CN104025466A - 在多级干扰消除中的指状分支布置 - Google Patents

Abstract

在无线网络(100)的接收节点(230)中，使用迭代多用户多级干扰消除接收器(400，800，1100)。在每级干扰消除之后，干扰特性改变。使用自适应指状分支布置策略，其中在每级干扰消除之后，接收器(400，800，1100)的指状分支延迟和组合权值被适配，以反映改变的干扰特性。

Description

在多级干扰消除中的指状分支布置

相关申请的交叉引用

本申请可能至少地部分与提交于2011年12月21日的名称为“IMPAIRMENT COVARIANCE AND COMBINING WEIGHTUPDATES DURING ITERATIVE TURBO INTERFERENCECANCELLATION RECEPTION”的美国专利申请13/333,478相关，其通过引用以它的整体并入本文。本申请还可能至少部分地与提交于2011年9月28日的名称为“MULTI-STATE TURBO EQUALIZATIONAND INTERFERENCE CANCELLATION RECEIVER FORWIRELESS SYSTEMS”的美国临时申请61/540,144相关，其通过引用以它的整体并入本文。本申请进一步可能至少部分地与提交于2012年2月22日的名称为“MULTI-STATE TURBO EQUALIZATION ANDINTERFERENCE CANCELLATION RECEIVER FOR WIRELESSSYSTEMS”的美国申请13/402,297相关，其通过引用以它的整体并入本文。

技术领域

本公开内容的技术领域涉及：根据多级干扰消除中的一级中的干扰消除之后的更新的干扰特性来适配指状分支(finger)布置策略。

背景技术

在turbo干扰消除接收器中，基于干扰符号的软估计能够消除干扰，诸如码间干扰(ISI)、码分复用(CDM)干扰、以及由于单用户(SU)或多用户(MU)MIMO所致的空间复用干扰。使用解码器输出来形成软符号估计，这些解码器输出描述了被用来确定这些干扰符号的比特的似然度比率。每个似然度比率能够被转换成比特概率(即，比特具有值0或者1的概率)。在消除之后，使用新的组合权值来重新均衡所接收的信号，这些新的组合权值反映了由于干扰消除所致的新的减损协方差矩阵。经均衡的符号被解调和转换成比特软值，这些比特软值由各种解码器(一个解码器用于每个用户、码字或者MIMO系统)用来产生更新的比特似然度比率。这一消除、均衡、解调、以及解码的迭代过程称为turbo干扰消除(turbo-IC)。

turbo-IC实施方式的一个关键方面是使均衡器制定(formulation)适配于残留减损特性。在一些无线电基站(RBS)中，使用了解扩频级均衡，诸如G-Rake或者G-Rake+。所接收的信号针对感兴趣的符号并且针对多个指状分支延迟来解加扰和解扩频。根据组合权值的集合来组合多个解扩频的值，该组合权值的集合取决于减损协方差矩阵。在G-Rake方法中，通过使用估计的自有信号传播特性来参数地制定自干扰协方差矩阵，以获得对码平均的减损协方差矩阵的估计，而来自其他干扰信号的干扰和热噪声被建模为加性白高斯噪声(AWGN)。在G-Rake+方法中，通过观测在一个或者多个未占用的代码上的解扩频的值，能够获得对码平均的减损协方差矩阵的估计。先前的研究已经确认了这样的实用方法相对于具有关于减损协方差矩阵的完备知识的G-Rake+接收器来说，更准确地采集总干扰特性并且产生良好的性能。CDMA系统中的另一常用接收器是将总干扰建模为AWGN的Rake接收器。

指状分支延迟(或者指状分支布置)和组合权值是用于G-Rake+均衡器的两个重要设计参数。在实际的基于迭代多级干扰消除的多用户检测器(MUD)或者turbo-IC接收器中，干扰特性在干扰的一部分被消除时可能改变。因此将合意的是，使指状分支布置策略适配于在干扰被消除时改变的干扰特性。

发明内容

所公开的主题的一个非限制方面指向一种在通信网络的接收节点中执行的方法，该方法用以执行对在第一复合信号中所包含的感兴趣的符号的第一级处理，并且用以对在第二复合信号中所包含的同一感兴趣的符号的第二级处理。第一级处理包括：基于第一复合信号来确定一个或者多个第一级干扰特性，基于第一级干扰特性来确定一个或者多个第一级处理延迟，基于第一级处理延迟来执行第一复合信号的第一级解扩频和组合以生成第一级均衡的信号，基于第一级均衡的信号来确定第一级估计的信号，以及从第一复合信号消除第一级估计的信号以生成第一复合信号的干扰减少的版本。第二级处理包括：确定一个或者多个第二级处理延迟，并且基于第二级处理延迟来执行对第二复合信号的第二级解扩频和组合。第二复合信号基于第一复合信号的干扰减少的版本。

所公开的主题的另一非限制方面指向一种通信网络的接收节点的接收器。该接收器包括多个链，其中每个链被构造为在第一级中处理在第一复合信号中所包含的感兴趣的符号，并且被构造为在第二级中处理在第二复合信号中所包含的同一感兴趣的符号。该接收器的每个链包括：均衡器、解调器、信号再生器、以及干扰消除器。在第一级中，均衡器基于第一复合信号来确定一个或者多个第一级干扰特性，基于第一级干扰特性来确定一个或者多个第一级处理延迟，以及基于第一级处理来延迟执行第一复合信号的第一级解扩频和组合以生成第一级均衡的信号。此外在第一级中，信号再生器基于第一级均衡的信号来确定第一级估计的信号，并且干扰消除器从第一复合信号消除第一级估计的信号以生成第一复合信号的干扰减少的版本。在第二级中，均衡器确定一个或者多个第二级处理延迟，并且基于第二级处理延迟来执行第二复合信号的第二级解扩频和组合。第二复合信号基于第一复合信号的干扰减少的版本。

所公开的主题的又另一非限制方面指向一种已经在其中存储了编程指令的非瞬态计算机存储介质。当计算机执行这些编程指令时，该计算机执行如上面所描述的在接收节点中执行的方法。

附图说明

所公开的主题内容的前述和其他目的、特征、以及优点从如附图中所图示的优选实施例的以下更特别的描述中将变得清楚，在附图中，参考字符贯穿各种视图指代相同的部分。附图不一定按比例绘制。

图1图示了无线网络的示例场景，其中移动终端与基站相互通信；

图2图示了在发射节点与接收节点之间的通信链路的简化框图；

图3图示了表示WCDMA/HSPA上行链路发射和接收的模型的示例图；

图4图示了迭代接收器的一个示例实施例；

图5图示了信号再生器的一个示例实施例；

图6图示了用以再生估计的信号的示例过程的流程图；

图7图示了被适配为执行信号回加过程的均衡器的一个示例实施例；

图8图示了迭代接收器的第二示例实施例；

图9图示了信号再生器的第二示例实施例；

图10图示了用以再生估计的信号的第二示例过程的流程图；

图11图示了迭代接收器的第三示例实施例；

图12图示了信号再生器的第三示例实施例；

图13图示了用以再生估计的信号的第三示例过程的流程图；

图14图示了用于自适应指状分支布置的示例方法的流程图；

图15图示了用以实施用于自适应指状分支布置的方法的第一级处理的示例过程的流程图；

图16图示了G-Rake均衡器的一个示例实施例；

图17A和17B图示了G-Rake均衡器的解扩频器/组合器的示例实施例；

图18A和18B图示了用于执行第一级解扩频和组合的示例过程的流程图；

图19A、19B和19C图示了用以在第一级中估计信号的示例过程的流程图；

图20图示了用以实施用于自适应指状分支布置的方法的第二级处理的示例过程的流程图；

图21图示了用以确定第二级干扰特性的示例过程的流程图；

图22A和22B图示了用以执行第二级解扩频和组合的示例过程的流程图；以及

图23A、23B和23C图示了用以在第二级中估计信号的示例过程的流程图。

具体实施方式

出于解释而非限制的目的，具体的细节被阐述，诸如特定的架构、接口、技术、等等。然而，对本领域的技术人员将明显的是，本文所描述的技术可以在脱离这些具体细节的其他实施例中实行。也就是说，本领域的技术人员将能够设计虽然本文没有明确地描述或者示出、但是体现了所描述的技术的原理的各种排布。

