR降低，从而导致擦除率的潜在增长。为了对此效应作补偿，或可将开销信道增益提高固定值或可通过针对特定系统状况作适应性调整来提高开销信道增益。。

描述了在其中开销子信道的增益相对于导频而言固定的技术。所提议的技术为每一用户作导频子信道的电平和Δ_T2P两者的适应性调整。

在固定的Δ _G ＝0dB下对T2P进行的闭环控制

图23图解了对E_cp和Δ_T2P以及固定的Δ_G＝0dB的闭环功率控制(PC)(框2308)。对Δ_T2P和E_cp的适应性调整的这种第一解决方案包括：

A.内环和外环2300、2302可用常规方式执行功率控制以实现对E_cp的适应性调整。外环2300接收目标PER和话务PER。内环2304接收阈值T 2302和测得导频SINR并输出E_cp。

B.闭环增益控制(GC)2306基于对移除了的干扰的测量来适应性调整Δ_T2P。增益控制2306接收测得ROT和测得ROTeff并输出Δ_T2P。接收机测量由IC方案移除了的干扰并适应性调整Δ_T2P。

C.可将Δ_T2P放在消息中周期性地向扇区中的所有接入终端106发送。

为进行Δ_T2P的适应性调整，若IC之后的干扰从I₀降到了I₀′，则T2P可由此被减小以下量：

Δ_{T 2 P} = \frac{I_{0}^{'}}{I_{0}} \approx \frac{{ROT}_{eff}}{ROT} .

式14

E_cp将增大(通过PC循环2304)如下：

{E_{cp}}^{'} = \frac{I_{0}}{I_{0}^{(thr)}} E_{cp},

式15

该系统在有/无IC特征的情况下总发射功率之比将是：

C = \frac{E_{cp} (1 + G + T 2 P)}{{E_{cp}}^{'} (1 + G + T 2 P^{'})},

式16

在此G是开销信道增益。对于大的T2P值(相对于G而言)，比率C可被近似为：

C \approx \frac{I_{0}^{(thr)}}{{I_{0}}^{'}} .

式17

对于有效ROT的估计而言，有效ROT因PC和信道状况的改变两者而迅速变化。反之，Δ_T2P反映出ROT_eff的缓慢变动。因此，对于Δ_T2P的选取，有效ROT是借助于对IC之后的信号的长求均窗来测量的。此求均窗可具有至少两倍于功率控制更新周期的长度。

在固定的Δ _G ＞0dB下对T2P进行的闭环控制

图24与图23除了增益控制2306接收阈值有效ROT并且Δ_G＞0dB(框2400)外是相似的。此用于对Δ_T2P作适应性调整的替换方法是基于对IC和非IC系统两者具有相同的蜂窝小区覆盖的要求。E_cp分布在两种情形中是相同的。IC的作用在满载的系统上是双重的：i)IC之前的信号功率I₀相对于无IC特征的系统的信号功率将有所提高；ii)由于藉由PER控制的闭环功率控制，I₀′将倾向类似于无IC特征的系统的信号功率。Δ_T2P是如下来作适应性调整的：

Δ_{T 2 P} = \frac{I_{0}^{(thr)}}{{I_{0}}^{'}} \approx \frac{{ROT}_{thr}^{(eff)}}{{ROT}_{eff}} .

式18

基于ACK对Δ _T2P 的控制

图25图解了基于具有固定开销子信道增益的ACK子信道对E_cp和Δ_T2P的PC(框2506)。

对Δ_T2P的闭环GC要求有从BTS到AT的反馈信号，在此所有AT从BTS接收到相同的Δ_T2P广播值。一种替换解决方案是基于对Δ_T2P的开环GC 2510以及对导频的闭环PC 2500、2504。闭环导频PC包括内环2504，其根据阈值T₀2502调整E_cp。外环控制2500受开销子信道的擦除率——例如数据率控制(DRC)子信道出错概率或DRC擦除率指导。每当DRC擦除率超过一阈值时就将T₀增大，但当DRC擦除率低于该阈值时就将其逐渐减小。

Δ_T2P是通过ACK前向子信道来作适应性调整的。具体而言，通过测量ACK和NACK的统计性，AT就能评价BTS处的话务PER(框2508)。增益控制2510包括目标话务PER和测得PER。每当PER高于一阈值时，就将Δ_T2P增大，直至T2P′达到非IC系统的基线值T2P。另一方面，对于较低的PER，将Δ_T2P减小以充分利用IC过程。

可变开销增益技术

收发机的一种进一步的优化可通过不仅对Δ_T2P还2对开销子信道增益(G开销)作针对IC过程的适应性调整来获得。在此情形中，需要一额外的反馈信号。Δ_G的值可量化为从0dB到0.5dB。

基于干扰功率的开销增益控制

图26与图24除有开销GC 2600外相类似。一种用于对开销子信道2600作GC的方法是基于IC之后测得的信号功率。在此情形中，假定了E_cp以提供与无IC特征的系统相同的蜂窝小区覆盖。IC之前的信号具有增大的功率I₀，并且开销增益对此增大的干扰作补偿。此实现通过设置如下来适应性调整开销增益：

Δ_{G} = \frac{I_{0}}{I_{0}^{(thr)}} \approx \frac{ROT}{{ROT}_{thr}} .

