CN101316105A - 多标准多模无线收发器 - Google Patents

Abstract

一种多标准多模无线收发器，包括天线、射频接收器、射频发射器、频率综合器、基带处理电路，频率综合器用于产生调制与解调所需的至少两种本地振荡信号并输出至射频接收器和射频发射器，天线是一个能够响应多个频段射频信号的多频段天线，射频接收器包括一个与天线相连接并用于响应和增大多个频段的射频信号强度的多频段LNA，射频发射器包括一个与天线相连接并用于响应和放大多个频段射频信号功率的多频段PA。是一种能够在全世界范围内应用的多种模式协同工作的无线收发器。

Description

多标准多模无线收发器

技术领域

本发明涉及一种无线收发器，尤其是一种多标准多模无线收发器；本发明还涉及一种接收器，尤其是一种多标准多模无线接收器；本发明还涉及一种发射器，尤其是一种多标准多模无线发射器；本发明还涉及一种频率综合器，尤其是一种多标准多模无线频率综合器。

背景技术

无线局域网、数字视频广播、和第三代W-CDMA等技术的出现，使得无线通信正成为一个日益重要的研发领域。无线移动网络的迅猛发展导致了高性能、低功耗以及低成本的射频集成电路设计的需要。无线标准是不断向前演进的，不同的无线标准，如WLAN、WiMAX、GPS、DVB和蜂窝系统工作在不同的频段内，表1给出了移动应用的无线频段分配，如表1所示，一般的移动无线频段从UHF470～860MHz(DVB-H)到5.725～5.825GHz(WLAN 802.1a)。未来的发展趋势将是能够融合多种模式的集成无线通信终端，能够同时具备诸如电话、电视、GPS全球定位系统、因特网浏览器、音/视频播放器和数字相机等功能。通过采用数字信号处理器来执行不同的功能，软件无线电技术为多模收发器设计提供了可重新配置的能力。

应用领域	接收机频段	发射机频段
			WLAN 802.11a	5.15～5.35GHz，5.725～5.825GHz
WLAN 802.11b/g	2.41～2462GHz
			Bluetooth	2402～2495GHz
			GSM/CDMA/TDMA	RX 869～894	TX 824-849MHz
GSM	RX 925～960	TX 880-915MHz

GSM	RX 1805～1880	TX 1710-1785GHz
			GSM/CDMA/WCDMA/TDMA	RX 1930～1990	TX 1850-1910MHz
WCDMA/CDMA2000	RX 2110～2170	TX 1920-1980MHz
			WCDMA	RX 1900～1920	TX 2010-2025MHz
			DVB-T/H	UHF 470～860MHz	L 1670～1675MHz
CMMB	2.635～2.66GHz
			T-DMB	174～245MHz	L 1450～1492MHz
S-DMB	2.63～2.655GHz
			ISDB-T	VHF 90～222MHz	UHF 470～770MHz
GPS	L1 1575.42MHz	L2 1227.60MHz

表1.移动应用的无线频段分布

另一方面，对无线多媒体应用日益增长的需求，也在不断推动未来无线通信系统向更高可靠性、更远距离、更高数据传输速率的方向发展。结合空时信号处理的多入多出无线通信系统，能够在不额外增加带宽和功耗的条件下，提高数据传输速率和传输范围，增强数据链路的可靠性。