在一些实例中，省略了对公知设备、电路、以及方法的详细描述以便不以不必要的细节而使本描述晦涩难懂。记载原理、方面、实施例和示例的本文中的所有陈述意图为涵盖结构等效物和功能等效物两者。此外，所意图的是，这样的等效物包括当前已知等效物以及未来开发的等效物两者，即无论结构如何都执行相同功能的任何开发的元件。

因此，例如，将意识到，本文中的框图能够表示体现本技术的原理的说明性电路的概念视图。类似地，将意识到，任何流程图、状态转变图、伪代码等表示各种过程，这些过程可以基本上表示在计算机可读介质中并且由计算机或处理器执行，无论这样的计算机或处理器是否明确地示出。

通过专属硬件以及能够执行相关联的软件的硬件，可以提供各种元件(包括标示或者描述为“处理器”或者“控制器”的功能块)的功能。当由处理器提供时，功能可以由单个专属处理器、由单个共享处理器、或者由多个个体处理器(其中的一些个体处理器可以被共享或者分布)来提供。另外，对术语“处理器”或者“控制器”的明确使用不应当被解释为排他地指代能够执行软件的硬件，并且可以不带限制地包括数字信号处理器(缩写为“DSP”)硬件、用于存储软件的只读存储器(缩写为“ROM”)、随机存取存储器(缩写为RAM)、以及非易失性存贮器。

在本文件中，使用3GPP术语——例如，WCDMA、HSPA——作为用于解释目的示例。注意，本文所描述的技术能够应用至非3GPP标准。因此，本公开内容的范围不限于3GPP无线网络系统的集合并且能够涵盖许多无线网络系统的领域。此外，基站(例如，RBS、节点B、eNodeB、eNB等)将被用作网络节点的示例，在该网络节点中所描述的方法可以被执行。然而，应当注意，所公开的主题可适用于接收无线信号的任何节点，诸如中继站。同样地，不失一般性，移动终端(例如，UE、移动计算机、PDA等)将被用作与基站通信的无线终端的示例。

图1图示了无线网络100的示例场景，其中移动终端130与基站110(与小区120相对应)相互通信。在下行链路中，基站110是发射节点，并且移动终端130是接收节点。在上行链路中，情形相反。为了简化，示出了一个移动终端130和一个基站110。然而，这不应当视为限制性的。所讨论的概念能够被扩展并且应用至具有多个基站和移动终端的网络。

图2是在发射节点210与接收节点230之间的通信链路的简化框图。发射节点210对数据流(其能够是比特流)执行操作，以通过信道220来发射对应的信号x。尽管认识到从发射节点210所发射的信号x由RF载波运载，但是出于这一讨论的目的，假设等效的基带信号收发。因此，能够说，基带信号x通过信道220从发射节点210被发射，信道220能够是频散的、非频散、频率选择性的、或者频率平坦的。通过信道220在接收节点230处所接收的信号r是所发射的信号x的某个版本和噪声n的复合。也就是说，所接收的信号r能够表达如下：

$r=\hat{x}+n---\left(1\right)$

其中表示在接收节点230处所接收的发射的信号x的版本。噪声n能够视为包括任何不想要的信号，包括干扰(来自其他小区、移动站、热噪声等)以及上面所描述的干扰。

接收节点230被构造为对所接收的信号r执行增强处理，以增加在发射节点210与接收节点230之间的通信链路的有效SINR。一般而言，增强处理能够视为放大所发射的信号x和/或减少噪声n。接收节点230再现原始提供给发射节点210的数据(比特)流。

如前面注意到的，在迭代多级干扰消除中，干扰特性在干扰的一部分被消除时可能改变。在所公开的主题的一个方面中，根据在干扰消除之后的新干扰特性来适配指状分支布置策略。更宽泛地说，在干扰特性改变时确定处理延迟，并且基于这些处理延迟来执行信号的解扩频和组合。

如上面所指出的，turbo-IC实施方式的关键方面是在每级期间使均衡器制定适配于残留减损特性，并且能够使用解扩频级均衡(诸如G-Rake+)，其中针对感兴趣的符号并且针对多个指状分支布置来解加扰和解扩频所接收的信号。

在美国专利6,683,924中描述了用于G-Rake接收器的指状分支布置，该专利通过引用以它的整体并入本文。G-Rake指状分支能够包括能量收集和干扰抑制指状分支。能量收集指状分支能够由多径延迟来确定，而干扰抑制指状分支能够由能量收集指状分支的延迟以及多径的延迟差分来确定。干扰抑制指状分支能够由减损相关性来确定。指状分支的第一集合能够被用来测量减损相关性。当延迟与已经选择的指状分支(能量收集或者干扰抑制)的延迟之间的减损相关性高时，这样的延迟能够被选择作为干扰抑制指状分支。

指状分支布置(或者指状分支延迟)和组合权值是用于均衡器(诸如G-Rake或者G-Rake+均衡器)的重要设计参数。由于干扰特性在干扰的一部分在干扰消除级中被消除时可能改变，所以将合意的是，在turbo-IC接收器的不同级期间，使指状分支布置和/或组合权值适配于不同的残留减损特性。

因此，在一个非限制性方面中，根据在干扰消除之后的新干扰特性来适配指状分支布置策略。干扰可以由——除了其他事物之外——它的相关性函数或者由残留干扰功率电平来表征，每个残留干扰功率电平与一个干扰信号相关联。

在基于软符号的消除的情况下，残留干扰功率电平可以由软符号的方差来确定。例如，在第一级turbo-IC迭代中，指状分支布置能够由自有信号传播特性来确定以解决自干扰。在以后的级中，指状分支布置也可以由另一干扰信号的传播特性来确定，该另一干扰信号在其他干扰信号被消除之后可能变成是主导的。主导干扰信号在这一情况下能够是：没有被包括在turbo-IC中的信号，或者由于差的解码结果而没有被turbo-IC去除很多的信号。

在另一方面中，以后的turbo-IC级中的残留干扰可以在所有强的有色干扰被去除时而变白。在这一情况下，指状分支布置策略可以变成Rake，即不需要额外的干扰抑制指状分支。

注意，本文所描述的一个或者多个方面可以被应用至具有G-Rake+均衡的任何其他的迭代多级干扰消除(IC)方案，诸如迭代硬或软预解码IC，对于该迭代硬或软预解码IC，用于消除的再生的信号基于来自解调器而不是信道解码器的符号估计。此外，当用于消除的再生的信号基于如下的符号估计时一个或者多个方面能够被应用至迭代多级硬后解码干扰消除，这些符号估计来自在二进制解码的信息比特通过循环冗余校验(CRC)之后的对解码的信息比特重编码。

为了关于指状分支布置策略的讨论，使用了图3中所图示的表示WCDMA/HSPA上行链路发射和接收的模型的框图。在这一实例中，移动终端130是发射节点，并且基站110是接收节点。这也不应当被认为是限制性的。在下行链路方向上，设想到，一些或者所有移动终端130也可以执行如下的信号增强处理，所公开的主题的一个或者多个方面可应用至该信号增强处理。