式19

Δ_G可被控制以不降到0dB以下，因为这将对应于降低开销子信道功率，而这是不大可能有帮助的。

此增益暨功率控制方案可包括如图23中所示的针对E_cp的内环和外环PC2304、2300、如上面描述的针对Δ_G的GC环路2600、针对Δ_T2P的开环GC 2306，其中Δ_T2P是在每当PER高于一目标值时被增大，并且在PER低于此目标时被减小。Δ_T2P的一最大等级被允许，其对应于非IC接收机的该等级。

唯DRC开销增益控制

图27图解了图26的具有唯DRC开销增益控制2702的一种变体。

即使在开销子信道增益作了适应性调整时，对Δ_T2P的增益控制2700也可如上面描述地用闭环来执行。在此情形中，E_cp和Δ_T2P是如图23的方案中那样被控制，而开销子信道增益的适应性调整2702是通过DRC擦除率来执行的。具体而言，如果DRC擦除高于一阈值，则将开销子信道增益2702增大。当DRC擦除率低于一阈值时，将开销增益2702逐渐减小。

在多扇区多蜂窝小区的网络中对T2P的控制

由于对Δ_T2P的GC是在蜂窝小区层面上执行的，并且AT 106可能处于软换手中，因此各个扇区可能会生成不同的适应性调整请求。在此情形中，对于要向AT发送的Δ_T2P请求的选取可考虑各种可选项。在蜂窝小区层面上，一种方法是可在满载扇区所要求的那些T2P减小当中选取最小的T2P减小，即，

式20

其中Δ_T2P ^(s)是扇区s所要求的Δ_T2P。AT可接收来自各个蜂窝小区的不同请求，并且在此情形中还可能采纳各种准则。一种方法可选取对应于服务扇区的Δ_T2P以确保与其最可靠的通信。

对于在蜂窝小区和在AT两者处对Δ_T2P的选取，其他选择也可被考虑，包括被请求的值当中的最小、最大、或平均值。

一个重要的方面是令移动台使用T2P′＝T2P×Δ_T2P以及G′＝G×Δ_G，在此Δ_T2P是在BTS处基于I₀和I₀′的测量(以及还可能有I_o ^thr的知识)来计算的，并且Δ_G也是在BTS处计算的。当在BTS处计算出了这些Δ因子时，它们由每一BTS向所有接入终端广播，后者相应地作出反应。

本文中公开的概念可被应用于W-CDMA系统，其使用诸如专用物理控制信道(DPCCH)、增强型专用物理控制信道(E-DPCCH)、或高速专用物理控制信道(HS-DPCCH)等的开销信道。W-CDMA系统可使用专用物理数据信道(DPDCH)格式和/或增强型专用物理数据信道(E-DPDCH)格式。

本文中所公开的可被应用于具有两种不同的交织结构——例如2ms传送时间区间和10ms传送时间区间——的W-CDMA系统。由此，前端存储器、解调器、和减法器可被配置城横跨具有不同传送时间区间的分组的一个或多个子分组。

对于TIC，话务数据可由一个或多个用户以EV-DO发行版0格式或EV-DO修订版A格式中的至少一者来发送。

本文中描述的具体解码次序可对应于解调和解码的次序。重新解码一分组应当是来自于重新解调，因为解调来自FERAM 312的分组的过程将干扰消去转换成更好的解码器输入。

以迭代耙指延迟适应性调整来进行迭代干扰消去

准确地估计出多径信道然后重构出来自一个用户的干扰贡献的能力将会显著影响实现干扰消去(IC)方案的CDMA接收机的系统性能。

一旦有分组被成功解码出来(例如，CRC通过)，就可利用基于数据码元的信道估计(DBCE)(取代导频码元)来提供预先指定的耙指延迟处的准确得多的信道估计，因为数据码元通常是在比导频码元高得多的功率电平下被发射的。但是，DBCE算法是每耙指估计的办法并且并没有针对性解决如何找到不同多径的延迟偏移的问题。

在现实的多径环境中，通常有在一个码片内到达的多条物理路径。正常情况下，DBCD估计在解调数据路径中指定的诸耙指偏移处的信道系数，在其中典型地，耙指被指派在隔开至少一个码片的偏移处以防止诸耙指变得相关。然而，一旦数据变为已知，为了干扰消去的目的，接收机有将这些耙指放在任意性位置处的自由。

另外，一些IC方案可能会独立地估计一个用户的诸条多径中的每一条的信道系数然后并行地重构/移除这些多径中的每一条的干扰。但是，如果两条多径彼此相离在几个码片之内，那么在两条多径均携带相同数据的场合，一条多径的旁瓣或主瓣的能量可能会漏泄到另一条多径的主瓣中。这种多径相关(MPC)现象对估计出的诸信道值造成相容的偏离。此效应在图28中基于ITU的行人B信道模型来图解。图28图解了实际的和重构的信道冲激响应(CIR)的坐标图。在图28中，圈代表与实际CIR的波峰非常相容的信道估计。但是，重构出的CIR因为此偏离而被上推(与实际CIR相比)。

本公开描述了用迭代耙指延迟适应性调整算法来进行迭代IC，其可更好地估计总体的多径信道冲激响应并因而能更有效的移除干扰。

图29A图解了根据本发明的一个方面的一种用于以迭代耙指延迟适应性调整来进行迭代IC的方法。在框2900中，接收机的迭代轮数被设为等于1(迭代＝1)。在框2902中，在l＝1，...，L′的诸预先确定的耙指延迟

