CN102007703A - 通过协方差根处理的连续干扰减去的方法和设备 - Google Patents

Abstract

公开了用于处理包括关注的两个或更多接收的信号的复合通信信号的方法和设备。可包括G-Rake接收器或线性码片均衡器的干扰抑制接收器(10)在处理接收的信号中利用平方根协方差矩阵，其中，平方根协方差矩阵表示用于复合通信信号的损害协方差或数据协方差。在示范方法中，接收器(10)使用从用于关注的信号的净信道响应和平方根协方差矩阵来计算的处理权重，从复合通信信号检测对应于关注的信号的符号。方法还包括从检测到的第一符号来计算关注的信号的重构版本，通过从复合通信信号减去关注的第一信号的重构版本而生成更新的通信信号，以及更新平方根协方差矩阵以获得更新的平方根协方差矩阵。

Description

通过协方差根处理的连续干扰减去的方法和设备

技术领域

本发明主要涉及无线通信，并且具体而言涉及用于使用连续干扰减去来处理通信信号的方法和设备。

背景技术

常规无线接收器经常使用协方差矩阵形式的噪声和/或数据协方差信息，抑制多个接收的信号(即，单个传送信号的多个样本集合、多个不同信号或其任何组合)之间的干扰。干扰抑制接收器的示例包括码片均衡器、RAKE接收器、通用RAKE(GRAKE)接收器、单输入多输出接收器、多输入多输出接收器等。

如本领域中已知的，多用户检测(MUD)已显示是抑制多接入干扰(MAI)和提高系统容量的一种有效方式。在MUD系统中，在各个用户信号的检测中使用来自干扰用户的信号。MUD系统的示例包括干扰减去接收器，经常称为连续干扰消除(SIC)接收器，和判定反馈(DF)接收器。SIC方案是基于一旦已做出有关干扰用户的比特的判定、便能使用信道的知识在接收器重新创建干扰信号并从接收的信号中减去干扰信号的想法。此过程为一个或多个其它用户的信号连续重复进行，并且在检测到与其它用户相关联的每个信号时逐渐降低干扰。经常是先检测到并从接收的信号中消除最强的信号，这减轻了更弱信号的干扰。

DF方案是基于类似想法，但减去是在接收的信号的已处理版本、即接收器判定统计上进行的。此外，减去的量以与判定反馈均衡类似的方式从以前检测到的用户比特形成。虽然MUD系统在降低MAI方面有效，但最佳MUD系统的复杂度随着用户的数量呈指数增大。因此，大多数现实的MUD系统使用次佳的检测系统。

干扰抑制接收器要求准确跟踪接收的信号的统计属性和/或信号损害(一般使用协方差矩阵)。由于大量的接收样本集合，跟踪数据或损害协方差经常要求高度复杂的计算。这些复杂的计算经常限制无线接收器准确跟踪和利用信号协方差的能力。由于每次通过减去干扰用户的信息而修改接收的信号时需要计算协方差，因此，这些问题在干扰减去接收器和其它MUD接收器设计中可能加剧。

发明内容

本文中公开了用于处理包括关注的两个或更多同时接收的信号的复合通信信号的方法和设备。可包括G-Rake接收器、线性码片均衡器或另一干扰抑制接收器的示范接收器利用平方根协方差矩阵来处理接收的信号，其中，平方根协方差矩阵是用于表示复合通信信号的损害协方差或数据协方差的协方差矩阵的备选。

在用于处理复合通信信号的示范方法中，接收器使用从用于关注的第一信号的净信道响应和平方根协方差矩阵来计算的处理权重，从复合通信信号检测对应于关注的第一信号的第一符号。如上所述，平方根矩阵表示用于复合通信信号的损害协方差或数据协方差。方法还包括从检测到的第一符号来计算关注的第一信号的重构版本，通过从复合通信信号减去关注的第一信号的重构版本而生成更新的通信信号，以及更新平方根协方差矩阵以获得更新的平方根协方差矩阵。在一些实施例中，更新平方根协方差矩阵包括将一个或多个秩一更新(rank-one update)应用到平方根协方差矩阵，但也可使用更高秩更新。在一些实施例中，使用按照用于关注的第一信号的净信道响应的函数来计算的单个秩一更新，而在其它实施例中，基于关注的第一信号的重构版本的数据协方差的模型，采用了更广泛的更新过程。

由第一接收器级根据本发明产生的更新的平方根协方差矩阵可提供到第二接收器级以用于处理更新的通信信号。在此类实施例中，可使用从用于关注的第二信号的净信道响应和更新的平方根协方差矩阵来计算的第二处理权重，检测对应于关注的第二信号的第二符号。在一些实施例中，关注的第二信号可重构并从更新的通信信号减去，以产生第二更新的通信信号以用于进一步处理。

本文中还公开了用于根据一个或多个上述方法及这些方法的变型来处理复合通信信号的设备。具体而言，公开了配置用于接收和处理包括关注的两个或更多信号的复合通信信号的接收器电路。在一些实施例中，接收器电路包括信号检测电路，该检测电路配置成使用从用于关注的第一信号的净信道响应和平方根协方差矩阵来计算的处理权重，从复合通信信号检测对应于关注的第一信号的第一符号。在这些实施例中，接收器电路可还包括干扰消除电路，该电路配置成基于检测到的第一符号来计算关注的第一信号的重构版本，并且通过从复合通信信号减去关注的第一信号的重构版本而生成更新的通信信号。接收器电路还包括协方差更新电路，该电路配置成更新平方根协方差矩阵以获得对应于更新的通信信号的更新的平方根协方差矩阵。信号检测电路可包括Rake或G-Rake接收器，这种情况下，处理权重可包括Rake或G-Rake组合权重。在其它实施例中，信号检测电路可包括码片均衡器，这种情况下，处理权重可包括码片均衡器抽头权重。在一些实施例中，接收器电路可包括一个或多个附加的接收器级，包括一个或多个附加的传号检测电路，以用于使用更新的平方根协方差矩阵进一步处理更新的通信信号。

当然，本发明并不限于上述特征和优点。本领域的技术人员在阅读以下详细说明并查看附图后将认识到其它特征和优点。

附图说明

图1示出示范通信系统。

图2是示出根据本发明的一个实施例的示范干扰减去接收器的框图。

图3示出使用协方差矩阵的示范接收器级。

图4示出使用平方根协方差矩阵的示范接收器级。

图5是示出串行连接的几个接收器级的框图。

图6是示出配置用于几个信号的并行检测的示范接收器级的框图。

图7示出几个未对齐的接收的信号的时序。

图8是示出用于处理复合通信信号的示范方法的逻辑流程图。

图9是示出根据本发明的用于处理通信信号的方法的另一逻辑流程图。

图10是示出根据本发明的另一示范方法的逻辑流程图。

图11是示出根据本发明的用于处理通信信号的仍有的另一示范方法的逻辑流程图。

具体实施方式

讨论和示出本发明的许多示范实施例中的细节必定涉及一定程度的复杂度。本文中后面给出的示范细节探讨了此类复杂度，但参照图1中给出的较简单的图形，可得到本发明的更广泛方面的初始理解。然而，在讨论图1前，应理解，本发明在广义上涉及应用基于G-Rake的信号检测(或信号检测过程中利用数据和/或损害协方差矩阵的其它处理技术)和连续干扰消除的组合。

在本文中使用时，术语“G-Rake”暗示基于Rake相关器输出(“支路(finger)”)之间的损害相关的估计来计算组合权重的Rake组合电路和/或组合方法。此类损害例如由于MAI、扩展码再使用、信道衰落和多径状况、小区间干扰等引发。正如下面将更详细解释的，G-Rake处理可适用于在连续干扰消除接收器中使用，以便示范信号检测链的连续级中的损害相关处理反映由于连续信号消除产生的改变的损害状况。