图3中所图示的模型可以视为图2中所示出的发射节点210的实例。在图3中，第一信号的信息比特(标示为“比特#1”)由编码器310编码以产生编码的比特，这些编码的比特由调制器320调制以产生发射的符号。为了易于参考，第一信号的信息比特(比特#1)将称为第一信息流。然后能够说，编码器310将第一信息流编码以产生第一编码的信息流，第一编码的信息流由调制器320调制以产生第一符号流。第一符号流可以由串行到并行转换器330映射到一个或者多个信道化码。图3图示了发射用于第一符号流的两个信道化码的情况。然而，信道化码的数目能够是一个或者多于一个。

在第一符号流中所发射的符号能够在信道化码中的每个信道化码上由扩频器340分离地扩频，以产生与信道化码相对应的扩频的信号，并且加法器350能够对由扩频器产生的扩频的信号求和。来自加法器350的求和的扩频的信号能够由扩频器加扰，以产生发射的第一信号x₁。在实践中，其他数据和控制信道能够在附加的信道化码上被映射。但是出于这一讨论的目的并且不失一般性，这些信号被省略。

第一发射的信号x₁通过无线电信道被发送给接收节点230(例如，基站)。该信道可以是频散的。图3还示出了以与第一信号x₁类似的方式生成为被发射给接收节点230的第二信号x₂。信号x₁和x₂能够从相同的用户被发射，但是在SU-MIMO的情况下经由不同的发射天线(用相同的加扰码)，或者在多用户调度或MU-MIMO的情况下从不同的用户(用不同的加扰码)被发射。应当注意，能够存在多于两个信号被生成并且被发射至接收节点230，并且本文所讨论的概念能够被推广到任何数目的这样的所生成的信号。但是为了易于解释，仅图示了两个。

基站接收信号r，信号r包括x₁和x₂的一些版本(分别表示为和)以及其他信号(例如，控制信道、低速率数据信道)和其他减损(其他小区干扰、热噪声)。也就是说，在基站处所接收的信号r能够被表达如下：

$r={\hat{x}}_1+{\hat{x}}_2+n---\left(2\right)$

再次地，噪声信号n能够视为包括任何不想要的信号，包括干扰。顺便提一点，所接收的信号r能够被一般性地表达如下：

$r=\underset{k=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{x}}_k+n---\left(3\right)$

其中m表示向接收节点230所发射的信号的数目。

在图4中示出了能够从图3中所生成的第一信号和第二信号恢复信息比特的示例turbo-IC接收器400的高层架构。为了简洁，turbo-IC接收器400将简称为“接收器”400。接收器400包括：天线缓冲器410，被构造为存储在第一级处的所接收的信号或者所接收的信号在以后级处的干扰减少的版本；一个或者多个均衡器420，被构造为均衡来自天线缓冲器410的信号；一个或者多个解调器430，被构造为解调均衡的信号；一个或者多个解码器440，被构造为将解调的信号解码；一个或者多个信号再生器450，被构造为再生信号；一个或者多个用户存储器460，被构造为存储不同级的再生的信号和/或符号、以及干扰消除器470，被构造为在每级中消除干扰。接收器400还能够包括用以处理HS低速率信号的均衡器425、解调器435和解码器445。这些能够与均衡器420、解调器430和解码器440相同或者不同。应当注意，实际上这些能够是没有以迭代方式处理的任何信号。如此，它们能够具有任何速率，而不仅是低速率。但是为了易于参考，它们在各图中称为“HS低速率信号”。

接收器400能够视为被包括在图2中所图示的接收节点230中。在上行链路发射中，接收器400能够是基站的接收器，而在下行链路发射中，它能够是移动终端的接收器。如在上面的等式(2)中所表达的，接收节点230接收信号r，信号r是作为和的信号(原始发射的第一和第二信号x₁和x₂的各版本)的组合加上其他信号和减损或者噪声信号n。

在图4中，示出了均衡器420、解调器430、解码器440、信号再生器450和用户存储器460的两个链。每个链针对感兴趣的信号来处理所接收的信号r。例如，针对顶部链(也称为第一链)过程的感兴趣的信号能够是第一信号x₁，并且针对第二(中间)链的感兴趣的信号能够是第二信号x₂。尽管示出了两个链，但是这不是限制。链的数目能够是任何数目。

针对每个感兴趣的信号，例如第一信号x₁，均衡器420均衡存储在天线缓冲器410中的信号(其能够是所接收的信号r或者感兴趣的信号的干扰减少的版本)，以产生该感兴趣的信号中的均衡符号的流。例如，图4中的第一链均衡器420产生与由图3中的顶部调制器320所产生的第一符号流相对应的均衡符号的流。一般而言，由均衡器420所产生的流的均衡符号能够视为由对应的调制器320所产生的符号流中的符号的估计。能够说，从特定的感兴趣的符号的视角来看，均衡器420均衡该符号。同一均衡器420还均衡同一符号流中(即，同一信号)的其他符号，这些其他符号能够是自有信号干扰的源。不同的均衡器420均衡其他流(即，其他信号)的符号流，这些符号流是对感兴趣的符号的其他干扰源。

解调器430能够解调均衡的符号以产生解调的数据。在一个示例中，这能够是与感兴趣的符号相对应的多个编码的比特软值。解码器440能够将解调的数据解码以产生似然度指示符。解码器440输出被输入至图3中的编码器310的比特(例如，比特#1)的估计。例如，似然度指示符能够是针对编码的比特中的每个编码的比特的多个比特对数似然度比率(LLR)。似然度指示符的其他示例包括简单比率和概率。应当注意，任何类型的似然度指示能够足够。来自解码器440的似然度指示符能够由信号再生器450用来获得从发射节点210所发射的信号的估计。

在图4中，两个链的信号再生器450的输出表示第一和第二信号x₁和x₂的估计。干扰消除器470能够从总接收信号消除所估计的信号，并且在后续信号检测级中能够使用所接收的信号的清理版本。在一个方面中，干扰消除器470读取天线缓冲器410的内容、消除干扰、并且将结果写回到天线缓冲器410。

在任何干扰消除级，干扰消除器470能够消除来自其他所检测的信号的干扰，例如，信号x₁和x₂的来自彼此的干扰。自有信号干扰，诸如ISI也能够被消除。然而，不同的干扰信号能够具有不同的消除水平。消除水平取决于似然度指示符，诸如LLR。如果LLR具有指示强置信度的高量值，则消除水平为高。例如，x₁的解码可以产生比x₂的解码强得多的置信度(例如，由于更低的编码速率、更高的接收功率等)。

在图5中图示了信号再生器450的示例架构，并且在图6中图示了用于信号再生的示例过程的流程图。信号再生器450包括软符号调制器520、串行到并行转换器530、一个或者多个扩频器540、加法器550、加扰器560、以及信道滤波器570。针对每个感兴趣的符号，软符号调制器520在步骤610中能够基于由解码器440所输出的似然度指示符(例如，LLR)来形成软符号。软符号能够表示感兴趣的符号的估计。软符号还能够表示干扰符号的估计。在一个方面中，软符号调制器520基于由解码器440所输出的似然度指示符(例如，比特LLR)来制定每个软符号作为条件均值。

串行到并行转换器530在步骤620中能够将软符号映射到信道化码。再次地，信道化码的数目能够是一个或者多于一个。软符号能够在步骤630中在信道化码中的每个信道化码上由扩频器640扩频，并且扩频的信号能够在步骤640中由加法器550一起求和、在步骤650中由加扰器560加扰、并且在步骤660中由信道滤波器570信道滤波，以产生所发射的信号的估计，例如，信号x₁或者x₂的估计。当然，认识到，在仅存在一个信道化码的场合，不需要执行步骤620和640。