因此，多标准多模无线收发器的设计具有深远的科学研究价值和商业应用价值，但同时也提出了设计上的若干挑战。到目前为止，对支持多标准的无线收发器的报道还没有出现过。

发明内容

本发明的目的在于提供一种能够在全世界范围内应用的多种模式协同工作的无线收发器。

为达到上述发明目的，本发明采用的技术方案是：

根据本专利所公布发明的第一个部分：一种多标准多模无线收发器，包括天线、射频接收器、射频发射器、频率综合器、基带处理电路，射频接收器用于接收来自天线的射频信号并将其解调后得到I/Q两路基带信号，基带处理电路用于接收上述两路I/Q基带信号，对其进行A/D变换和基带信号处理，基带处理电路还用于经过信号编码和D/A变换产生I/Q两路基带信号并将它们输出至所述的射频发射器，射频发射器对基带信号进行调制后输出射频信号至天线，频率综合器用于产生调制与解调所需的至少两种本地振荡信号并输出至射频接收器和射频发射器，天线是一个能够响应多种频段射频信号的多频段天线，射频接收器包括与天线相连接并用于响应和增大多个频段的射频信号强度的多频段LNA，射频发射器包括一个与天线相连接并用于响应和放大多个频段射频信号功率的多频段PA。

根据本专利所公布发明的第二个部分：一种多标准多模无线接收器，它包括与前级的接收天线相连接并用于响应和增大多个频段的射频信号强度的多频段LNA、与多频段LNA的输出端相连接并用于将多频段LNA输出的射频信号下变频至基带信号的下变频混频单元、产生并输出用于下变频的至少两种本地振荡信号至下变频混频单元的频率合成器，下变频混频单元集成有直接变频和超外差两种变频方式。

根据本专利所公布发明的第三个部分：一种多标准多模无线发射器，它包括用于将前级基带处理电路输出的基带信号上变频到射频信号的上变频混频单元、用于响应和放大上变频混频单元输出的射频信号功率的多频段PA、产生并输出用于上变频的至少两种本地振荡信号至上变频混频单元的频率合成器，多频段PA是一个能够响应多种频段信号的PA，多频段PA的输出端与发射天线相连接，上变频混频单元集成有直接变频和超外差两种变频方式。

根据本发明所公布发明的第四个部分：一种多标准多模无线频率综合器，它用于产生调制与解调所需的至少两种本地振荡信号，包括一个分数分频频率合成器，分数分频频率合成器包括一个包含有Δ∑噪声整形电路的分数累加器。

由于上述技术方案的采用，本发明与现有技术相比具有以下优点：

根据本文所公布发明的第一个部分：在一个无线收发器中，实现了能够接收和发送多种标准无线信号的功能；

根据本文所公布发明的第二个部分：在一个无线接收机中，实现了能够接收多种标准无线信号的功能；

根据本文所公布发明的第三个部分：在一个无线发射机中，实现了能够发射多种标准无线信号的功能；

根据本文所公布发明的第四个部分：该频率综合器能够实现为用于多种标准无线信号的发射器、接收器、收发器中的混频处理提供多种满足性能指标的本振信号的功能。

附图说明

图1为本发明所公布的多标准多模无线收发器的结构方框图，给出了组成多标准多模无线收发器的各主要模块及它们之间的连接关系；

图2为本发明所公布的多标准多模无线收发器的第一实施例，图中还给出了本发明所公布的多标准多模无线接收器的第一实施例、本发明所公布的多标准多模无线发射器的第一实施例、本发明所公布的多标准多模无线频率综合器的第一实施例；

图3为本发明所公布的多标准多模无线收发器的第二实施例，该实施例提供了一种集成了WLAN802.11a、DVB-H和GPS功能的超外差/直接变频混合多标准多模无线收发器机构，图中还给出了本发明所公布的多标准多模无线接收器的第二实施例、本发明所公布的多标准多模无线发射器的第二实施例、本发明所公布的多标准多模无线频率综合器的第二实施例；

图4为本发明所公布的多标准多模无线收发器的第三实施例，该实施方式提供了一种集成了WLAN802、11b、GSM/CDMA、CMMB和GPS功能的超外差/直接变频混合多标准无线收发器，图中还给出了本发明所公布的多标准多模无线接收器的第三实施例、本发明所公布的多标准多模无线发射器的第三实施例、本发明所公布的多标准多模无线频率综合器的第三实施例；