(例如，来自于解调处理的时间跟踪环路)中的每一个处，接收机可估计信噪干扰比(SINR)

。L’指示被指派的耙指的总数，其可以不等于同一用户的多径的总数。该接收机然后将这些耙指在

的强度的意义上从最强到最弱地排序成列表。

在框2904中，接收机根据诸耙指在此列表中的排序来对它们执行逐次信道估计(CD)和干扰消去(IC)，即只有前一耙指的干扰从采样缓冲中被移除了，下一耙指的信道估计才会开始。另外，对于一个耙指，如果

{\hat{γ}}_{k, l} < {Thd}_{Ic},

那么接收机不尝试消去此耙指。

在框2906中，接收机确定是否

\max_{l} ({\hat{γ}}_{k, l}) &GreaterEqual; {Thd}_{It},

若为是，那么接收机就继续前行至框2908；否则，接收机在框2922处终止此迭代IC处理。

在框2908中，迭代轮数被递增1，即迭代轮数被设为“迭代+1”。在框2910中，如果迭代＞MaxItNum，那么接收机继续前行至2912；否则，接收机继续前行至框2914。

在框2912中，重构出的干扰在所有耙指上被累加并从接收到的信号中被移除。接收机然后在框2922处完成此迭代IC过程。

在框2914中，对于l＝1到L’的每一个耙指l，接收机首先基于在先前一轮迭代中的信道估计或基于来自总收到信号的最近可用信道估计来从所有其他耙指扣除此干扰。

在框2916中，对于同一耙指，在其在前一轮迭代中使用的耙指延迟

以及在

每一侧上的M个邻偏移(码片×8的解析度)处，接收机计算那2M+1个偏移中的每一个处的信道估计的振幅。在框2918中，接收机将具有最大信道估计振幅的那个偏移(出自这总共2M+1个偏移)设为新的

在框2920中，在此新的

处，接收机针对此耙指执行CE和IC算法。

对于上面描述的信道估计(CE)步骤，对于每一给定耙指，接收机基于数据码元执行信道估计以获得

将其值乘以定标因子α以使均方误差(MSE)最小化。α被选取为

α = \frac{γ \cdot N}{1 + (γ \cdot N)},

式21

在此γ指示每耙指的SINR，并且

N代表基于其来获得值

的被累加的数据码元的长度。

应领会从框2914到2920的过程可对所有耙指重复，此时接收机返回到框2908。

在框2922中，此迭代IC过程完成。

图29B图解了一种包括装置2930-2952以执行图29A的方法的装置。图29B中的装置2930-2952可在硬件、软件、或硬件与软件的组合中实现。

此算法有两个重要部分：其一是试图移除估计出的信道系数中因旁瓣能量漏泄而来自其他多径的偏离；另一是改善估计出的耙指延迟并潜在可能在一个码片内放进一个以上的耙指。此关于预先确定的耙指延迟的信息典型地是来自于解调数据路径。因此，这些耙指延迟通常彼此相离一个码片以上。另外，此算法可防止锁定到一条非常强的多径的旁瓣上。

图30图解了实际的、重构的和改善的CIR的坐标图。图30展示出基于所提议的新算法，改善了的重构CIR与实际CIR匹配得要好得多。

上面描述的算法假定耙指的同一数目贯穿所有轮次的迭代是固定的。在增加了一些接收机复杂度之后，该接收机就能在现有耙指被移除之后搜索更多的耙指。如果新标识出的这些耙指达到某个强度阈值，那么接收机就在迭代办法中将它们添加到被跟踪的耙指的列表中，并由此进一步地提高IC性能。

这里描述的这些办法可适用于CDMA RL(多址)和FL(叠加编码)两者，并且适用于CDMA2000

族和W-CDMA族两者。

上面描述的迭代干扰消去办法可允许每个耙指延迟处的耙指延迟和信道估计两者的优化。此办法还允许接收机在一个码片之内放入一个以上的耙指。此办法可将针对解调数据路径和干扰消去数据路径的耙指延迟估计问题解耦。

此办法可通过(1)为信道估计移除因多径旁瓣漏泄而导致的偏离；(2)允许接收机在一个码片之内放进一个以上的耙指；(3)防止锁定到一条强径的旁瓣；以及(4)标识出更可靠的路径，来提供对富径信道(例如，ITU的行人B信道、机动车A信道)好得多的处置。

本文中公开的实施例涉及用于提供无线通信中从空间和时间相关的收到采样作有效的信号重构的方法和系统。

本文中描述的接入网络(AN)可以指通信系统的网络部分，并且可包括(但不限于)基站(BS)、基站收发机系统(BTS)、接入点、调制解调器群收发机(MPT)、B节点(例如，在W-CDMA类型的系统中)等。

本文中描述的接入终端(AT)可以指各种类型的设备，包括(但不限于)无线电话、蜂窝电话、膝上型计算机、无线通信个人计算机(PC)卡、个人数字助理(PDA)、外置或内置调制解调器等。接入终端可以是通过无线信道或通过有线信道(例如，借助于光线或同轴电缆)来通信的任何数据设备。接入终端可以有各种名称，诸如接入单元、订户单元、移动站、移动设备、移动单元、移动电话、移动台、远程站、远程终端、远程单元、用户设备、用户装备、手持式设备等等。不同的接入终端可被纳入到系统中。接入终端可以是移动的或静止的，并且可被散布在整个通信系统中的各处。接入终端在给定时刻可在前向链路和/或反向链路上与一个或多个接入网络通信。前向链路(或即下行链路)是指从接入网络到接入终端的传输。反向链路(或即上行链路)是指从接入终端到接入网络的传输。