图1示出包括通过相应传播信道11-1到11-K通信的接收器10和几个传送器12-1到12-K的示范无线通信系统8。为处理接收的信号，信道可视为包括传送和接收信号处理路径的效应(例如滤波脉冲形状)及传送媒体的效应(例如，传送器与接收器之间的传播路径)。接收器10例如可包括在无线电基站中或与其相关联，而每个传送器12-1到12-K可包括在移动终端中或与其相关联，移动终端例如蜂窝无线电话、便携式数字助理(PDA)、膝上型/掌上型计算机或具有无线通信能力的其它装置。

接收器10和传送器12例如根据达成一致的无线信令格式/协议来操作，例如根据IS-95B/IS-2000(CDMA 2000)码分多址(CDMA)、宽带CDMA(WCDMA)或通用移动电信系统(UMTS)标准来操作。因此，虽然在下面的讨论中的各处在WCDMA系统的上下文中描述本发明，但本领域的技术人员将容易明白，本发明可在使用其它标准的其它环境中采用。

此外，虽然本文是在上行链路设置中描述干扰减去情形(即，与在基站从多个移动传送器接收的多个信号有关)，但本领域的技术人员将领会到，本文中公开的技术也可适用于下行链路信号。例如，基站传送器10可根据BLAST配置(例如，CR-BLAST)进行配置，因此使用多个天线将用户的期望信号作为同时并行子流来传送。通过此方案，给定用户的信息信号被分割成并行子流，每个子流可单独编码。一般使用多个接收器天线在用户的接收器接收子流，并且可将子流在一系列的信号检测级中连续检测为关注的信号。因此，在通过信号检测级的链进行信号处理时，能够连续消除每个流的影响。本领域的技术人员将领会到，本文中所述示范接收器结构的选定方面可因此配置成利用给定传送器结构和/或信号结构的特定特性。

可在下行链路和上行链路应用中均有用的本文中所述发明技术的另一应用是共信道干扰的减轻。在下行链路情况下，多个小区通过相同载频来传送，并且终端接收器能使用公开的方法和接收器结构来抑制其它小区的干扰信号。在上行链路情况下，基站接收器能同样使用公开的技术来抑制从附连到其它小区的终端发送的干扰信号。

再次参照图1，接收器10为对应于传送器12-1到12-K的多个用户服务。传送的用户信号在接收器10相互干扰。由于基站必须在任何情况下将对应于K个用户中每个用户的信号解调，因此，将来自一个信号检测过程的输出用于另一个过程中所要求的附加努力是合理的。因此，吸引人的是在接收器10中使用干扰减去架构，使得检测到的用户信号可从复合的接收信号减去以降低其对其它用户的未检测信号的不利影响。

本领域的技术人员将领会到，减去的顺序可以有所不同。一个可能的策略是按降低的接收功率的顺序来排列用户，降低的接收功率一般转换成降低的数据率(以比特每秒来表示)。此外，可在类似接收功率的子集中将用户编组。另一个可能的策略是根据功率子范围将用户编组，子范围可以是预设的或适用于可用的总信号范围。任何这些方案均很好地适用于高速率数据用户与低速率话音和SMS用户共存的混合情形。另一个可能的策略是按降低的过多信号质量的顺序来排列用户。换而言之，在使得信道质量(例如，信号与干扰加噪声比或SINR)超过最低要求的状况下接收的用户信号将可能得到成功处理。因此，先检测此用户信号，然后从复合接收信号减去其干扰成分更可能有助于其它信号。同样地，可采纳上述变型。仍有的另一可能策略是按对处理延迟的敏感性的降序来排列用户。也就是说，一些用户可能发送话音数据，带有高敏感性，而其它用户可能正在上载大文件，对处理延迟的敏感性低。也可考虑其它策略，如上述三种策略的混合。在下面的讨论中，假设用户已根据适合的策略来排列，并且如上表示为1到K。先描述纯串行配置，其中按顺序处理K个用户。稍后，讨论串行/并行混合配置。

在后面的详细描述中，用于每个单独信号的接收器是G-Rake，该接收器可概括描述为线性白化符号均衡器。正如本领域的技术人员公知的，它与线性码片均衡器的类密切相关。本领域的技术人员将因此领会到，本文中在G-Rake接收器的上下文中公开的技术可应用于对应的码片均衡器结构。此外，可使用利用协方差信息的非线性接收器而不是线性接收器。示例包括DFE和MLSE。

G-Rake接收器处理在不同延迟获得的解扩器输出。常规G-Rake接收器的细节现在是公知的，其已广泛在技术文献(参阅例如G.E.Bottomley、T.Ottosson和Y.-P.E.Wang的“A generalized RAKEreceiver for interference suppression”，IEEE J.Select.Areas Commun.，vol.18，pp.1536-1545，2000年8月)及专利申请(参阅例如Cairns等人的美国专利申请10/800167，其在2004年3月12日提交并公布为美国专利申请公布2005/0201447 A1，该申请的全部内容通过引用结合于本文中)中描述。那些细节因而不在此重复。

图2提供根据本发明的一个或多个实施例的示范干扰减去接收器10的框图。接收器10包括无线电前端，该前端包括多个接收器天线215和一个或多个无线电处理器210。无线电处理器210可包括放大器、滤波器、混频器、数字化器和/或产生抽样复合通信信号以用于进一步处理所需的其它电子器件。接收器10还包括多个连续的接收器级220-1到220-K。在一个示范配置中，每个级(除最后的级外，如下面将讨论的)包括信号检测电路230和更新处理电路240。

在操作中，无线电处理器210配置成提供对应于接收的复合信号的数字化样本r⁽⁰⁾，其包括多个关注的信号。这些多个关注的信号可表示从两个或更多传送器10传送的不同用户信号。在任何情况下，连续的接收器级220-1到220-K配置成提供接收的复合信号内关注的信号的连续检测，例如信号S₁、S₂、...、S_K，并且还配置成提供检测到信号的连续消除，以便检测链中后面的级受益于前面级中信号的检测和消除。因此，基于每个级中检测关注的信号并通过从提供到下一级18的级输入信号减去关注的检测到信号而更新复合通信信号，从级联级输入信号连续去除由每个接收器级220-i中关注的检测到的信号所引起的干扰。

例如，在所示配置中，级220-1使用其信号检测电路230-1，从其级输入信号检测关注的信号S₁，信号检测电路230-1提供输出符号s⁽¹⁾(编有“1”的索引以指示第“1”级)。信号检测电路230-1还提供对应于信号S₁的净信道响应向量h⁽¹⁾的估计。信号S₁通过更新电路240-1使用检测到的符号s⁽¹⁾和净信道响应向量h⁽¹⁾来重构，并且从复合通信信号r⁽⁰⁾中被减去以获得更新的通信信号r⁽¹⁾。更新的通信信号r⁽¹⁾因此仍包括关注的剩余的未检测到信号S₂、S₃、...、S_K，但可能在其它情况下由信号S₁造成的对那些其它信号的干扰不再存在，或至少大大降低。

更新的通信信号r⁽¹⁾提供到级220-2，该级检测信号S₂，并将其去除以产生另一更新的信号r⁽²⁾，该更新的信号包括关注的剩余未检测到信号S₃、...、S_K。此过程可重复进行，直至最后更新的通信信号(r^(K-1))由最后的级220-K处理以获得关注的最后未检测到的信号、信号S_K。因此，到级220-n的级输入信号受益于所有前面检测到的信号的减去，使得当处理通过该系列的级220进行时，关注的共同接收的信号所造成的干扰得以连续降低。