其中：

1、天线；

2、射频接收器；21、多频段LNA；22、下变频混频单元；221、一级下变频混频器；222、二级下变频混频器；223、下变频混频器；23、第一增益控制器；24、第二增益控制器；25、镜像抑制滤波器；27、中频滤波器；28、第五增益控制器；

3、射频发射器；31、多频段PA；32、上变频混频单元；321、一级上变频混频器；322、二级上变频混频器；323、上变频混频器；33、第三增益控制器；34、第四增益控制器；35、镜像滤波器；

4、基带处理电路；

5、频率综合器；51、Δ∑噪声整形器；52、分数累加器。

具体实施方式

下面结合附图对本发明所公布的多标准多模无线收发器进行说明：

图1所示的多标准多模无线收发器，它包括能够响应(发送和接收)很宽频率范围内各种应用的射频信号的天线1、射频接收器2、射频发射器3、频率综合器5、基带处理电路4，射频接收器2用于接收来自天线1的射频信号并将其解调后得到I/Q两路基带信号，基带处理电路4用于接收上述两路I/Q基带信号，对其进行A/D变换和基带信号处理，基带处理电路4还用于产生经过信号编码和D/A变换后的I/Q两路基带信号并将它们输出至射频发射器3，基带处理电路4还用于经过信号编码和D/A变换产生I/Q两路基带信号并将它们输出至所述的射频发射器3，射频发射器3对基带信号进行调制后输出射频信号至天线1。

天线1具有两种实施方式：第一、天线1包括多个子天线，每个子天线用于发射和接收一个频段的无线射频信号；第二、天线1是一个多频段天线，用于发射和接收多个频段的无线射频信号

在图2所示的多标准多模无线收发器的第一实施例中，射频接收器2包括与天线1相连接并用于响应和增大多个频段的射频信号强度的多频段LNA(低噪声放大器)21，信号可以首先通过一个带通滤波器来滤除位于其他频段的干扰信号，然后通过LNA放大来增加有用频段弱信号的强度。多频段LNA21由多路LNA组成，每路LNA对应的工作在一个无线频段，由基带处理电路4控制每路LNA的开/关状态切换。为了能够接收用于DVB-H/T的470~860MHz UHF频段信号，可以采用不含电感的宽带LNA，尽管它可能会多引入一些噪声(不需要的随机信号)。

射频接收器2还包括与多频段LNA21的输出端相连接并用于将多频段LNA21输出的射频信号下变频至基带信号的下变频混频单元22，在本实施例中，下变频混频单元22只集成有直接变频一种方式。

下变频混频单元22的功能是作为一个下变频器将接收到的射频信号下变频到基带信号。下变频混频单元22包括两个下变频混频器223、用于接收来自所述的频率综合器5的两路相差为90度的本振信号，设定该两路本振信号为LOIFI、LOIFQ，其中一个下变频混频器223输出I路基带信号至基带处理电路4，另一个下变频混频器223输出Q路基带信号至基带处理电路4。其中，I路基带信号是指同相(In-phase，I)，而Q路基带信号是指正交相位(Quadrate phase，Q)。

具体的，如果接收到的射频信号为v_RF(t)＝V_RFcosω_RFt，同时本振(Localoscillator，LO)的信号表示为v_LO(t)＝V_LOcosω_LOt，则混频器的输出信号能够表示为：

$v_{\mathrm{LO}}{v}_{\mathrm{RF}}=\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{LO}}{V}_{\mathrm{RF}}[\cos ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}})t+\cos ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}})t]$

其中，中频(Intermediate frequency，IF)表示为ω_RF-ω_LO。对零中频(Zero-IF radio)结构而言，本振的频率等于射频信号的中心频率。因此，下变频混频单元22的输出就是基带信号，再通过基带滤波器来进一步滤除不想要的带外信号。

下变频混频器223输出的两路信号分别经过第二增益控制器24，这里，第二增益控制器24能够用来调整基带信号的幅值，使位于基带处理电路部分的模数转换器(Analog-to-Digital converters，ADC)的输入达到全幅，从而得以充分利用ADC的动态范围。