在一些无线通信系统(例如，CDMA类型的系统)中，基收发机站处在反向链路上接收到的信号包含来自多个用户的信号，这些信号可能会彼此干扰并限制系统总容量。藉由采用通过逐次解码、重构、并扣除每一用户的信号来进行干扰消去，反向链路的容量就可得以增大。已经着手进行处理单天线的情形或是无相关的多天线情形方面的努力。但是，通过进一步计及收到信号内的空间及时间相关性来提高消去效率将是可取的。此外，此类办法无需被限制于基于耙指的信道估计。

从空间和时间相关的收到样本进行信号重构

本发明的另一个方面涉及用于在每当用户的收到信号中有空间和/或时间相关性时基于例如关于该用户的传送信号的知识收获高效率的干扰消去来重构该收到信号的计算技术。本发明的这一方面可被应用于导频、(已解码)数据以及开销信号的消去。此技术可涉及对各收到采样跨时间(例如在每码片或亚码片的解析度下)以及跨天线的线性组合，并且建立在抽头权重无需单是RAKE接收机中的解扩器输出的函数这一先前成果之上。

换言之，藉由采用通过逐次解码、重构、并扣除每一用户的信号来进行干扰消去，反向链路的容量就可得以增大。先前的成果应付了单天线的情形或是无相关性的多天线的情形。然而在更一般化的背景中，通过如下面进一步描述地进一步计及收到信号内的空间及时间相关性来提高消去效率将是可能的。此外，此技术无需被限制于基于耙指的信道估计。

下面描述线性估计的一般化问题以及一种用于从空间和/或时间相关的收到信号进行信号重构的方法。然后从此方法为一些特定情景推导出复杂度较低的简化技术和实施例。

一般而言，对于某个合需的(标量)信号x，以及相关观察值的某个矢量y＝{y₁，y₂，...，y_N]^T，可形成一线性估计如下：

\hat{x} = Σ_{n = 1}^{N} w_{n} y_{n},

式22

有此估计，选取权重w_n以使均方误差

{| | x - \hat{x} | |}^{2}

最小化将是可取的，在此两个随机变量的内积是<a，b>＝Eab^*，并且模的平方是||a||²＝<a，a>。

在本领域技术人员所知的正交原理下，此误差在权重满足正交性

&lang; x - \hat{x}, y_{i} &rang; = 0

即下式的情况下最小化，

&lang; x, y_{i} &rang; = Σ_{n = 1}^{N} w_{n} &lang; y_{n}, y_{i} &rang;,

对于所有i＝1，...，N。

式23

此外，这可适用于从相关观察量的某个矢量y＝[y₁，y₂，...，y_N]^T估计合需信号矢量x＝[x₁，x₂，...，x_M]^T的情景。

在此类情形中，最优线性估计——例如由

\hat{x} = Wy

给出的估计——在估计子权重满足下面一组在每一分量上的正交性条件的情况下使均方误差

Σ_{m = 1}^{M} {| | x_{m} - {\hat{x}}_{m} | |}^{2}

最小化，

式24

式24可被进一步表达为

WR(y，y)＝R(x，y).

式25

或即

R (\hat{x}, y) = R (x, y),

在此外积R(x，y)＝Exy^H。应领会，取决于R(y，y)的可逆性，可能会有一个以上的最优W。

从空间和时间相关的收到样本进行信号重构的方法

在本发明的一个方面，描述了在给定在所有M个天线处接收到的采样的前提下在每一天线处重构给定用户的贡献的计算技术的一般化形式。此情形中的时间解析度可以是每码片的或亚码片的，并且考虑了多径信道。此外，将针对以下情形来描述如何来推导此计算技术的简化形式的示例：(1)具有AWGN的单径多天线信道(以及其如何退化成单天线情形的描述)，(2)有和无富径的单天线多径信道。

在此一般化情形中，在第m个天线处合需的用户贡献被给为

g_{(m)} [k] = Σ_{l = 1}^{L} h_{(m), l} [k] s [k - d_{l}],

k＝1，...，N并且m＝1，...，M。

式26

时间索引k可反映每码片的或亚码片的解析度，并且

·h_(m)，l[k]是第l条路径的振幅，其延迟为d_l，是在第m个天线处接收到的，可能是时变的。(这对于接收机而言可能是未知的。)

·s[k]是传送的序列，其可以被组成为一数据-、导频-或开销-序列继之以一扩展序列。如果k对应于亚码片的解析度，那么s[k]可进一步包括与传送和接收滤波器的卷积。(这在接收机处可被大致地知道，因为真实的传送滤波器可以被非常接近地匹配。)