每个信号检测电路230可包括G-Rake接收器。在未失去一般性的情况下，考虑检测对应于关注的接收信号S₁的符号s⁽¹⁾的信号检测电路230-1。在解扩前接收的码片样本表示为r⁽⁰⁾，并且对应于r⁽⁰⁾的数据协方差矩阵表示为。信号检测电路230-1包括解扩和G-Rake组合操作及信道估计，信道估计产生对应于信号S₁的净信道响应的估计的向量h⁽¹⁾。信号检测电路230-1还可包括解码器，但本领域的技术人员将领会到，软符号或解码的符号可在重构关注的信号以便从复合通信信号减去中使用。

为简明起见，下面的讨论概括假设每个接收器级220使用延迟的相同集合。一个方案是考虑等于各个信号的延迟的联合(union)的延迟的集合。备选的是，可使用延迟的规则网格，该网格覆盖各个信号的延迟的跨度。下面进一步陈述的是描述延迟的集合可如何删减或增大以满足每个单独接收器的细化。

同样为简明起见，下面的分析概括假设来自不同用户的信号以同步方式到达基站。换而言之，其时隙是对齐的。实际上，许多系统不施加此类要求，使得同时接收的信号虽然重叠，但基本上是不同步的。同样地，下面的进一步分析将显示，这对根据本发明实现的接收器不会带来严重问题。

在任何情况下，在接收器级220-1中检测到的符号可与扩展序列和信道估计一起使用以更新接收信号。具体而言，从复合通信信号r⁽⁰⁾减去信号S1的重构版本：

$r^{\left(1\right)}=r^{\left(0\right)}-h^{\left(1\right)}*s_c^{\left(1\right)},---\left(1\right)$

其中，

是符号s⁽¹⁾的再扩展版本，并且*指示卷积。

通过从数据协方差矩阵

减去校正项Δ，能够从

去除信号S₁的影响。Δ的确切表述是重构信号的数据协方差

这在H.Hadinejad-Mahram的“On the equivalence of linear MMSE chip equalizerand generalized RAKE”(IEEE Commun.Letters，vol.8，no.1，2004年1月)中给出。然而，这是信道h⁽¹⁾、信道抽头、接收器支路及脉冲形状的相当复杂的函数。此外，通常，用于重构信号的数据协方差矩阵具有满秩或与其接近的秩，使得计算更加复杂。因此，可转而使用各种简化近似值。

在本发明的一些实施例中，可使用作为h⁽¹⁾的外积来计算的校正项Δ₁来近似Δ，即：

Δ₁＝α⁽¹⁾h⁽¹⁾h^(1)H.    (2)

此处，缩放参数α⁽¹⁾承担要求的调整(如果有，例如考虑到调制符号的预期值或控制和数据符号的相对功率)。通过为重构信号S₁的数据协方差使用此近似值，随后对应于更新的通信信号r⁽¹⁾的更新的数据协方差矩阵

变为：

$R_d^{\left(1\right)}=R_d^{\left(0\right)}-{\mathrm{\α}}^{\left(1\right)}{h}^{\left(1\right)}{h}^{\left(1\right)H}.---\left(3\right)$

在其它实施例中，可使用不同的校正项Δ₂。Δ₂类似于Δ₁，但带有附加的对角项。即：

A₂＝α⁽¹⁾h⁽¹⁾h⁽¹⁾H+γ⁽¹⁾D.    (4)

此处，D，是对角矩阵，其第k个元素

等于：

$d_k^{\left(1\right)}=h^{\left(1\right)H}{h}^{\left(1\right)}-{\left|h_k^{\left(1\right)}\right|}^2.---\left(5\right)$

此外，γ⁽¹⁾承担要求的调整，例如信号S₁的每码片期间的总接收能量及控制和数据符号的相对功率。

在考虑等式(2)中第一校正Δ₁与等式(4)中第二校正Δ₂之间的差别时，本领域的技术人员将领会，等式(5)的对角元素是非负的。因此，校正项Δ₂比Δ₁在对角上更突出；因此，通过Δ₂校正的数据协方差矩阵

呈现比通过Δ₁校正的数据协方差矩阵更加有色的过程。这意味着使用Δ₂的G-Rake将比基于Δ₁的G-Rake执行更积极的抑制。

通常，用于Δ的近似值可包括上述那些项外的另外项。正如下面将看到的，这些另外的项如果能表示为秩一更新，则它们在本发明的实施例中最容易采用。例如，考虑在位置k₁和k₂具有两个非零元素的向量。其外积在位置k₁，k₁和k₂，k₂具有非零对角元素及在位置k₁，k₂和k₂，k₁具有2个非零非对角元素。此特定形式在使用带有主要信道抽头的2个接收天线的情况下有用。

通过与上述相同的方式操作，可添加更多的项以更接近Δ的确切表达式。然而，应注意的是，失配的近似校正项的影响是相对温和的。通常，不准确性可视为错过的机会，因为近似值只意味着即使实际干扰已从接收信号减去，更新的协方差矩阵

也包括与检测到的信号相关联的一些残余干扰。这意味着使用

来计算其组合权重的G-Rake接收器将有效地分配一些其干扰抑制能力到不存在的干扰源。

在紧接下来的讨论中，假设通过信道向量外积Δ₁给出对数据协方差的更新。稍后，评论Δ₂或其它近似值的使用。

上面的等式(1)描述从复合信号减去第一检测到信号S₁的重构版本，而等式(3)示出对协方差矩阵的对应秩一更新。这些表达式可概括为覆盖接收器的以后级。因此，更新处理电路240-i调整或“更新”接收信号以变为：

$r^{\left(i\right)}=r^{(i-1)}-h^{\left(i\right)}*s_c^{\left(i\right)},---\left(6\right)$

其中，h⁽ⁱ⁾表示关注的第i个信号的净信道响应，

表示从检测到的符号s⁽ⁱ⁾重构的关注的第i个信号的再扩展版本，以及r^(i-1)是从前一级接收的复合通信信号(如果有)或接收信号(如果i＝1)。

更新处理电路240-i也调整协方差矩阵。它可使用秩一更新，根据以下等式进行此调整：

$R_d^{\left(i\right)}=R_d^{(i-1)}-{\mathrm{\α}}^{\left(i\right)}{h}^{\left(i\right)}{h}^{\left(i\right)H}.---\left(7\right)$

图3示出接收器级的一个实施例。此配置允许几个此类模块如图2中所示串连在一起。在图3的实施例中，协方差数据以协方差矩阵的形式在级之间传递；因此，接收器级220′-i从前一级接收

并将更新的协方差矩阵

提供到下一级。本领域的技术人员将领会，一系列接收器级220中最后的级无需包括更新功能。然而，如果它包括更新功能，则结果矩阵

将反映信号(从其已去除关注的所有信号)中的残余颜色，包括来自其它小区、相邻载波等的干扰。

在其全部内容通过引用结合于本文中的美国专利申请公布2008/0063033 A1(申请序列号11/470676，2006年9月7日由A.Khayrallah提交)中，描述使用平方根协方差矩阵M而不是协方差矩阵R_d的G-Rake操作。此矩阵M能解释为R_d的“平方根”，并且包括在对角上带有实数正元素的下三角矩阵。矩阵M能使用Cholesky分解从R_d形成，使得：

R_d＝MM^H.    (8)

在G-Rake操作中应用M时，可方便地计算相关的矩阵L和D，使得：

R_d＝LDL^H，    (9)

其中，L是在对角上带有1的下三角矩阵，并且D是带有正元素d_i的对角矩阵。M、L和D之间的关系给出为

M＝LD^1/2.    (10)