注意，图5中所图示的信号再生器450的架构与图3中所图示的发射节点模型相类似。这是合逻辑的，因为优选的是以与生成原始发射的信号的方式相同或者类似的方式来生成该信号的估计。在一个方面中，图3与图5之间的对应性能够描述如下。软符号调制器520生成软符号的流，该软符号的流是由调制器320所生成的对应符号的流的估计。这些软符号被用来再生感兴趣的符号的估计。从每个感兴趣的符号的视角来看，软符号调制器520生成该感兴趣的符号的估计并且生成同一符号流中的干扰符号的估计。还生成了不同的符号流中的干扰符号的估计。

图4的turbo-IC接收器架构是有利的，因为同一再生的信号能够被用于其他信号的消除以及自有ISI消除。然而，这种方法能够导致过度消除，其中所期望的信号的一部分也被消除(该信号的非ISI部分)。通过由均衡器420所执行的信号回加过程能够纠正过度消除。

在图7中图示了能够执行信号回加过程的均衡器420的示例架构。在这个图中，G-Rake+均衡器被适配为执行信号回加过程，信号回加过程能够在G-Rake+均衡期间被执行。如所示出的，软符号s被回加以形成完全均衡的符号在美国专利公开2007/0147481中描述了使用解码器输出LLR的软ISI消除的示例，该专利公开通过引用以它的整体并入本文。

在图8中示出了能够从第一信号和第二信号恢复信息比特的另一示例turbo-IC接收器的高层架构。注意，接收器800包括与接收器400的部件(诸如天线缓冲器410、均衡器420、解调器430、用户存储器460和干扰消除器470)类似或者相同的部件。接收器800能够基于解调器430的输出来执行迭代硬和/或软预编码干扰消除。因此，解码器440不需要被包括在接收器800中以用于预编码消除。

在图9中图示了信号再生器850的示例架构。如所看到的，信号再生器850包括与图5中所图示的信号再生器450的部件类似的部件。因此，不再重复关于类似部件的详细描述。信号再生器450和850不同在于再生器850包括调制器920，调制器920被构造为基于来自解调器430的解调的比特输出(在硬预解码干扰消除的情况下)或者比特LLR(在软预解码干扰消除的情况下)来输出符号。从每个感兴趣的符号的视角来看，调制器920生成该感兴趣的符号的估计(硬或者软)和同一符号流中的干扰符号的估计。不同符号流中的干扰符号的估计由不同的调制器920生成。

在图10中图示了由信号再生器850执行的用于信号再生的示例过程的流程图。在图10中，调制器920在步骤1010中能够基于由解调器430所输出的解调的比特或者比特LLR来形成符号估计。剩余步骤与图6中的步骤类似，并且因此不再重复这些步骤的详细描述。再次地，当仅存在一个信道化码时，不需要执行步骤620和640。

在图11中示出了能够从第一信号和第二信号恢复信息比特的又另一示例turbo-IC接收器的高层架构。在接收器1100中，解码器1140输出硬信息比特而不是编码的比特似然度指示符，并且信号再生器1150基于这些硬信息比特来再生信号。在图12中示出了信号再生器1150的高层架构。再次地，不再重复类似部件的详细描述。

对于迭代硬后解码多层或者多用户干扰消除，当循环冗余校验(CRC)通过时，信号的再生能够基于解码器1140的输出的硬信息比特。如图12中所看到的，信号再生器1150包括：CRC校验器1210，被构造为校验解码器1140的输出的CRC；硬重编码器1215，被构造为对解码器1140的输出编码以生成重编码的比特；以及调制器1220，被构造为基于来自重编码器1215的重编码的比特来输出符号。当CRC通过时，来自解码器1140的硬信息比特由硬重编码器1215重编码，并且提供给调制器1220(从CRC校验器1210到硬重编码器1215到调制器1220的箭头)用于信号再生。当CRC没有通过时，既不再生也不消除所估计的信号(从CRC校验器1210的顶部退出的箭头)。

在图13中图示了由信号再生器1150执行的用于信号再生生成的示例过程的流程图。如所看到的，CRC校验器1210能够在步骤1310中确定CRC是否通过。如果CRC通过，则在步骤1320中，重编码器1215对来自解码器1140的解码的硬信息比特重编码，并且在步骤1330中，调制器1220能够基于重编码的比特来形成符号估计。如果CRC没有通过，则不执行干扰消除。剩余的步骤与图6和10的步骤类似。

如先前所提到的，在迭代多级干扰消除中，干扰特性在干扰的一部分被消除时可能改变。在所公开的主题的一个方面中，根据在干扰消除之后的新干扰特性来适配指状分支布置策略。在图14中图示了用于自适应指状分支布置的示例方法。方法1400能够在通信网络100的接收节点230中被执行，以处理在所接收的信号中携带的感兴趣的符号。例如，感兴趣的符号能够是在第一信号x₁中所携带的符号。

宽泛地说，在方法1400中，接收节点230能够在步骤1410中对在第一复合信号中所包含的感兴趣的符号执行第一级处理。随后，接收节点230能够在步骤1420中对在第二复合信号中所包含的同一感兴趣的符号执行第二级处理1420。第一复合信号可以被假设为所接收的信号r。在第一级处理1410之后，干扰的至少一部分能够被消除，这生成了清理的信号，该清理的信号能够视为第一复合信号的干扰减少的版本。

作为在第一级处理1410中的干扰消除的结果，清理的信号的干扰特性能够不同于原始的所接收的信号。因此，在第二级处理1420中，指状分支布置被相应地适配并且干扰能够被进一步消除。这可以产生进一步清理的信号。进一步清理的信号也是第一复合信号的干扰减少的版本。

在步骤1430中，接收节点230确定对感兴趣的符号的处理是否能够停止。这能够以多种方式来确定，诸如达到预定的干扰消除水平、达到第二级处理1420的预定迭代数目、达到CRC校验、达到诸如SINR、BER、FER等的预定水平QoS参数。如果需要进一步的处理(没有来自1430的分支)，则再次执行第二级处理1420。

注意，每个第二级处理1420能够改变干扰特性。因此，通过第二级处理1420的每次迭代，能够基于改变的干扰特性(即，基于向第二级处理1420所输入的第二复合信号的干扰特性)来重新适配指状分支布置。更宽泛地说，处理延迟能够在干扰特性改变时被确定，并且能够基于处理延迟来执行信号的解扩频和组合。

一种用以适配指状分支布置的方法1400的更详细的示例实施方式描述如下。在这种实施方式中，假设均衡器420是G-Rake或者G-Rake+均衡器。关于G-Rake指状分支布置，能够使用基于镜像的策略。令L(i)是与信号i的传播信道相对应的可分解(resolvable)路径的数目，并且g_i(l)和τ_i(l)分别是与第l个路径相对应的复数信道系数和延迟。基于镜像的指状分支布置策略能够首先在τ_i(l)之中的最强多径上布置指状分支。这些称为能量收集指状分支。

此外，多个干扰抑制指状分支能够被使用。这些干扰抑制指状分支的延迟能够基于最强多径分量之间的差分延迟来确定。例如，假设L(i)个路径的平均功率采用l的降序；因此，τ_i(0)和τ_i(1)是最强的两个路径的延迟。τ_i(0)与τ_i(1)之间的延迟差值，

Δ_i＝τ_i(1)-τ_i(0),    (4)

能够被用来确定干扰抑制指状分支的延迟。例如，这些干扰抑制指状分支可以具有延迟(τ_i(0)-Δ_i,τ_i(0)+Δ_i,τ_i(0)-2Δ_i,τ_i(0)+2Δ_i,...)。

在这一示例中，这些干扰抑制指状分支被锚定于能量收集指状分支τ_i(0)上。还可以使用在另一能量收集指状分支上锚定的附加干扰抑制指状分支，(τ_i(1)-Δ_i,τ_i(1)+Δ_i,τ_i(1)-2Δ_i,τ_i(1)+2Δ_i,...)。以类似的方式，取代上面的指状分支延迟地，或者除了上面的指状分支延迟之外地，能够使用与其他延迟差值相对应的差分延迟。例如，与τ_i(2)-τ_i(0)或者τ_i(2)-τ_i(1)相对应的Δ_i可以被使用。当自干扰主导(例如，第i个信号x_i的自干扰)时，这样的指状分支布置策略能够是有效的。