·确切的路径数L在接收机处可能是未知的。但是，延迟的数目及其值可从搜索器获得并可对应于该用户的总贡献的强子集。

接收到的一组观察值可被写为

y_(m)[k]＝g_(m)[k]+z_(m)[k]，，k＝1，...，N并且m＝1，...，M。

式27

加性噪声z_(m)[k]可代表从所有其他用户接收到的信号、其他蜂窝小区干扰、以及热噪声。可假定这与g_(m)[k]是不相关的。

定义矢量g＝[g₍₁₎[1]，...，g₍₁₎[N]，......，g_(M)[1]，...，g_(M)[N]]^T，并且类似地定义矢量y＝[y₍₁₎[1]，...，y₍₁₎[N]，......，y_(M)[1]，...，y_(M)[N]]^T，对g的最小均方误差线性估计子可给为

\hat{g} = Wy,

式28

，其中W＝R(g，y)R(y，y)^-1。(如上面所述，在R(y，y)不可逆的情形中，可使用其他计算方法来找到正交性条件WR(y，y)＝R(g，y)的解)。

上面的矩阵解法可进一步依赖于内积<y_(m)[k]，y_(m′)[k′]>和<g_(m)[k]，y_(m′)[k′]>的计算。基于合需用户的信号与干扰加噪声信号之间零相关的假定，得出

<y_(m)[k]，y_(m′)[k′]>＝<g_(m)[k]，g_(m′)[k′]>+<z_(m)[k]，z_(m′)[k′]>

<g_(m)[k]，y_(m′)[k′]>＝<g_(m)[k]，g_(m′)[k′]>

式29

应当注意，互相关<y_(m)[k]，y_(m′)[k′]>对于接收机而言可能不是已知的。在空间和时间相关性于特定历时上近似为广义平稳(WSS)时，就可使用标准技术来就各种滞后(k-k′)和天线对(m，m′)来估计这些值。

合需用户信号互相关的值可给为

&lang; g_{(m)} [k], g_{(m^{'})} [k^{'}] &rang; = Σ_{l = 1}^{L} Σ_{l^{'} = 1}^{L} &lang; h_{(m), l} [k], h_{(m^{'}), l^{'}} [k^{'}] &rang; s [k - d_{l}] s^{*} [k^{'} - d_{l^{'}}] .

式30

在此情形中，多径分量的空间和时间互相关<h_(m)，l[k]，h_{(m′)，l′}[k′]>在接收机处可能不是已知的，但可使用扩展序列和/或s[k]的知识来估计——例如，若此分量在考虑的历时上变化相对缓慢，这可使用时间平均来作此估计。一旦估计出此相关性，就可计算<g_(m)[k]，g_(m′)[k′]>，因为s[k]在接收机处是已知的。

本发明用于重构合需用户信号贡献的一般化计算技术可被总结如下：

1.估计收到采样的空间和时间相关性<y_(m)[k]，y_(m′)[k′]>。

2.估计信道系数的空间和时间相关性<h_(m)，l[k]，h_{(m′)，l′}[k′]>。

3.计算合需用户信号的空间和时间相关性<g_(m)[k]，g_(m′)[k′]>(根据式30)。

4.构造R(g，y)和R(y，y)，并从WR(y，y)＝R(g，y).求解重构矩阵W。

5.计算重构出的用户信号为

\hat{g} = Wy .

在每码片解析度下的单径多天线信道

在一些情景中，上面描述的计算可被进一步简化，例如，在每码片解析度下的静态单径多天线信道的情景中即为如此。

在此情形中，特定用户在第m个天线处的贡献可给为

g_(m)[k]＝h_(m)s[k]，k＝1，...，N并且m＝1，...，M。

式31

在此k是以码片为单位的时间索引，h_(m)是静态(相对于历时N而言)衰落系数，并且s[k]被取为经扩展数据或导频信号。可以假定|s[k]|＝1和s[k]在接收机处是已知的。

接收到的一组观察值可被给为

y_(m)[k]＝g_(m)[k]+z_(m)[k]，，k＝1，...，N并且m＝1，...，M。

式32

为简单化，所有k＝1，...，N的加性噪声z_(m)[k]可被进一步建模为独立、恒等地分布的零均值信号。可假定此加性噪声与g_(m)[k]是不相关的。

为构建此线性估计子，表达在时间k跨所有天线的收到采样为y[k]＝[y₍₁₎[k]，...，y_(m)[k]]^T将是有所裨益的，并且类似地还有g[k]＝[g₍₁₎[k]，...，g_(m)[k]]^T、z[k]＝[z₍₁₎[k]，...，z_(m)[k]]^T、和h＝[h₍₁₎，...，h_(m)]^T。此线性估计由此可被表达为

\hat{g} [k] = Σ_{j = 1}^{N} W_{j} [k] y [k],

k＝1，...，N。

式33

矩阵W_j[k]可代表用于估计在时间k处的合需信号时确定在时间j处跨所有天线接收到的采样的贡献的加权矩阵。

基于一些恰当的假定和此新的注记，跨天线的噪声和衰落相关性各自可用外积R(h，h)和R(z，z)的形式来表达。最优W_j[k]的解由此可给为

W_{j} [k] = \frac{1}{N} s^{*} [j] s [k] R (h, h) {(R (h, h) + \frac{R (z, z)}{N})}^{- 1} .

式34

然后得出对合需用户信号的相应线性估计可被表达为

\hat{g} [k] = \frac{s [k]}{N} R (h, h) {(R (h, h) + \frac{R (z, z)}{N})}^{- 1} Σ_{j = 1}^{N} s^{*} [j] y [j] .