因此，本领域的技术人员将领会，知道M暗示着知道L和D，且反之亦然。

从R_d产生M的分解过程要求高斯消元法大约一半的复杂度。稍后将显示通过转而使用一系列更简单的更新，有时可一起避免此过程。

根矩阵M可容易更新以反映对协方差矩阵R_d的对应更新。例如，如果新矩阵R′由R的秩一更新来给出，即：

R′＝R+αee^H，    (11)

则，R′的平方根M′能计算为对M的更新而无需回到R。

为此，设(L′，D′)是M′的对应对。则L′能计算为对L的更新：

L′＝LK，    (12)

其中，K是带有特殊结构的三角矩阵：

最后，R′的平方根M′给出为

M′＝LKD′^1/2.    (14)

参数p_i由以下向量定义：

p＝L^-1e.    (15)

给定p，D′的对角元素d′_i和参数β_i可使用以下算法计算：

t₁＝1/α

for i＝1∶n-1

a＝t_id_i+|p_i|²

t_i+1＝a/d_i    (16)

d′_i＝a/t_i

β_i＝p_i/a

end

d′_n＝d_n+|p_n|²/t_n

本领域的技术人员将领会，存在用于计算这些参数的备选方案。

上述秩一根更新过程可总结为函数RU(·)，具有输入M、e与α及输出M′：

M′＝RU(M，e，α).    (17)

表1中总结了具有对应计算采用协方差矩阵R_d和根矩阵M的几个关键G-Rake操作：

表1

本领域的技术人员将领会，根矩阵的主要优点是在线性系统的求解中使用回代的能力。根矩阵的逆也能够通过回代求出。具体而言，本领域的技术人员将注意到，通过协方差方法，一般使用例如Gauss-Seide1的迭代方法求出Rw＝h的解。对于较大的矩阵，可能需要许多次迭代以得到合理准确的解。与此相反，通过根方法，对Mv＝h和M^Hw＝v的解由回代来携带，并且正好在计算过程的精度内。

在G-Rake接收器中使用根矩阵可因此降低G-Rake处理及协方差更新的复杂度。因此，图4中示出图3中所示接收器级220′的备选。如通过图3的配置一样，图4的接收器级220″允许几个此类模块串连在一起。然而，在此实施例中，协方差数据以平方根协方差矩阵的形式在级之间传递；因此，接收器级220″-i从前一级接收M^(i-1)，并将更新的协方差矩阵M⁽ⁱ⁾提供到下一级。同样地，本领域的技术人员将领会，一系列接收器级220中最后的级无需包括更新功能。此外，由于其不从前一级接收协方差数据，因此，第一级可配置成使用常规方式来确定协方差矩阵

的初始估计，以及如上所述形成对应的根矩阵M⁽⁰⁾。

利用图4的接收器级220″的干扰减去接收器因此可在串行干扰减去架构中的根域而不是协方差域中操作。平方根协方差矩阵可由每级用于使用表1中所列的操作来执行G-Rake处理。平方根协方差矩阵可由每级直接更新以说明检测到的信号的减去。

例如，作为协方差矩阵

(表示最初接收的复合通信信号的协方差)的平方根的矩阵M⁽⁰⁾可使用函数RU(·)更新为M⁽¹⁾，以便它对应于S₁已去除的更新的通信信号：

M⁽¹⁾＝RU(M⁽⁰⁾，h⁽¹⁾，-α⁽¹⁾).    (18)

对于接收器级220″-i，这可以概括为：

M⁽ⁱ⁾＝RU(M^(i-1)，h⁽ⁱ⁾，-α⁽ⁱ⁾).    (19)

因此，协方差更新可替代为根矩阵更新。

图5中示出使用图4的接收器级220″的串行干扰减去配置。同样地，根矩阵始终得到处理。如前面所述，最后的级220″-K无需包括更新功能。此外，第一级220″-1配置成估计初始输入信号r⁽⁰⁾的协方差。

图5的配置在每级处理单个信号。一般情况下，在被减去的信号具有比随后的信号更高的速率时，干扰减去的益处是最大的。对于带有相同速率的信号，减去一个信号的益处只给其它信号带来小的改善。因此，在一些情况中采用混合配置可以是有益的，其中，一个或多个级处理一群用户。图6中示出一个此类实施例。接收器级220″′-i处理标记为i，1...i，J的J个用户。每个信号检测电路230″′使用相同的信号r^(i-1)和相同的根矩阵M^(i-1)。信号检测电路230″′并行操作，并且在此配置中，不互相帮助。每个信号检测电路230″′将其输出馈送到经修改以处理J个信号的更新处理电路240″′。具体而言，接收信号如下更新：

$r^{\left(i\right)}=r^{(i-1)}-h^{(i,1)}*s_c^{(i,1)}-\·\·\·-h^{(i,j)}*s_c^{(i,j)}.---\left(20\right)$

本领域的技术人员将领会，调整协方差矩阵以说明J个信号的减去将要求J个秩1更新：

$R_d^{\left(i\right)}=R_d^{(i-1)}-{\mathrm{\α}}^{(i,1)}{h}^{(i,1)}{h}^{(i,1)H}-\·\·\·-{\mathrm{\α}}^{(i,j)}{h}^{(i,j)}{h}^{(i,j)H}.---\left(21\right)$

对于对应根矩阵的更新只要求J个连续的根矩阵更新。这能够如下所示实现。

N⁽⁰⁾＝M^(i-1)

N⁽¹⁾＝RU(N⁽⁰⁾，h^(i，1)，-α^(i，1))

    .

    .

    .                .    (22)

N^(J)＝RU(N^(J-1)，h^(i，J)，-α^(i，j))

M⁽ⁱ⁾＝N^(K)

串行/并行混合配置的一种特殊情况在实践中受到特别的关注。在一些情况下，混合使用情形将具有极少数高速率用户和许多低速率用户。因此，高速率用户能先得到处理(串行、并行或混合)，之后并行处理低速率用户。

在上面讨论的许多讨论中，假设了平方根协方差的更新包括单个秩一更新，对应于协方差矩阵校正项Δ₁。如更早所述的，协方差矩阵的更新可通过将附加的项结合到校正项中而变得更精确。等式(4)中定义了类似于Δ₁、但包括附加的项γ⁽¹⁾D的第二校正项Δ₂。对应于Δ₂的更新可通过如下所述执行秩一更新的序列而在根域中执行。

首先，定义列向量

该向量在第k个位置中具有来自等式(5)的值

否则为0。因此：

$D=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{e}_k^{\left(1\right)}{e}_k^{\left(1\right)H}.---\left(23\right)$

由此得出，通过使用RU(·)函数而使用q个秩一更新的序列，能够在根矩阵更新中说明D，其中，q是信道抽头的数量。(本领域的技术人员将领会，可忽略其中

的实例。)前一方案适用于任何级i。因此，它总计将采取最多q+1个RU(·)更新来说明给定级中的Δ₂。

通常，超出Δ₂的另外项可被分成秩一更新并得到相应处理。然而，也可能应用对应于具有比一更高秩的协方差更新的根矩阵更新。在数学文献中，例如M.Seeger的“Low rank updates for the Choleskydecomposition”(Department of EECS，UC Berkeley，2005)中，已得出用于具有比一更高秩的矩阵更新的对应矩阵根更新。因此，在本发明的实施例中也可采用平方根协方差矩阵的更高秩更新。然而，重要的是记住，为使更高阶秩更新从复杂度角度具有吸引力，更新的秩相对于矩阵的大小应是小的，例如在大小的5-10％内。

如更早所提及的，在本发明的一些实施例中，可为复合通信信号计算单个协方差矩阵，其中矩阵包括用于接收器中使用的所有延迟的元素。给定级可实际上使用比协方差矩阵或对应平方根协方差矩阵中所示所有延迟更少的延迟。因此，接收器级220-i可具有为N_d个延迟的规则网格计算的、作为输入的协方差矩阵