在第一级处理1410被执行之前，没有干扰消除针对感兴趣的符号被完成。对于在第一级处理1410中的第一信号x₁，令C₁是针对均衡第一信号x₁的G-Rake+均衡器420(例如，图4中的顶部均衡器420)所获得的减损协方差矩阵。能够示出：

C₁＝E(1)C_I,1(1)+E(2)C_I,1(2)+R_N,1,     (5)

其中E(i)是针对信号i的总符号能量，C_I,1(i)是由信号i所贡献的减损协方差矩阵，并且R_N,1解释了没有被包括在turbo-IC消除中的信号的贡献加上噪声。注意，从第一信号x₁的视角来看，C_I,1(i)归因于自干扰，而C_I,1(2)归因于其他信号的干扰(例如，归因于第二信号x₂)。

如早先所提到的，软符号调制器520(参见图5)能够使用从解码器440所输出的似然度指示符(例如，比特LLR)，来计算用于感兴趣的信号的条件均值(软符号)。详细的描述能够在美国专利公开2011/0222618中找到，其通过引用以它的整体并入本文。干扰消除水平取决于再生的软符号的方差。能够通过下式来获得在第i个符号间隔期间在第k个信道化码上用于信号#j的符号s_j(k,i)的方差：

${\mathrm{\σ}}_{\stackrel{\‾}{s},j}^2(k,i)=E\left[{\left|s_j(k,j)\right|}^2\right|1_j(k,j)]-|E\left[s_j(k,j)\right|1_j(k,i)]{|}^2,---\left(6\right)$

其中l_j(k,i)是来自解码器440的软输出，这些软输出指示被用来确定符号s_j(k,i)的多个编码的比特的LLR。等式(6)也能够称为符号s_j(k,i)的方差。该方差能够在所有符号上(在k和i上)被进一步平均，

${\mathrm{\σ}}_{\stackrel{\‾}{s},j}^2=\frac{1}{\mathrm{KI}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{I-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_{\stackrel{\‾}{s},j}^2(k,i).---\left(7\right)$

能够示出在干扰消除之后的减损协方差矩阵变成：

${\tilde{C}}_1=E\left(1\right){\mathrm{\σ}}_{\stackrel{\‾}{s},1}^2{C}_{I,1}\left(1\right)+E\left(2\right){\mathrm{\σ}}_{\stackrel{\‾}{s},2}^2{C}_{I,1}\left(2\right)+R_{N,1}.---\left(8\right)$

因此，如果软符号调制器520用完整确信度(complete certainty)来生成软符号，则方差并且在这一情况下，信号j对减损协方差矩阵的贡献为0。情况之一是利用如图11、12和13中所图示的硬后解码IC的方案(例如，在CRC校验时)。

该方差能够由在消除之后的残留干扰功率来近似。在这一实例中，由软符号调制器520所输出的条件均值能够被用作用于消除的估计的干扰符号。因此，平均地，被消除的干扰功率的量是 $P_{\mathrm{IC}}\left(j\right)=\frac{1}{\mathrm{KI}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{I-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\stackrel{\‾}{s}}_j(k,i)\right|}^2.$

来自信号j的残留功率因此是E(j)(1-P_IC(j))。在这一情况下，在干扰消除之后的减损协方差矩阵变成：

${\tilde{C}}_1=E\left(1\right)(1-P_{\mathrm{IC}}\left(1\right))C_{I,1}\left(1\right)+E\left(2\right)(1-P_{\mathrm{IC}}\left(2\right))C_{I,1}\left(2\right)+R_{N,1}.---\left(9\right)$

在第二级处理1420中，当再次使用G-Rake+均衡器420来均衡第一信号x₁时，残留干扰功率E(1)(1-P_IC(1))和E(2)(1-P_IC(2))能够被用来确定指状分支布置策略。

到此为止，忽略了由于控制信道和来自同一用户(或者天线)的可能其他低速率信道所致的影响。在一些设置中，这些信道没有被包括在turbo-IC中。为了解释这一点，令α是向没有使用turbo-IC来消除的信道所分配的功率分数，并且因此1-α是向被包括在turbo-IC中的信道所分配的功率分数。在这一情况下，在干扰消除之后的减损协方差矩阵变成：

${\tilde{C}}_1=E\left(1\right)(\mathrm{\α}\left(1\right)+(1-\mathrm{\α}\left(1\right)){\mathrm{\σ}}_{{\stackrel{\‾}{s}}_{,1}}^2)C_{I,1}\left(1\right)+E\left(2\right)(\mathrm{\α}\left(2\right)+(1-\mathrm{\α}\left(2\right)){\mathrm{\σ}}_{{\stackrel{\‾}{s}}_{,2}}^2)C_{I,1}\left(2\right)+R_{N,1}---\left(10\right)$

注意，当α＝0时，等式(9)和(10)变成相同。无论如何，能够通过下式来估计残留干扰功率电平：

$\mathrm{\ϵ}\left(i\right)=E\left(i\right)(\mathrm{\α}\left(i\right)+(1-\mathrm{\α}\left(i\right)){\mathrm{\σ}}_{{\stackrel{\‾}{s}}_i}^2).---\left(11\right)$

在第二turbo-IC迭代中，当信号x₁再次被均衡时，残留干扰功率电平ε(1)和ε(2)能够被用来确定指状分支布置策略。例如，如果信号x₁的解码没有错误并且比特LLR很高，则并且因此ε(1)为小。在另一方面，如果我们假设信号x₂解码产生小的LLR量值，则并且因此ε(2)为高。在这一情况下，用于信号x₁的G-Rake+均衡器420的指状分支布置策略也将由第二信号x₂传播信道的延迟来确定。具体地，干扰抑制指状分支可以具有延迟

(τ₁(0)-Δ₂,τ₁(0)+Δ₂,τ₁(0)-2Δ₂,τ₁(0)+2Δ₂,...)。

注意，差分延迟Δ₂＝τ₂(1)-τ₂(0)由第二信号x₂信道的最强路径之间的延迟上的差值来确定。更多的干扰抑制指状分支可以被使用，例如，(τ₁(1)-Δ₂,τ₁(1)+Δ₂,τ₁(1)-2Δ₂,τ₁(1)+2Δ₂,...)。

在另一实施例中，在软干扰消除之后，信号x₁和x₂两者能够被几乎完全消除。然后，信号x₁均衡器420的干扰抑制指状分支能够具有由没有被包括在turbo-IC操作中的另一主导信号的多径延迟所确定的延迟。在另一方面，如果这样的主导干扰者不存在，则不需要具有干扰抑制指状分支。在这一情况下，G-Rake+均衡器420能够变成常规Rake均衡器，即仅需要能量收集指状分支。因此，本公开内容的另一方面是，甚至可以根据残留干扰特性来适配均衡的类型(Rake比对G-Rake+)和指状分支的数目。

图15图示了由接收器400执行的用以针对第一复合信号中所包含的感兴趣的符号来实施第一级处理1410的示例过程的流程图。如所看到的，均衡器420在步骤1510中基于第一复合信号来确定一个或者多个第一级干扰特性。第一级干扰能够由第一复合信号的相关性函数或者由干扰功率电平来表征。

图16图示了G-Rake+均衡器420的示例架构。如所看到的，均衡器420包括解扩频器/组合器1610，解扩频器/组合器1610包括多个指状分支。解扩频器/组合器1610被构造为输出用于感兴趣的符号的解扩频和组合的值。延迟定时确定器1620被构造为确定用于每个对应解扩频的值的延迟(指状分支布置)，并且组合权值计算器1640被构造为计算每个解扩频的值的权值。信道估计器1630被构造为估计信道，并且减损协方差估计器1650被构造为估计第一复合信号的减损协方差。