式35

以上指示在此情景中在时间k处的最优估计可能是跨所有天线分别地运行的解扩器(最右边的求和)继之以M×M的矩阵乘法。对于此单天线情形，这进一步简化为

\hat{g} [k] = \frac{s [k]}{N} (\frac{{| h |}^{2}}{{| h |}^{2} + σ^{2} / N}) Σ_{j = 1}^{N} s^{*} [j] y [j] .

式36

在亚码片解析度下的单天线多径信道

在本发明的另一个方面，上面用于信号重构的一般化方法在亚码片解析度下的单天线多径信道的情景中可被简化。更具体地，具有加性多径的单天线的简化模型可被表达为

g [k] = Σ_{l = 1}^{L} h_{l} s [k - τ_{l}],,

k＝1，...，N并且m＝1，...，M。

式37

在此情形中，k是以码片倍数为单位的时间索引，并且s[k]被取为经编码数据或导频信号进一步与收发脉冲卷积。如果收发脉冲为φ[k]——其中k反映在d倍码片频率下的采样，那么

s [k] = x [k] &CircleTimes; φ [k],

在此x[k]是未经采样的已编码序列。这里重要的一点在于，对于间隔紧密的路径(即τ_l-τ_l-1接近一个码片区间)，φ[k]的存在会致使常规的解扩技术给出不良的信道路径估计。这些间隔紧密的路径可被合称为富径。

在中到高SNR领域中，针对一般化情形简化所给出的方法以对富径作出补偿是可能的。亦即，解扩器输出可被定义(在很小的一组延迟上)为如下

c [τ] = Σ_{k = 1}^{N} x^{*} [k - τ] y [k],

τ＝-T，...，T。

式38

注意，在理想条件和长随机编码序列下，此解扩器输出(或即相关序列)应等于∑_l＝1 ^Lh_lφ[τ-t_l]，其为信道多径与此脉冲的卷积。由此，遵循如上面描述的一般化情形的方法集，可以证明对此多径的最小二乘估计(对延迟τ有系数)可计算如下

[\begin{matrix} {\hat{h}}_{(- T)} \\ {\hat{h}}_{(- T + 1)} \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ {\hat{h}}_{(T)} \end{matrix}] = {(Φ^{H} Φ)}^{- 1} Φ^{H} [\begin{matrix} c [- T] \\ c [- T + 1] \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ c [T] \end{matrix}],

其中

式39

然后可将此多径信道估计与x[k]卷积以给出

。尽管图中没有示出，但是解扩可用对y＝[y[1]，...，y[N]]^T的矩阵左乘来代表，因而对的整个估计过程可被写为Wy。应当注意，此简化实现形式上使均方误差

N^{- 1} Σ_{k = 1}^{N} {| | y [k] - \hat{g} [k] | |}^{2}

最小化。

最后，上面的计算可被限制于很小数目的抽头以降低复杂度(即，矩阵求逆的规模)。例如，为用抽头延迟a、b和c估计3抽头的信道，可使用

[\begin{matrix} {\hat{h}}_{(a)} \\ {\hat{h}}_{(b)} \\ {\hat{h}}_{(c)} \end{matrix}] {(Φ^{H} Φ)}^{- 1} Φ^{H} [\begin{matrix} c [- T] \\ c [- T + 1] \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ c [T] \end{matrix}],

其中

Φ = [\begin{matrix} φ [- T - a] & φ [- T - b] & φ [- T - c] \\ φ [- T - a + 1] & φ [- T - b + 1] & φ [- T - c + 1] \\ \cdot & \cdot & \cdot \\ \cdot & \cdot & \cdot \\ \cdot & \cdot & \cdot \\ φ [T - a] & φ [T - b] & φ [T - c] \end{matrix}] .

式40

在此，仅需要3×3的矩阵求逆。此外，即便抽头不是坐落在理想的位置处(例如a≠τ₁，b≠τ₂，c≠τ₃)，伪逆技术也仍将尝试尽可能接近地匹配解扩器输出。此办法的稳健性在图31-34的图解中针对有和无富径的信道进一步示出。具体而言，图31和32各自图解了在有富径的情况下信道估计的示例和结果，而图33和34图解了无富径的情况下信道估计的示例和结果。耙指位置被取为最高的3个波峰，它们是被顺序选取的并且约束为间隔开至少7个采样(即，通过贪婪式搜索获得)。

本文中公开的实施例提供了从空间和时间相关的收到采样进行信号重构的一些实施例。还有其他示例和实现。各种公开了的实施例可在AN(或BTS)、AT、以及配备有多个天线的其他接收机装置中实现。

本领域技术人员将可理解，信息和信号可使用各种不同技术和技艺中的任何一种来表示。例如，贯穿上面说明始终可能被述及的数据、指令、命令、信息、信号、比特、码元、和码片可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子、或其任意组合来表示。

本领域技术人员将可进一步领会，结合本文中公开的实施例描述的各种说明性逻辑框、模块、电路、和算法步骤可被实现为电子硬件、计算机软件、或其组合。为清楚地说明硬件与软件的这一可互换性，各种说明性组件、框、模块、电路、和步骤在上面是以其功能集的形式作一般化描述的。此类功能集是被实现为硬件还是软件取决于具体应用和强加于整体系统的设计约束。技术人员可针对每种特定应用以不同方式来实现所描述的功能集，但此类设计决策不应被解释为致使脱离本发明的范围。