这些延迟是延迟的总集合D的部分。信号检测电路230-i可使用集合D中的所有延迟，或者从集合D中选择N_s个延迟的子集，N_s＜N_d。

在单独接收器级220使用所有延迟的子集时，用于权重计算的根协方差矩阵能通过至少两个方案来计算。在第一方案中，从根矩阵计算协方差矩阵，并且随后排除对应于未使用支路(延迟)的结果协方差矩阵的行和列。随后，结果协方差矩阵直接用于信号检测操作，或者结果协方差矩阵的根矩阵随后被计算出并用于信号检测操作。在第二方案中，可通过为每个排除的延迟计算根矩阵的秩一更新而直接更新平方根协方差矩阵。此类秩一更新的细节在上面通过引用结合的美国专利申请公布2008/0063033中提供。

在每个接收器中，支路的选择可基于来自搜索器的信息，并且仅搜索器选择并且包括在集合D中的延迟用于组合。通常，每个接收器的搜索器的分辨率能够与集合D中延迟的分辨率不同。在此类实施例中，如果搜索器给出的延迟不是集合D的部分，则可选择集合D中最接近的延迟。支路子集的选择还可基于G-Rake权重进行，例如，通过选择具有最大量值权重的支路的子集。(例如，参阅G.E.Bottomley、T.Ottosson和Y.-P.E.Wang的“A generalized Rake receiver forDS-CDMA systems”，in Proc.of IEEE Veh.Technol.Conf.2000，pp.941-945)在这些实施例中，可为集合D中的所有支路计算权重(使用M^(i-1))，但仅权重的子集用于组合。

在另一实施例中，单独接收器可包括D中不存在的另外延迟。例如，在该单独接收器具有比D的分辨率更高的分辨率时，情况便是如此。该单独接收器可使用在新延迟位置的信道估计，增大根协方差矩阵以包括额外的延迟。所述增大可通过应用根矩阵的秩一更新的序列来执行。增大的矩阵随后在关注的信号的解调中使用。

在更新框中，该单独接收器可恢复原未增大的根协方差矩阵，并且从其去除其信号的效应。备选的是，该单独接收器可使用增大的根协方差矩阵，并且从其去除其信号的效应。这可以进行以帮助后续的各个接收器。

最后，考虑其中我们具有非同步传送的情况，在图7A中示意示出。三个用户信号在时间T1A、T2A和T3A到达，在时间T1B、T2B和T3B结束。在图7A中，传送时间间隔(TTI)是相同的，但通常它们可以不同。传送的不对齐导致随时间过去的不同干扰状况，如图中编号的时间跨度(TS-0到TS-6)所指示的。

上面讨论的接收器级可修改以考虑到未对齐的用户信号。再次参照图7A，假设用户信号按图中顺序处理。当然，通常用户信号可以在任何顺序中处理；在到达的顺序与用户的处理之间没有必然的联系。在本发明的一个实施例中，接收器级220存储覆盖所有三个用户信号的完全传送的接收信号数据的窗口(0，T)。在图7A中，已将示出的窗口选择为比单个用户的传送时间要长得多。通常，更长的处理窗口使得接收器能够处理更多用户的效应。如果窗口围绕特定用户居中，例如，用户1，则三倍(普通)传送持续时间的窗口大小将考虑到可能与用户1重叠的所有用户。

各种接收器级的以上讨论隐式地假设平方根协方差矩阵在接收器窗口内保持恒定。参照图4，例如，接收器级220″-i接受单个根矩阵M^(i-1)并且产生单个更新的矩阵M⁽ⁱ⁾。然而，这些接收器级可经修改以接受根矩阵的序列，并且产生矩阵的序列，反映窗口的持续时间上干扰状况的更改。例如，处理窗口可视为包括预定数量Q个离散时间点。时间值T1A到T3B可相应地量化。为清晰的缘故，在后面的讨论中，矩阵的序列表示为M ^(i-1)，其中，序列中的第k个矩阵是M^(i-1)(k)，k＝1...Q。因此，如修改的，接收器级220″-i接受序列M ^(i-1)，并且产生序列M ⁽ⁱ⁾。下面将进一步讨论存储或计算这些矩阵序列的有效方式。

在图7B中，时间间隔(0，T)量化为Q＝10个离散时间值，示为1...10。此外，在此示例中，T1A离1最近，并且T1B离5最近，指示用户1对于值1到5存在，并且在其它情况下不存在。再次参照图7A，接收器级可配置成先处理用户1。初始根矩阵序列M ⁽⁰⁾(或其对应协方差矩阵序列R _d ⁽⁰⁾)被假设为在到接收器级220″-1(参见图5)的输入在窗口上是恒定的。用户1在间隔(T1A，T1B)期间是“开启”状态。在接收器级220″-1的输出，更新的根矩阵采用以下值：

-在(0，T1A)上：无更改，M⁽¹⁾(k)＝M⁽⁰⁾(k)；

-在(T1A，T1B)上，新值M⁽¹⁾(k)；

-在(T1B，T)上：无更改，M⁽¹⁾(k)＝M⁽⁰⁾(k)。

注意，对于中间间隔的新值M⁽¹⁾(k)可使用上面参照等式(17)讨论的秩一更新技术来计算。

接收器级220″-2接受接收器级220″-1计算的序列M ⁽¹⁾。它为用户2的解调使用平方根协方差矩阵的新序列，并且为接收器级220″-3更新它。在间隔(T2A，T2B)上，有M⁽¹⁾(k)的两个不同值用于解调用户2的信号。

通常，如果间隔(TxA，TxB)包含Q′个离散时间值，则可以有M⁽¹⁾(k)的多达Q′个不同值。有几个方案用于处理此情况。首先，在一些实施例中可计算Q′个不同的G-Rake解。在其它实施例中，可平均M⁽¹⁾(k)的Q′个值，并且从结果来计算单个G-Rake解。在仍有的其它实施例中，可平均对应于M⁽¹⁾(k)的Q′个值的协方差矩阵，其中结果用于计算单个G-Rake解。

继续处理图7A的三个用户信号，接收器级220″-2在间隔(T2A，T2B)上也为Q′个值更新序列M⁽¹⁾(k)：

-在(0，T2A)上：无更改；

-在(T2A，T2B)上，新值M⁽²⁾(k)；

-在(T2B，T)上：无更改，M⁽²⁾(k)＝M⁽¹⁾(k)。

同样地，可使用本文中讨论的秩一更新技术，计算序列中任何平方根协方差矩阵的更新的值。最后，接收器级220″-3接受序列M ⁽²⁾，并且以相同的方式应用它。本领域的技术人员将领会，这些技术可在任何数量的级中应用，并且还将领会，可计算平方根协方差矩阵的时变序列以说明接收器中处理的一些或所有用户信号的随时间变化的到达。

由于相同的情形(在存在哪些信号方面)在接收器处理窗口的不同子间隔上重复，因此，可采用几个技术的任何技术以更有效地计算和/或存储序列M ⁽ⁱ⁾的Q个值。例如，在一些实施例中，只计算和跟踪根矩阵的不同值。再次参照图1中的示例，第一接收器级(处理用户1)可认识到对于M⁽¹⁾(k)，只有两个不同值。第一接收器级可只存储这两个值而不是所有Q值。它还存储对应于这两个值的索引，并且将两个矩阵和索引向前馈送到下一接收器级。第二接收器级认识到在间隔(T2A，T2B)内在Q′个值中有M⁽¹⁾(k)的两个不同值；这可用于为第二信号的解调简化上面讨论的各种方案。例如，如果为不同的时间间隔计算单独的G-Rake解，则只需计算两个G-Rake，而不是Q′个。如果转而使用平均方案，则可将平均方案简化为两个值的加权平均。在任何情况下，在第二接收器级计算更新的序列M ⁽²⁾时，它指示在间隔(0，T1A)和(T2B，T)上有第一值，在(T1A，T2A)上有第二值，在(T2A，T1B)上有第三值，以及在(T1B，T2B)上有第四值。