参考回到图15，延迟定时确定器1620能够在步骤1520中基于第一级干扰特性来确定一个或者多个第一级处理延迟。换而言之，指状分支的布置能够由延迟定时确定器1620来确定。

基于处理延迟，均衡器420能够在步骤1530中基于第一级处理延迟来执行第一复合信号的第一级解扩频和组合，以生成第一级均衡的信号。更具体地，解扩频器/组合器1610能够执行步骤1530。图17A和17B是解扩频器/组合器1610的示例实施例。如所看到的，解扩频器/组合器1610的两个实施例能够包括多个延迟(指状分支)1710、一个或者多个相关器1720、多个乘法器1730、以及一个或者多个加法器1740。这些实施例还能够包括另一乘法器1735，以用于执行早先所描述的所期望的信号回加处理。在图18A和18B的对应流程中图示了这些实施例之间的不同。

如图18A中所图示的，图17A的解扩频器/组合器1610在步骤1810中基于第一级处理延迟来将第一复合信号解扩频。然后在步骤1820中，基于由组合权值计算器1640所提供的第一组合权值来组合解扩频的值，并且输出第一级均衡的信号。但是如图18B中所图示的，图17B的解扩频器/组合器1610在步骤1815中基于第一级处理延迟和第一组合权值来组合第一复合信号。然后在步骤1825中，将组合的值解扩频以输出第一级均衡的信号。对于图18A和18B两者，第一组合权值能够是仅能量收集指状分支的组合权值或者用于能量收集和干扰抑制指状分支两者的组合权值。

参考回到图15，在执行第一级解扩频和组合步骤1530之后，接收器400在步骤1540中基于第一级均衡的信号来估计感兴趣的信号，即确定第一级估计的信号。在一个方面中，解调器430、解码器440和信号再生器450能够执行如图19A中所图示的这一步骤。在这一方面中，基于解码器440的软输出来执行信号再生。在步骤1910中，解调器430解调第一级均衡的信号并且生成与感兴趣的符号相对应的第一级解调的比特。在步骤1920中，解码器440将第一级解调的比特解码，以生成第一级似然度指示符，诸如LLR、比率等。然后在步骤1930中，信号再生器450基于这些似然度指示符来确定感兴趣的信号中的符号的第一级估计，并且在步骤1940中基于第一级符号估计来再生第一级估计的信号。从上面的讨论回想到，每个感兴趣的信号x_i在其中包括了多个符号。注意，针对由信号x_i所运载的所有符号重复解调/估计步骤。在这样做时，生成了针对包括感兴趣的符号的所有符号的符号估计以及干扰符号的估计。基于这些第一级符号估计，第一级估计的信号被确定。在图6中图示了用以执行步骤1930和1940的示例过程。

在另一方面中，解调器430和信号再生器850能够执行如图19B中所图示的步骤1540。在这一方面中，基于解调器430的硬或软输出来执行预解码信号再生。在步骤1912中，解调器430解调第一级均衡的信号并且生成与感兴趣的符号相对应的第一级解调的比特或者似然度指示符。在步骤1932中，信号再生器850基于第一级解调的比特或者似然度指示符来确定感兴趣的信号中的符号的第一级估计，并且在步骤1942中基于第一级估计再生估计的信号。再次地，重复解调/估计步骤以确定(感兴趣的符号以及干扰符号的)第一级符号估计，并且基于这些级符号估计来确定第一级估计的信号。在图10中图示了用以执行步骤1932和1942的示例过程。

在又另一方面中，解调器430、解码器1140和信号再生器1150能够执行如图19C中所图示的步骤1540。在这一方面中，基于解码器1140的硬信息比特来执行信号再生。在步骤1914中，解调器430解调第一级均衡的信号，并且生成与感兴趣的符号相对应的第一级解调的比特或者似然度指示符。在步骤1924中，解码器1140将第一级解调的比特或者似然度指示符解码，以生成硬信息比特。在步骤1929中，如果CRC正确，则信号再生器1150将硬信息比特重编码。然后在步骤1934中，信号再生器1150基于硬重编码的信息来确定第一级符号估计，并且在步骤1944中基于第一级符号估计来再生信号。在图13中图示了用以执行步骤1929、1934和1944的示例过程。

再次参考回到图15，干扰消除器470从第一复合信号中消除第一级估计的信号，以生成第一复合信号的干扰减少的版本。

在第一级处理1410之后，执行第二级处理1420以处理在第二复合信号中所包含的感兴趣的符号。第二复合信号能够是第一复合信号的干扰减少的版本。但是回想到，第二级处理1420能够被执行多于一次。因此，第二复合信号在第二级处理1420的先前运行中能够是第二复合信号的干扰减少的版本。

图20图示了由接收器400执行的用以针对在第二复合信号中所包含的感兴趣的符号来实施第二级处理1410的示例过程的流程图。如所看到的，均衡器420在步骤2010中基于第二复合信号来确定一个或者多个第二级干扰特性。这是因为干扰特性在干扰被消除时可能改变。

第二级干扰能够由从处理第二复合信号所推导的相关性函数来表征。在一个方面中，第二级干扰特性能够基于一对或者多对解扩频的值之间的数据或者减损相关性。例如，第二复合信号能够根据一个或者多个指状分支延迟而使用一个或者多个未使用的代码来解扩频。第二级干扰能够通过计算与不同指状分支延迟相关联的解扩频的值之间的相关性来表征。

第二级干扰还能够由在执行干扰消除之后的剩余干扰功率电平来表征，即由在第一级处理1410之后或者在第二级处理1420的先前运行中所留下的一个或者多个残留干扰功率电平来表征。

从上面回想到，干扰消除的水平能够取决于再生的符号的方差。还回想到，该方差能够由在消除之后的残留干扰功率来近似。进一步回想到，条件均值能够被用作用于消除的估计的干扰符号。如在等式(9)中所看到的，在干扰消除之后的减损协方差矩阵取决于信号的残留功率。

图21图示了用以执行步骤2010的示例过程的流程图。在步骤2110中，解码器440(参见图4)基于来自解调器430的解调的比特来生成与干扰符号相对应的似然度指示符(软输出——例如，LLR、比特似然度比率、比特概率等)。然后，信号再生器450并且特别是软符号调制器520，在步骤2120中生成干扰符号的估计。这些估计(它们是条件均值)可以存储在相应的用户存储器460中。在步骤2130中，均衡器420基于对这些干扰符号的估计来确定被消除的干扰的量。然后在步骤2140中，均衡器420确定这些干扰符号的残留干扰功率电平。结果是等式(9)或者(10)的更新的减损协方差矩阵。图21的过程通过计算使用似然度指示符而再生的干扰符号的方差，在效果上获得了残留干扰功率电平，其中每个似然度指示符与对应的干扰符号的估计有关。

参考回到图20，在确定了第二级干扰特性之后，均衡器420在步骤2020中基于第二级干扰特性来确定一个或者多个第二级处理延迟。然后在步骤2030中，均衡器420执行第二级解扩频和组合以生成第二级均衡的信号。图22A是用以实施步骤2030的示例过程的流程图。在步骤2210中，解扩频器/组合器1610基于第二级处理延迟来将第二复合信号解扩频。然后在步骤2220中，基于由组合权值计算器1640所提供的第二组合权值来组合解扩频的值。这些能够对应于广义Rake组合权值，其通过信道估计和减损协方差估计来确定。减损协方差估计能够通过使用一个或者多个未使用的代码将第二复合信号解扩频来获得。备选地或者附加地，在步骤2230中基于由组合权值计算器1640所提供的与能量收集指状分支相对应的第二组合权值，来组合解扩频的值。这些能够对应于Rake组合权值。在步骤2240中，信号回加能够被执行。均衡器420输出第二级均衡的信号作为执行步骤2240的结果。