为了增加接收器的动态范围，本实施例在射频接收器2的多频段LNA21的输出端插入一个第一增益控制器23，该增益控制器可以指可变增益放大器VGA(Variable Gain Amplifier)或者是自动增益控制器，第一增益控制器23能够提供可变增益来处理不同的输入信号电平，从而使得进入混频器跨导级(GmStage)的射频输入信号的幅度范围相对较小。

射频发射器(Transmitter，Tx)3的工作原理与射频接收器2类似，只是流程相反：

射频发射器3包括一个与天线1相连接并用于响应和放大多个频段射频信号功率的多频段PA31、与多频段PA31相连接并用于将基带处理电路4输出的基带信号上变频到射频信号的上变频混频单元32，多频段PA31由覆盖不同频段的多路PA组成，每路PA对应的工作在一个无线频段，由基带处理电路4用于控制每路PA的开/关状态间的切换，在本实施例中，上变频混频单元32只集成有直接变频一种方式。

上变频混频单元32包括两个用于将基带处理电路4产生的基带信号上变频为射频信号的上变频混频器323，其中一个上变频混频器323用于接收基带处理电路4产生的I路基带信号，频率综合器5输出的一路本振信号LOIFI与上述I路基带信号混频，另一个上变频混频器323用于接收基带处理电路4产生的Q路基带信号，频率综合器5输出的另一路本振信号LOIFP与上述Q路基带信号混频，两路本振信号LOIFI和LOIFP的相位差为90度。

在两个上变频混频器323与基带处理电路4之间分别插入第三增益控制器33，用于调整基带信号的幅值。通常射频发射器3部分的第三增益控制器33提供负增益，这是因为数模转换器(Digital-to-analog converters，DAC)的输出信号幅度对于上变频混频单元来说相对较大。基带的I、Q两路输出信号分别经基带滤波器滤波后再分别经第三增益控制器33进行调整，然后分别经两个上变频混频单元32上变频到射频信号。将上变频混频单元32输出的射频信号通过第四增益控制器34后并滤波，然后经多频段PA31进行放大后通过天线输出。

图3所示为第二实施例，集成了WLAN 802.11a，DVB-H和GPS三种标准的多标准多模无线收发机，展示了同时包含超外差和直接变频两种混频方式的多标准多模无线收发机结构，在WLAN 802.11a功能时采用超外差结构方式，而在实现DVB-H和GPS功能时采用直接变频方式。这种混合结构允许不同的频段共享中频混频器和基带部分的VGA及滤波器。

下面阐述第二实施例与上述第一实施例的不同点：

在直接变频结构方式中，只有一个可以看成是直流(DC)的中频(Intermediate frequency，IF)。正因为如此，这种结构有时也被称为零中频(Zero-IF)。直接变频收发器节省了由第二个频率综合器及其他部件所导致的面积和功耗。然而，这种方式也存在一些缺陷，比如频率合成器在更高的频率产生I、Q信号比在中频产生难得多。

在超外差结构中，多频段LNA21的输出首先经镜像抑制滤波器25滤波然后经一级下变频混频器221下变频到中频。一级下变频射频混频器221的理想输出是射频信号与本振信号的差值。本振频率可以低于射频频率，或高于射频频率。当本振频率低于射频频率时，中频可以表示为：

f_IF＝f_RF-f_LO

当本振频率高于射频频率时，中频可以表示为：

f_IF＝f_LO-f_RF

镜像信号的频率(Image signal)和我们所要的射频信号的频率分别处于本振频率的两侧，且与本振有相同的频率间距.之所以称之为镜像信号是因为，这个频率的信号在经过混频以后将和我们想要的信号处于同样的中频位址。因此镜像频率干扰不能通过混频以后的滤波来去除。镜像抑制滤波器25的一项重要工作就是在进行混频之前消除镜像频率干扰。