总结此第一方案，接收器级i接受M^(i-1)(k)的不同值的集合及其索引。它在其自己的解调中利用此信息，并且它更新此信息以产生M⁽ⁱ⁾(k)的不同值的集合及其索引。此信息向前传递到下一接收器级i+1。

第二方案通过识别哪些信号在哪些子间隔中存在而进一步采用此方针。也就是说，第一接收器级指示用户1在(T1A，T1B)上存在，在(0，T1A)和(T1B，T)上不存在。接着，第二接收器级指示用户2在(T2A，T2B)上存在，在(0，T2A)和(T2B，T)上不存在。此外，它能够将此与前面的信息合并，以指示信号1在(T1A，T2A)上存在，用户1和2在(T2A，T1B)上存在，用户2在(T1B，T2B)上存在，以及在(0，T1A)和(T2B，T)上无人存在。注意在符合信息的顺序流的情况下，对于此第二方案，每个模块只知道它被馈送的信息和它产生的信息。在此示例中，第一或第二接收器级均不包含有关用户3的知识。

根矩阵值的计算现在能根据此信号信息来进行。也就是说，根据存在哪些信号来携带更新。这打开了存储可以在不同子间隔中有用的中间值的可能性。例如，比方说在一个子间隔中存在一些信号1、2、3、4，并且在另一间隔中存在信号1、2、3、5。随后，对于知道所有五个信号的接收器级5，存储反映信号1、2、3的中间值可以是有用的。此中间值能用于完成对1、2、3、4和对1、2、3、5的根矩阵更新的计算。

总结此第二方案，除M^(i-1)(k)的不同值的集合外，接收器级i接受有关存在不同信号的信息。它在其自己的解调中通过计算能在不同子间隔中再使用的中间值而利用此信息。它还更新有关存在不同信号的此信息及M⁽ⁱ⁾(k)的不同值的集合。

第三方案通过避免有关上面讨论的信息的顺序约束而扩展第二方案。具体而言，在一些实施例中，可为接收器级i提供有关存在将在以后处理的信号的信息。这使得它能够计算中间值，知道这些值将在以后的模块中而不是当前模块本身中再使用。考虑与上述相同的示例，其中，信号1、2、3、4在一个子间隔中存在，并且信号1、2、3、5在另一子间隔中存在。接收器级4关注信号1、2、3、4。另外，提供了信号1、2、3、5将在随后的处理中在接收器级5将关注的子间隔中存在的指示。因此，接收器级4可计算和存储反映信号1、2、3的中间值，并将它转发到接收器级5以用于以后使用。

总结第三方案，除M^(i-1)(k)的不同值的集合外，接收器级i接受有关存在包括在以后要处理的信号的不同信号的信息，其可包括它或随后的模块能够使用的中间值。它在其自己的解调中通过计算能在不同子间隔中再使用的中间值而利用此信息。它还计算在后面的模块中有用的中间值。如果需要，则它更新有关存在不同信号的信息和M⁽ⁱ⁾(k)的不同值的集合以及后续模块能够使用的中间值。

如上所述，每个框中协方差矩阵的更新具有去除消除的信号的成分并提供剩余干扰的估计的效应。至此，在假设每个模块处理和更新输入数据协方差矩阵的情况下，本发明的各种实施例已描述。然而，本领域的技术人员将领会，连续干扰减去接收器中一个或多个接收器级可在减去检测到的信号后重新估计更新的通信信号的协方差。在此类实施例中，随后根据等式(8)来计算对应根矩阵。在此类实施例中，此特定接收器级将不使用上述技术来更新平方根协方差矩阵。在消除后从信号容易得到R⁽ⁱ⁺¹⁾的准确估计时，此类配置可能是合乎需要的。备选的是，此类配置可能有助于对在几次更新后可能在更新的协方差数据中发生的任何累计差错进行校正。

鉴于上述接收器结构，图8示出用于处理包括关注的两个或更多同时接收(即，重叠)的信号的复合通信信号的一般方法。此方法可在上述一个或多个接收器级220执行。所示方法在框810以从复合通信信号中关注的第一信号检测第一符号开始。此检测可使用上述的信号检测电路320之一来执行，并且在各种实施例中可使用从对应于关注的第一信号的净信道响应信息和平方根协方差矩阵来计算的处理权重。如上详细所述，平方根协方差矩阵可对应于复合通信信号的数据协方差矩阵。在一些实施例中平方根协方差矩阵可转而对应于损害协方差矩阵；本领域的技术人员将领会到，数据协方差与损害协方差之间的密切关系和对应于每个协方差的处理中的细微差异。本领域的技术人员还将领会，框810的信号检测可使用G-Rake接收器来执行，在这种情况下，处理权重对应于应用到G-Rake解扩输出的组合权重，或者可使用码片均衡器来执行，在这种情况下，处理权重是应用到码片均衡器抽头的码片均衡器权重。

在任何情况下，在框810检测到的符号用于在框820计算关注的第一信号的重构版本。在一些实施例中，关注的第一信号的重构包括使用检测到的符号、适当的扩展码(其可包括信道化码和扰码的组合)及关注的第一信号的估计净信道响应来计算再扩展信号。

备选的是，在信号重构和减去中能够使用来自解调器或解码器的软信息。也就是说，可从解调器或解码器获得有关调制解调器比特的软信息。一般情况下，软信息为对数似然比(LLR)或其近似值的形式。那些LLR能变换成调制解调器比特概率，调制解调器比特概率又能变换成符号概率。符号的预期值能从符号值和符号概率来计算。此预期值用作“软符号”。软符号乘以扩展序列以产生要在减去步骤中使用的“软信号”。

在框830，从复合通信信号减去重构的第一信号以获得更新的通信信号以用于后续处理。检测到的第一信号对以后检测到的信号造成的干扰因此应该大部分从更新的通信信号消失。如在框840所示，通过更新平方根协方差矩阵以获得更新的平方根协方差矩阵来说明更新的通信信号中存在的总损害的此更改。在一些实施例中，如上所述，此更新可包括对平方根协方差矩阵的秩一更新，其按照第一信号的净信道响应的函数来计算。在其它实施例中，更新可包括两个或更多秩一更新以反映对协方差数据的更准确校正。这些更新可基于关注的重构信号的数据协方差的模型，其中，模型可包括几个秩一更新项。在一些情况下，此类模型可包括对角矩阵，其中，对角元素从关注的第一信号的净信道响应来计算，这种情况下，通过应用一系列的秩一更新，每个秩一更新对应于对角元素之一，可更新平方根协方差矩阵。在仍有的其它实施例中，更新过程可包括通过比一更高的秩对平方根协方差矩阵进行更新。

在任何情况下，更新的平方根协方差矩阵传递到后续接收级。如在框850所示，下一级使用更新的平方根协方差矩阵，从更新的通信信号检测对应于关注的第二信号的第二符号。下一级的信号检测处理因此反映更准确地表征更新的通信信号中损害的损害模型，以便不在已从复合通信信号(至少基本上)去除的干扰信号(关注的第一信号)上浪费干扰抑制能力。从更新的平方根协方差矩阵来计算以便在检测关注的第二信号中使用的处理权重因此反映此改进的损害表征。