图22B是用以实施步骤2030的另一示例过程的流程图。在步骤2215中，解扩频器/组合器1610使用由组合权值计算器1640所提供的与干扰抑制指状分支相对应的第二组合权值，基于第二级处理延迟，来组合第二复合信号。备选地或者附加地，解扩频器/组合器1610在步骤2225中使用也由组合权值计算器1640所提供的与能量收集指状分支相对应的第二组合权值，基于第二级处理延迟，来组合第二复合信号。然后在步骤2235中，将组合的值解扩频，并且信号回加能够在步骤2245中被执行以输出第二级均衡的信号。

参考回到图20，然后在步骤2040中，接收器400基于第二级均衡的信号来生成感兴趣的信号的第二级估计的信号。在一个方面中，解调器430、解码器440和信号再生器450能够执行如图23A中所图示的这一步骤。在这一方面中，基于解码器440的软输出来执行信号再生。在步骤2310中，解调器430解调第二级均衡的信号并且生成与第二级均衡的信号中的符号(感兴趣的符号和干扰符号)相对应的第二级解调的比特软值。在步骤2320中，解码器440将第二级解调的比特解码以生成第一级似然度指示符。然后在步骤2330中，信号再生器450基于第二级似然度指示符来确定符号的第二级估计，并且在步骤2340中基于第二级符号估计来再生第二级估计的信号。在图6中图示了用以执行步骤2330和2340的示例过程。

在另一方面中，解调器430和信号再生器850能够执行如图23B中所图示的步骤2040。在这一方面中，基于解调器430的硬或软输出来执行预编码信号再生。在步骤2312中，解调器430解调第二级均衡的信号并且生成与这些符号相对应的第二级解调的比特或者似然度指示符。在步骤2332中，信号再生器850基于第二级解调的比特/LLR来确定这些符号的第二级估计，并且在步骤2342中基于这些第二级符号估计来再生第二级估计的信号。在图10中图示了用以执行步骤2332和2342的示例过程。

在又另一方面中，解调器430、解码器1140和信号再生器1150能够执行如图23C中所图示的步骤2040。在这一方面中，基于解码器1140的硬信息比特来执行信号再生。在步骤2314中，解调器430解调第二级均衡的信号并且生成与这些符号相对应的第二级解调的比特或者似然度指示符。在步骤2324中，解码器1140将第二级解调的比特/LLR解码以生成硬信息比特。在步骤2329中，如果CRC通过，则信号再生器1150将硬信息比特重编码。然后在步骤2334中，信号再生器1150基于重编码的比特来确定的第二级符号估计，并且在步骤2344中基于第二级符号估计来再生第二级信号估计。在图13中图示了用以执行步骤2329、2334和2344的示例过程。

参考回到图20，基于在步骤2040中所确定的第二级干扰，干扰消除器470在步骤2050中从第二复合信号中消除第二级信号估计，以生成第一复合信号的进一步干扰减少的版本。应当注意，步骤2040和2050是可选的。

所公开的主题的一个显著优点是，它允许turbo-IC接收器利用有限量的解扩频资源(指状分支)来有效地抑制均衡操作中的残留干扰。这能够使用相同的解扩频资源来产生更好性能，或者备选地用更低的解扩频复杂性来产生相同的性能。

此外，本公开内容还使指状分支布置策略甚至在干扰消除之后在新的减损协方差测量可用之前仍然能够被更新。事实上，新的指状分支布置还能够被应用于获得更新的减损协方差估计，即用于将未占用的代码解扩频的指状分支延迟也由新的指状分支布置策略来确定。

虽然上面的描述包含许多特定性，但是这些不应当被解释为限制所公开的主题的范围，而是被解释为仅提供当前优选实施例中的一些优选实施例的举例说明。因此，将意识到，所公开的主题的范围完全涵盖对本领域的技术人员可能变得显而易见的其他实施例，并且将意识到，范围因此不受限制。本领域的普通技术人员已知的上面所描述的优选实施例的元素的所有结构上和功能上的等效物，明确地通过引用并入本文并且意图为由此被涵盖。另外，对于设备或者方法来说，为了它将由此被涵盖，不一定解决本文所描述的或者寻求由本技术来解决的每一个问题。

Claims (30)

1.一种在通信网络(100)的接收节点(230)中执行的方法(1400)，所述方法用以执行(1410)对在第一复合信号中所包含的感兴趣的符号的第一级处理，并且用以对在第二复合信号中所包含的同一感兴趣的符号的第二级处理(1420)，

其中所述第一级处理(1410)包括：

基于所述第一复合信号，来确定(1510)一个或者多个第一级干扰特性；

基于所述第一级干扰特性，来确定(1520)一个或者多个第一级处理延迟；

基于所述第一级处理延迟，来执行(1530)对所述第一复合信号的第一级解扩频和组合，以生成第一级均衡的信号；

基于所述第一级均衡的信号，来确定(1540)第一级估计的信号；

从所述第一复合信号消除(1550)所述第一级估计的信号，以生成所述第一复合信号的干扰减少的版本，并且

其中所述第二级处理(1420)包括：

确定(2020)一个或者多个第二级处理延迟；以及

基于所述第二级处理延迟，来执行(2030)对所述第二复合信号的第二级解扩频和组合，以生成第二级均衡的信号，

其中所述第二复合信号基于所述第一复合信号的所述干扰减少的版本。

2.根据权利要求1所述的方法(1400)，其中所述第二级处理(1420)进一步包括：基于所述第二复合信号，来确定(2010)一个或者多个第二级干扰特性。

3.根据权利要求2所述的方法(1400)，其中确定(2020)所述第二级处理延迟的步骤包括：基于所述第二级干扰特性，来确定所述第二级处理延迟。

4.根据权利要求3所述的方法(1400)，其中执行(2030)所述第二级解扩频和组合的步骤包括：

基于所述第二级处理延迟，将所述第二复合信号解扩频(2210)；以及

使用与一个或者多个干扰抑制指状分支相对应的组合权值，来组合(2220)第二级解扩频的值。

5.根据权利要求4所述的方法(1400)，其中与所述干扰抑制指状分支相对应的所述组合权值是广义Rake组合权值。

6.根据权利要求1所述的方法(1400)，其中执行(2030)所述第二级解扩频和组合的步骤包括：

基于所述第二级处理延迟，将所述第二复合信号解扩频(2210)；以及

使用与一个或者多个能量收集指状分支相对应的组合权值，来组合(2230)第二级解扩频的值。

7.根据权利要求6所述的方法(1400)，其中与所述能量收集指状分支相对应的所述组合权值是Rake组合权值。

8.根据权利要求2所述的方法(1400)，其中确定(2010)所述第二级干扰特性的步骤包括：基于一对或者多对解扩频的值之间的数据或者减损相关性，来确定所述第二级干扰特性。

9.根据权利要求2所述的方法(1400)，其中确定(2010)所述第二级干扰特性的步骤包括：基于一个或者多个残留干扰功率电平，来确定所述第二级干扰特性。

10.根据权利要求9所述的方法(1400)，其中通过计算使用似然度指示符所再生的干扰符号的方差，来获得所述残留干扰功率电平，其中每个似然度指示符与对应的干扰符号的估计有关。

11.根据权利要求10所述的方法(1400)，其中每个似然度指示符是：与该似然度指示符相对应的所述干扰符号的比特对数似然度比率(LLR)、比特似然度比率、以及比特概率中的任何一项或者多项。