结合本文中公开的实施例描述的各个说明性逻辑框、模块、以及电路可用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑器件、分立的门或晶体管逻辑、分立的硬件组件、或其设计成执行本文中描述的功能的任意组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器，但在替换方案中，处理器可以是任何常规处理器、控制器、微控制器、或状态机。处理器还可以被实现为计算设备的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核心协作的一个或多个微处理器、或任何其他此类配置。

结合本文中公开的实施例描述的方法或算法的步骤可直接在硬件中、在由处理器执行的软件模块中、或在这两者的组合中体现。软件模块可驻留在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM、或任何其他形式的存储介质中。存储介质被耦合到处理器，从而使该处理器可从/向该存储介质读和写信息。在替换方案中，存储介质可被整合到处理器。处理器和存储介质可驻留在ASIC中。ASIC可驻留在用户终端中。在替换方案中，处理器和存储介质可作为分立组件驻留在用户终端中。

本文中包括小标题以便参考并协助定位某些章节。这些小标题并非旨在限定文中在其下描述的概念的范围，并且这些概念在贯穿整篇说明书始终的其他章节中也可具有适用性。

提供前面对所公开的实施例的描述是为了使本领域任何技术人员皆能制作或使用本发明。对这些实施例的各种修改对于本领域技术人员将是显而易见的，并且本文中定义的普适原理可被应用于其他实施例而不会脱离本发明的精神或范围。由此，本发明并非旨在被限定于本文中示出的实施例，而是应被授予与本文中公开的原理和新颖性特征一致的最广义的范围。

Claims

1.一种用于重构用户的收到信号的方法，包括：

估计所述收到信号的多个收到采样的空间相关性；

估计所述收到信号的多个信道系数的空间相关性；

计算合需用户的信号的空间相关性；以及

计算重构出的用户的信号。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括：

估计所述收到信号的所述多个收到采样的时间相关性；

估计所述收到信号的所述多个信道系数的时间相关性；

计算所述合需用户的信号的时间相关性。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，进一步包括：

获得重构矩阵。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，关于合需用户的所述收到信号可被表示为

g_{(m)} [k] = Σ_{l = 1}^{L} h_{(m), l} [k] s [k - d_{l}] + z_{(m)} [k],

k＝1，...，N并且m＝1，...，M，

其中k是反映每码片或亚码片的解析度的时间索引，h_(m)，l[k]是具有延迟d_l的在第m个天线处接收到的第l条路径的振幅，所述延迟d_l有可能是时变的，s[k]是该用户的要被消去的已知信号，并且z_(m)[k]是代表从至少其他用户接收到的信号、其他蜂窝小区的干扰、以及热噪声的加性噪声。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述加性噪声z_(m)[k]与g_(m)[k]是不相关的。

6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，s[k]是传送的序列并且包括数据-、导频-或开销-序列中的至少一者继之以扩展序列。

7.如权利要求4所述的方法，其特征在于，如果k对应于亚码片的解析度，那么s[k]进一步包括与传送和接收滤波器的卷积。

8.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述重构出的用户的信号被表示为

\hat{g} = Wy,

其中所述矢量g由g＝[g₍₁₎[1]，...，g₍₁₎[N]，......，g_(M)[1]，...，g_(M)[N]]^T表示，所述矢量y由y＝[y₍₁₎[1]，...，y₍₁₎[N]，......，y_(M)[1]，...，y_(M)[N]]^T表示，并且所述重构矩阵W从WR(y，y)＝R(g，y)来求解。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在每码片解析度下的单径多天线信道的情景中，关于合需用户的信号的所述收到信号可被表示为

g_(m)[k]＝h_(m)s[k]，k＝1，...，N并且m＝1，...，M，

其中k是按码片计的时间索引，h_(m)是在历时N上静态的衰落系数，s[k]是经扩展的数据、导频、或开销信号，并且z_(m)[k]可表示从至少其他用户接收到的信号、其他蜂窝小区的干扰、以及热噪声。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，|s[k]|＝1并且s[k]在所述接收机处是已知的。

11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所有k＝1，...，N的加性噪声z_(m)[k]被进一步建模为独立、恒等地分布的零均值信号。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述加性噪声z_(m)[k]与g_(m)[k]是不相关的。

13.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述重构出的用户的信号被表示为

\hat{g} [k] = \frac{s [k]}{N} R (h, h) {(R (h, h) + \frac{R (z, z)}{N})}^{- 1} Σ_{j = 1}^{N} s^{*} [j] y [j] .

14.如权利要求2所述的方法，其特征在于，在亚码片解析度下的单天线多径信道的情景中，关于合需用户的信号的所述收到信号可被表示为

g [k] = Σ_{l = 1}^{L} h_{l} s [k - τ_{l}] + z [k],

k＝1，...，N并且m＝1，...，M，

其中k是按码片倍数计的时间索引，s[k]是所述用户的已知信号，h_l是具有延迟τ_l的第l条路径信道的振幅，并且z[k]可表示从至少其他用户接收到的信号、其他蜂窝小区的干扰、以及热噪声。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，如果收发脉冲为φ[k]——其中k反映d倍码片频率下的采样，那么所述已知用户的信号等于

s [k] = x [k] &CircleTimes; φ [k],

其中x[k]是未经采样的已编码序列。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，对于τ_l-τ_l-1接近一个码片区间的间隔紧密的路径，φ[k]的存在会致使常规的解扩技术给出不良的信道路径估计。