在一些实施例中，如上所述，可使用相同的平方根协方差矩阵并行检测两个或更多信号。这在图9中示出。在框910，从复合通信信号检测来自关注的第一信号的符号。在框920，从相同复合通信信号检测来自关注的第二信号的符号。在一些实施例中，这些检测过程可同时执行。在任何情况下，这些检测过程使用数据协方差或损害协方差的共同平方根矩阵。在框930，使用上述相同的技术，重构关注的第一和第二信号。在940，从复合通信信号减去这些重构的信号。

在框950，更新平方根协方差矩阵以说明从复合通信信号去除关注的第一和第二信号。如更早所述，在一些实施例中，这可通过将两个单独的秩一更新应用到平方根协方差矩阵(对应关注的两个信号的每个信号)来完成。然而，平方根协方差矩阵的更新可包括任一或两个关注的信号的附加秩一更新或更高秩更新。

图10示出用于为给定接收器级调整平方根协方差矩阵以说明从处理延迟集合添加和删除处理延迟的示范方法。在框1010，选择要从当前处理延迟集合删除的处理延迟。在框1020，为每个删除的延迟将秩一更新应用到平方根协方差矩阵。在框1030，选择要添加到当前处理延迟集合的一个或多个处理延迟。最后，在框1040，为每个添加的延迟将秩一更新应用到平方根协方差矩阵。前面其内容通过引用结合于本文中的美国专利申请公布2008/0063033 A1中提供了有关增大或删减平方根协方差矩阵的另外细节。

图11示出用于调整平方根协方差矩阵以说明跨时间的接收信号的数量更改的示范方法。这些更改可源于从多个传送器接收的信号的不对齐。因此，在框1110，使用第一平方根协方差矩阵对于时间的第一间隔处理通信信号。在框1120，对于时间的第二间隔调整平方根协方差矩阵以反映干扰信号的添加或分离。如更早所述，这可通过基于新到达或新分离信号的净信道响应的秩一更新来完成，但也可应用更复杂的更新。在框1130，调整的平方根协方差矩阵用于在第二间隔期间处理复合通信信号。本领域的技术人员将领会，此处所示的时隙未对齐调整可在单个接收器级中或在几个接收器级的每个中与更早所述的平方根协方差更新过程组合使用。

上述方法和接收器电路及其变型可在多个无线装置的任何装置中实施，如基站或移动终端。实际上，本文中所述的技术和设备通常可适用于利用干扰协方差矩阵和连续信号减去技术的任何信号处理装置。本领域的技术人员将领会，例如信号检测电路230和更新处理电路240的本文中所述的各种电路可使用一个或多个微处理器、微控制器、数字信号处理器和/或定制硬件来实现，并且可实现为独立的芯片或包括其它功能的专用集成电路(ASIC)的部分。本文中所述一个或多个电路的功能在一些实施例中可使用两个或更多处理元件来执行，而在其它实施例中，两个或更多电路的功能可使用单个信号处理元件来执行。这些信号处理电路可包括使用软件、固件或这两者的某一组合来编程的一个或多个可编程元件。信号处理电路也可包括经硬连线以执行本文中所述的一种或多种方法的一个或多个元件。

在不脱离本发明基本特性的情况下，本发明可以在不同于本文具体陈述的那些方式的其它方式中实现。提出的实施例在所有方面均要视为说明性的而不是限制性的，并且与随附权利要求的意义和等同范围一起的所有更改旨在涵盖于其中。

Claims (31)

1.一种用于处理包括关注的两个或更多同时接收的信号的复合通信信号的方法，所述方法包括基于对应于关注的第一信号的检测到的第一符号来计算(820，930)关注的所述第一信号的重构版本，并且通过从所述复合通信信号减去关注的所述第一信号的所述重构版本来生成(830，950)更新的通信信号，特征在于所述方法还包括：

使用从用于关注的所述第一信号的净信道响应和平方根协方差矩阵来计算的第一处理权重，从所述复合通信信号检测(810，910)所述第一符号以用于在计算关注的所述第一信号的所述重构版本中使用，其中所述平方根协方差矩阵表示用于所述复合通信信号的损害协方差或数据协方差；以及

更新(840，950)所述平方根协方差矩阵以获得对应于所述更新的通信信号的更新的平方根协方差矩阵。

2.如权利要求1所述的方法，特征在于更新(840，950)所述平方根协方差矩阵包括将一个或多个秩一更新应用到所述平方根协方差矩阵。

3.如权利要求2所述的方法，特征在于对所述平方根协方差的所述一个或多个秩一更新包括按照用于关注的所述第一信号的净信道响应的函数来计算的第一秩一更新。

4.如权利要求1-3的任一项所述的方法，特征在于更新(840，950)所述平方根协方差矩阵包括基于关注的所述第一信号的所述重构版本的数据协方差的模型来更新所述平方根协方差矩阵。

5.如权利要求4所述的方法，特征在于所述模型包括基于用于关注的所述第一信号的净信道响应的外积的第一项和包括具有从用于关注的所述第一信号的净信道响应来计算的对角元素的对角矩阵的第二项，以及在于更新(840，950)所述平方根协方差矩阵包括应用一系列的秩一更新，每个秩一更新对应于所述对角元素之一。

6.如权利要求4所述的方法，特征在于更新(840，950)所述平方根协方差矩阵包括将具有比一更高的秩的至少一个更新应用到所述平方根协方差矩阵。

7.如权利要求1-6的任一项所述的方法，特征在于所述方法还包括使用从用于关注的第二信号的净信道响应和所述更新的平方根协方差矩阵来计算的第二处理权重，从所述更新的通信信号检测(850)对应于关注的所述第二信号的第二符号。

8.如权利要求7所述的方法，特征在于所述方法还包括：

基于所检测到的第二符号，计算关注的所述第二信号的重构版本；

通过从所述更新的通信信号减去关注的所述第二信号的所述重构版本来生成第二更新的通信信号；以及

基于所述第二更新的通信信号，计算估计的数据协方差矩阵。

9.如权利要求1-6的任一项所述的方法，特征在于所述方法还包括：

使用从用于关注的第二信号的净信道响应和所述平方根协方差矩阵来计算的第二处理权重，检测(920)对应于在所述复合通信信号中关注的所述第二信号的第二符号；以及

基于所检测到的第二符号，计算(930)关注的所述第二信号的重构版本；

其中生成(940)所述更新的通信信号还包括从所述复合通信信号减去关注的所述第二信号的所述重构版本，以及其中更新所述平方根协方差矩阵包括应用对应于关注的所述第一信号的第一更新和对应于关注的所述第二信号的第二更新。

10.如权利要求1-9的任一项所述的方法，特征在于所述平方根协方差矩阵对应于处理延迟的集合，以及在于检测(810，910)所述第一符号包括：

选择(1010)在计算所述处理权重前要从所述集合删除的一个或多个处理延迟；

为每个所删除的处理延迟将秩一更新应用(1020)到所述平方根协方差矩阵以获得修改的平方根协方差矩阵；以及

按照用于关注的所述第一信号的净信道响应和所述修改的平方根协方差矩阵的函数来计算所述第一处理权重。

11.如权利要求1-10的任一项所述的方法，特征在于所述平方根协方差矩阵对应于处理延迟的集合，以及在于检测所述第一符号包括：

选择(1030)在计算所述处理权重前要添加到所述集合的一个或多个处理延迟；

为每个所删除的处理延迟将秩一更新应用(1040)到所述平方根协方差矩阵以获得修改的平方根协方差矩阵；以及

按照用于关注的所述第一信号的净信道响应和所述修改的平方根协方差矩阵的函数来计算所述第一处理权重。

12.如权利要求1-11的任一项所述的方法，其中所述第一符号对应于时间的第一间隔，以及特征在于所述方法还包括：

通过为在所述第一间隔期间在所述复合通信信号中存在但在第二间隔期间不存在的第二信号将秩一更新应用到所述平方根协方差，为时间的所述第二间隔调整(1120)所述平方根协方差矩阵；