12.根据权利要求1所述的方法(1400)，其中基于所述第一级处理延迟来执行(1530)所述第一复合信号的所述第一级解扩频和组合的步骤包括：

基于所述第一级处理延迟，将所述第一复合信号解扩频(1810)；以及

使用第一组合权值来组合(1820)解扩频的值。

13.根据权利要求1所述的方法(1400)，其中基于所述第一级处理延迟来执行(1530)所述第一复合信号的所述第一级解扩频和组合的步骤包括：

基于所述第一级处理延迟和第一组合权值，来组合(1815)所述第一复合信号；以及

将所述组合的值解扩频(1825)。

14.一种通信网络(100)的接收节点(230)的接收器(400，800，1100)，所述接收器包括多个链，每个链被构造为在第一级中处理在第一复合信号中所包含的感兴趣的符号，并且被构造为在第二级中处理在第二复合信号中所包含的同一感兴趣的符号，所述接收器(400，800，1100)的每个链包括：

均衡器(420)；

解调器(430)；

信号再生器(450，850，1150)；以及

干扰消除器(470)，

其中在所述第一级中，

所述均衡器(420)被构造为：基于所述第一复合信号来确定一个或者多个第一级干扰特性，基于所述第一级干扰特性来确定一个或者多个第一级处理延迟，并且被构造为：基于所述第一级处理延迟来执行所述第一复合信号的第一级解扩频和组合，以生成第一级均衡的信号，

所述解调器(430)被构造为：解调所述第一均衡的信号以生成第一级解调的数据，

所述信号再生器(450，850，1150)被构造为：基于所述第一级解调的数据来确定第一级估计的信号，并且

所述干扰消除器(470)被构造为：从所述第一复合信号消除所述第一级估计的信号，以生成所述第一复合信号的干扰减少的版本，

其中在所述第二级中，所述均衡器(420)被构造为：确定一个或者多个第二级处理延迟，并且被构造为：基于所述第二级处理延迟来执行所述第二复合信号的第二级解扩频和组合，以生成第二级均衡的信号，并且

其中所述第二复合信号基于所述第一复合信号的所述干扰减少的版本。

15.根据权利要求14所述的接收器(400，800，1100)，其中在所述第二级中，所述均衡器(420)被构造为：基于所述第二复合信号来确定一个或者多个第二级干扰特性。

16.根据权利要求15所述的接收器(400，800，1100)，其中所述均衡器(420)包括延迟定时确定器(1620)，所述延迟定时确定器被构造为：基于所述第二级干扰特性来确定所述第二级处理延迟。

17.根据权利要求16所述的接收器(400，800，1100)，其中所述均衡器(420)进一步包括：

组合权值计算器(1640)，被构造为计算解扩频器/组合器(1610)的指状分支的组合权值，以及

所述解扩频器/组合器(1610)，被构造为基于所述第二级处理延迟来将所述第二复合信号解扩频，并且使用来自所述组合权值计算器(1640)的组合权值来组合第二级解扩频的值。

其中所述组合权值对应于所述解扩频器/组合器(1610)的一个或者多个干扰抑制指状分支。

18.根据权利要求17所述的接收器(400，800，1100)，其中与所述干扰抑制指状分支相对应的所述组合权值是广义Rake组合权值。

19.根据权利要求14所述的接收器(400，800，1100)，其中所述均衡器(420)进一步包括：

组合权值计算器(1640)，被构造为计算解扩频器/组合器(1610)的指状分支的组合权值，以及

所述解扩频器/组合器(1610)，被构造为基于所述第二级处理延迟来将所述第二复合信号解扩频，并且使用来自所述组合权值计算器(1640)的组合权值来组合第二级解扩频的值。

其中所述组合权值对应于所述解扩频器/组合器(1610)的一个或者多个能量收集指状分支。

20.根据权利要求19所述的接收器(400，800，1100)，其中与所述能量收集指状分支相对应的所述组合权值是Rake组合权值。

21.根据权利要求15所述的接收器(400，800，1100)，其中所述均衡器(420)被构造为：基于一对或者多对解扩频的值之间的数据或者减损相关性，来确定所述第二级干扰特性。

22.根据权利要求15所述的接收器(400，800，1100)，其中所述均衡器(420)被构造为：基于一个或者多个残留干扰功率电平来确定所述第二级干扰特性。

23.根据权利要求22所述的接收器(400，800，1100)，其中所述均衡器(420)被构造为：通过计算使用似然度指示符所再生的干扰符号的方差，来获得所述残留干扰功率电平，其中每个似然度指示符与对应的干扰符号的估计有关。

24.根据权利要求23所述的接收器(400，800，1100)，其中每个似然度指示符是：与该似然度指示符相对应的所述干扰符号的比特对数似然度比率(LLR)、比特似然度比率、以及比特概率中的任何一项或者多项。

25.根据权利要求14所述的接收器(400，800，1100)，其中所述解扩频器/组合器(1610)被构造为：基于所述第一级处理延迟来将所述第一复合信号解扩频，并且使用第一组合权值来组合解扩频的值。

26.根据权利要求14所述的接收器(400，800，1100)，其中所述解扩频器/组合器(1610)被构造为：基于所述第一级处理延迟和组合权值的第一集合来组合所述第一复合信号，并且将组合的值解扩频。

27.根据权利要求1所述的方法(1400)，其中确定(1540)所述第一级估计的信号的步骤包括：

基于解码器(440)所生成的似然度指示符、解调器(830)所生成的硬解调的比特、所述解调器(830)所生成的软解调的指示符、以及所述解码器(1140)所生成的重编码的硬解码的比特中的任何一项，来确定(1930，1932，1934)在所述第一复合信号中的所述感兴趣的符号的所述第一级估计和所述干扰符号的所述第一级估计；以及

基于所述感兴趣的符号的所述第一级估计和所述干扰符号的所述第一级估计，来再生(1940，1942，1944)所述感兴趣的信号的估计作为所述第一级估计的信号。

28.根据权利要求1所述的方法(1400)，其中确定(2040)所述第二级干扰符号估计的步骤包括：

基于解码器(440)所生成的似然度指示符、解调器(830)所生成的硬解调的比特、所述解调器(830)所生成的软解调的指示符、以及所述解码器(1140)所生成的重编码的硬解码的比特中的任何一项，来确定(2330，2332，2334)在所述第二复合信号中的所述感兴趣的符号的所述第二级估计和所述干扰符号的所述第二级估计；以及

基于所述感兴趣的符号的所述第二级估计和所述干扰符号的所述第二级估计，来再生(2340，2342，2344)所述感兴趣的信号的估计作为所述第二级估计的信号。

29.根据权利要求14所述的接收器(400，800，1100)，其中在所述第一级中，所述信号再生器(450，850，1150)：

基于解码器(440)所生成的似然度指示符、解调器(830)所生成的硬解调的比特、所述解调器(830)所生成的软解调的指示符、以及所述解码器(1140)所生成的重编码的硬解码的比特中的任何一项，来确定在所述第一复合信号中的所述感兴趣的符号的所述第一级估计和所述干扰符号的所述第一级估计；并且

基于所述感兴趣的符号的所述第一级估计和所述干扰符号的所述第一级估计，来再生所述感兴趣的信号的估计作为所述第一级估计的信号。

30.根据权利要求14所述的接收器(400，800，1100)，其中在所述第二级中，所述信号再生器(450，850，1150)：

基于解码器(440)所生成的似然度指示符、解调器(830)所生成的硬解调的比特、所述解调器(830)所生成的软解调的指示符、以及所述解码器(1140)所生成的重编码的硬解码的比特中的任何一项，来确定在所述第二复合信号中的所述感兴趣的符号的所述第二级估计和所述干扰符号的所述第二级估计；并且

基于所述感兴趣的符号的所述第二级估计和所述干扰符号的所述第二级估计，来再生所述感兴趣的信号的估计作为所述第二级估计的信号。