17.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述间隔紧密的路径称为富径。

18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，在中到高信噪比领域中，所述合需用户的信号的所述空间和时间相关性计算可被进一步简化为针对富径进行补偿并表示为

[\begin{matrix} {\hat{h}}_{(- T)} \\ {\hat{h}}_{(- T + 1)} \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ {\hat{h}}_{(T)} \end{matrix}] = {(Φ^{H} Φ)}^{- 1} Φ^{H} [\begin{matrix} c [- T] \\ c [- T + 1] \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ c [T] \end{matrix}],

其中

19.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信号包括码分多址(CDMA)或宽带CDMA(W-CDMA)信号。

20.一种用于重构用户的收到信号的装置，包括：

用于估计所述收到信号的多个收到采样的空间相关性的装置；

用于估计所述收到信号的多个信道系数的空间相关性的装置；

用于计算合需用户的信号的空间相关性的装置；以及

用于计算重构出的用户的信号的装置。

21.如权利要求20所述的装置，其特征在于，进一步包括：

用于估计所述收到信号的所述多个收到采样的时间相关性的装置；

用于估计所述收到信号的所述多个信道系数的时间相关性的装置；以及

用于计算所述合需用户的信号的时间相关性的装置。

22.如权利要求21所述的装置，其特征在于，进一步包括：

用于获得重构矩阵的装置。

23.如权利要求21所述的装置，其特征在于，关于合需用户的所述收到信号可被表示为

g_{(m)} [k] = Σ_{l = 1}^{L} h_{(m), l} [k] s [k - d_{l}],

k＝1，...，N并且m＝1，...，M，

24.如权利要求23所述的装置，其特征在于，所述加性噪声z_(m)[k]与g_(m)[k]是不相关的。

25.如权利要求23所述的装置，其特征在于，s[k]是传送的序列并且包括数据-、导频-或开销-序列中的至少一者继之以扩展序列。

26.如权利要求23所述的装置，其特征在于，如果k对应于亚码片的解析度，那么s[k]进一步包括与传送和接收滤波器的卷积。

27.如权利要求21所述的装置，其特征在于，所述重构出的用户的信号被表示为

\hat{g} = Wy,

28.如权利要求20所述的装置，其特征在于，在每码片解析度下的单径多天线信道的情景中，关于合需用户的信号的所述收到信号可被表示为

g_(m)[k]＝h_(m)s[k]，k＝1，...，N并且m＝1，...，M，

29.如权利要求28所述的装置，其特征在于，|s[k]|＝1并且s[k]在所述接收机处是已知的。

30.如权利要求28所述的装置，其特征在于，所有k＝1，...，N的加性噪声z_(m)[k]被进一步建模为独立、恒等地分布的零均值信号。

31.如权利要求30所述的装置，其特征在于，所述加性噪声z_(m)[k]与g_(m)[k]是不相关的。

32.如权利要求28所述的装置，其特征在于，所述重构出的用户的信号被表示为

\hat{g} [k] = \frac{s [k]}{N} R (h, h) {(R (h, h) + \frac{R (z, z)}{N})}^{- 1} Σ_{j = 1}^{N} s^{*} [j] y [j] .

33.如权利要求21所述的装置，其特征在于，在亚码片解析度下的单天线多径信道的情景中，关于合需用户的信号的所述收到信号可被表示为

g [k] = Σ_{l = 1}^{L} h_{l} s [k - τ_{l}],

，k＝1，...，N并且m＝1，...，M，

34.如权利要求33所述的装置，其特征在于，如果收发脉冲为φ[k]——其中k反映d倍码片频率下的采样，那么所述已知用户的信号等于

s [k] = x [k] &CircleTimes; φ [k],

其中x[k]是未经采样的已编码序列。

35.如权利要求34所述的装置，其特征在于，对于τ_l-τ_l-1接近一个码片区间的间隔紧密的路径，φ[k]的存在会致使常规的解扩技术给出不良的信道路径估计。

36.如权利要求34所述的装置，其特征在于，所述间隔紧密的路径称为富径。

37.如权利要求36所述的装置，其特征在于，在中到高信噪比领域中，所述合需用户的信号的空间和时间相关性的计算装置可被进一步简化为针对富径进行补偿并表示为

[\begin{matrix} {\hat{h}}_{(- T)} \\ {\hat{h}}_{(- T + 1)} \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ {\hat{h}}_{(T)} \end{matrix}] = {(Φ^{H} Φ)}^{- 1} Φ^{H} [\begin{matrix} c [- T] \\ c [- T + 1] \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ c [T] \end{matrix}],

其中

38.如权利要求20所述的装置，其特征在于，所述信号包括码分多址(CDMA)或宽带CDMA(W-CDMA)信号。

39.一种干扰消去(IC)装置，包括：

配置成接收用户的信号的接收机；以及

配置成执行干扰消去并从所述信号的空间和时间相关的收到采样重构出所述用户的信号的模块。

40.如权利要求39所述的装置，其特征在于，所述模块包括：

用于估计所述收到采样的空间和时间相关性的装置；

用于估计所述信号的多个信道系数的空间和时间相关性的装置；

用于计算合需用户的信号的空间和时间相关性的装置；以及

用于计算所述重构出的用户的信号的装置。

41.如权利要求40所述的装置，其特征在于，进一步包括：

用于获得重构矩阵的装置。