使用所调整的平方根协方差矩阵，在所述第二间隔期间检测(1130)第二符号。

13.如权利要求1-11的任一项所述的方法，特征在于更新(840，950)所述平方根协方差矩阵包括：基于在时间的第一和第二间隔的每个间隔期间关注的一个或多个信号的存在或不存在，计算对应于时间的所述第一和第二间隔的第一更新的平方根协方差矩阵和第二更新的平方根协方差矩阵。

14.如权利要求13所述的方法，特征在于所述方法还包括在时间的所述第一间隔期间使用从所述第一更新的平方根协方差矩阵来计算的第二处理权重和在时间的所述第二间隔期间使用从所述第二更新的平方根协方差矩阵来计算的第三处理权重，从所述更新的通信信号检测对应于关注的第二信号的第二符号。

15.如权利要求13所述的方法，特征在于所述方法还包括在时间的所述第一和第二间隔期间使用按照所述第一和第二更新的平方根协方差矩阵的函数来计算的第二处理权重从所述更新的通信信号检测对应于关注的第二信号的第二符号。

16.一种用于接收包括关注的两个或更多信号的复合通信信号的接收器电路(10)，所述接收器电路(10)包括干扰消除电路，所述干扰消除电路配置成基于对应于关注的第一信号的检测到的第一符号，计算所述复合通信信号中关注的所述第一信号的重构版本，并通过从所述复合通信信号减去关注的所述第一信号的所述重构版本来生成更新的通信信号，特征在于所述接收器电路(10)还包括：

信号检测电路(230)，配置成使用从用于关注的所述第一信号的净信道响应和平方根协方差矩阵来计算的第一处理权重，检测所述第一符号以用于在计算关注的所述第一信号的所述重构版本中使用，其中所述平方根协方差矩阵表示用于所述复合通信信号的损害协方差或数据协方差矩阵；以及

协方差更新电路(240)，配置成更新所述平方根协方差矩阵以获得对应于所述更新的通信信号的至少第一更新的平方根协方差矩阵。

17.如权利要求16所述的接收器电路(10)，特征在于所述协方差更新电路(240)配置成通过将一个或多个秩一更新应用到所述平方根协方差矩阵来更新所述平方根协方差矩阵。

18.如权利要求17所述的接收器电路(10)，特征在于所述协方差更新电路(240)配置成按照用于关注的所述第一信号的净信道响应的函数来计算对所述平方根协方差的所述一个或多个秩一更新的第一更新。

19.如权利要求16-18的任一项所述的接收器电路(10)，特征在于所述协方差更新电路(240)配置成基于关注的所述第一信号的所述重构版本的数据协方差的模型来更新所述平方根协方差矩阵。

20.如权利要求19所述的接收器电路(10)，特征在于所述模型包括基于用于关注的所述第一信号的净信道响应的外积的第一项和包括具有从用于关注的所述第一信号的净信道响应来计算的对角元素的对角矩阵的第二项，以及特征还在于所述协方差更新电路(240)配置成通过应用一系列的秩一更新来更新所述平方根协方差矩阵，每个秩一更新对应于所述对角元素之一。

21.如权利要求16-20的任一项所述的接收器电路(10)，特征在于所述信号检测电路(230)还配置成使用从用于关注的第二信号的净信道响应和所述第一更新的平方根协方差矩阵来计算的第二处理权重，从所述更新的通信信号检测对应于关注的所述第二信号的第二符号。

22.如权利要求21所述的接收器电路(10)，特征在于所述干扰消除电路还配置成基于所检测到的第二符号来计算关注的所述第二信号的重构版本，并且通过从所述更新的通信信号减去关注的所述第二信号的所述重构版本来生成第二更新的通信信号，以及特征还在于所述协方差更新电路(240)配置成基于所述第二更新的通信信号来计算估计的数据协方差矩阵。

23.如权利要求16-20的任一项所述的接收器电路(10)，特征在于所述信号检测电路(230)还配置成使用从用于关注的第二信号的净信道响应和所述平方根协方差矩阵来计算的第二处理权重，检测对应于所述复合通信信号中关注的所述第二信号的第二符号；特征还在于所述干扰消除电路还配置成基于所检测到的第二符号来计算关注的所述第二信号的重构版本，并且通过从所述复合通信信号减去关注的所述第二信号的所述重构版本来生成所述更新的通信信号；以及特征还在于所述协方差更新电路(240)配置成通过应用对应于关注的所述第一信号的第一更新和对应于关注的所述第二信号的第二更新来更新所述平方根协方差矩阵。

24.如权利要求16-23的任一项所述的接收器电路(10)，特征在于所述平方根协方差矩阵对应于处理延迟的集合，以及特征还在于所述信号检测电路(230)配置成：

选择在计算所述处理权重前要从所述集合删除的一个或多个处理延迟；

为每个所删除的处理延迟将秩一更新应用到所述平方根协方差矩阵以获得修改的平方根协方差矩阵；以及

按照用于关注的所述第一信号的净信道响应和所修改的平方根协方差矩阵的函数来计算所述第一处理权重。

25.如权利要求16-24的任一项所述的接收器电路(10)，特征在于所述平方根协方差矩阵对应于处理延迟的集合，以及特征还在于所述信号检测电路(230)配置成：

选择在计算所述处理权重前要添加到所述集合的一个或多个处理延迟；

为每个所删除的处理延迟将秩一更新应用到所述平方根协方差矩阵以获得修改的平方根协方差矩阵；以及

按照用于关注的所述第一信号的净信道响应和所修改的平方根协方差矩阵的函数来计算所述第一处理权重。

26.如权利要求16-25的任一项所述的接收器电路(10)，其中所述第一符号对应于时间的第一间隔，以及特征在于所述信号检测电路(230)还配置成：

通过为在所述第一间隔期间在所述复合通信信号中存在但在第二间隔期间不存在的第二信号将秩一更新应用到所述平方根协方差，为时间的所述第二间隔调整所述平方根协方差矩阵；以及

使用所调整的平方根协方差矩阵，在所述第二间隔期间检测第二符号。

27.如权利要求16-25的任一项所述的接收器电路(10)，特征在于所述协方差更新电路(240)配置成基于在时间的第一和第二间隔的每个间隔期间关注的一个或多个信号的存在或不存在，计算对应于时间的所述第一和第二间隔的第一更新的平方根协方差矩阵和第二更新的平方根协方差矩阵。

28.如权利要求27所述的接收器电路(10)，特征在于所述信号检测电路(230)还配置成在时间的所述第一间隔期间使用从所述第一更新的平方根协方差矩阵来计算的第二处理权重和在时间的所述第二间隔期间使用从所述第二更新的平方根协方差矩阵来计算的第三处理权重，从所述更新的通信信号检测对应于关注的第二信号的第二符号。

29.如权利要求27所述的接收器电路(10)，特征在于所述信号检测电路(230)还配置成在时间的所述第一和第二间隔期间使用按照所述第一和第二更新的平方根协方差矩阵的函数来计算的第二处理权重，从所述更新的通信信号检测对应于关注的第二信号的第二符号。

30.如权利要求16-29的任一项所述的接收器电路(10)，其中所述信号检测电路(230)包括G-Rake接收器，特征在于所述第一处理权重包括按照用于关注的所述第一信号的净信道响应和所述平方根协方差矩阵的函数来计算的G-Rake组合权重。

31.如权利要求16-29的任一项所述的接收器电路(10)，其中所述信号检测电路(230)包括码片均衡器，特征在于所述第一处理权重包括码片均衡器抽头权重。

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