在本实施例中，下变频混频单元22集成有直接变频和超外差两种变频方式，它包括一个与多频段LNA21中的一路LNA相连接并将来自该路的射频信号下变频至中频的一级下变频混频器221、用于将中频信号和射频信号下变频至基带信号的二级下变频混频器222，一级下变频混频器221输出中频信号至二级下变频混频器222，多频段LNA21输出射频信号至二级下变频混频器222。

射频信号经过一级下变频混频器221混频到中频以后，通常还要通过中频滤波器27进行滤波，滤除不想要的信道频率，仅仅留下我们所要的信道频率，这些信道频率以中频为中心。在中频滤波器27的输出通路上设置一个第五增益控制器28，它用来调整射频信号和中频信号的幅度，使输出的幅度总是保持恒定。

下变频混频单元22至少包括两个二级下变频混频器222，两个二级下变频混频器222分别接收频率综合器5输出的两路相差为90度的本振信号，设定该两路本振信号为LOIFI、LOIFQ，其中一个二级下变频混频器222输出I路基带信号至基带处理电路4，另一个二级下变频混频器222输出Q路基带信号至基带处理电路4。

频率综合器5还输出一路本振信号LORF至一级下变频混频器221，本振信号LORF的频率是本振信号LOIFI、LOIFQ的频率的整数倍。

射频发射器3也是以同样的方式工作，只不过信号通路是相反的：

它包括用于将上级基带处理电路输出的基带信号上变频到射频信号的上变频混频单元32，上变频混频单元32采用超外差变频方式。它还包括用于响应和放大上变频混频单元32输出的射频信号功率的多频段PA31，多频段PA31是一个能够响应多种频段信号的PA，多频段PA31的输出端与发射天线12相连接，它由覆盖不同频段的多个PA组成，每路PA对应的工作在一个无线频段，由基带处理电路4控制每路PA在开/关状态间的切换。

上变频混频单元32至少包括两个用于将基带处理电路4产生的基带信号上变频到中频信号的一级上变频混频器321，其中一个一级上变频混频器321用于接收基带处理电路4产生的I路基带信号，频率综合器5输出的一路本振信号LOIFI与上述I路基带信号混频，另一个一级上变频混频器321用于接收基带处理电路4产生的Q路基带信号，频率综合器5输出的另一路本振信号LOIFP与上述Q路基带信号混频，两路本振信号LOIFI和LOIFP的相位差为90度。

上变频混频单元32还包括一个与多频段PA31中的至少一路PA相连接并用于将一级上变频混频器(321)输出的中频信号上变频至射频信号的二级上变频混频器322，频率综合器5输出一路本振信号LORF至二级上变频混频器322，本振信号LORF的频率是本振信号LOIFI、LOIFP的整数倍。

在这种情况下，如果本振频率低于射频频率的，则混频器的相乘或者混频功能，通常是用来求和而不是求差，因此，对于当本振频率低于射频频率的情况，射频信号可以表示为：

f_RF＝f_LO+f_IF

如果本振频率高于射频频率，则射频信号可以表示为：

f_RF＝f_LO-f_IF

信号经二级上变频混频器322上变频到射频后，再通过多频段PA31来增大强度，并通过天线1发射出去。信号的强度必须足够强，以满足通信系统标准规定的发射功率要求。

图4给出了本文所公布发明的第三实施例，这是一种集成WLAN 802.11b，GSM/CDMA，CMMB及GPS功能的多标准直接变频无线收发器。这种结构对三个频段都是采用直接变频技术。WLAN 802.11b，蓝牙(Bluetooth)和中国移动媒体广播(CMMB)能够被集成到一个单片接收器通道中，频率范围覆盖2.4到2.66GHz，而GSM/CDMA(1.8 to 1.99GHz)和GPS(1.58GHz)，考虑它们在频率、敏感度以及动态范围等方面的不同需求，采用两个额外的接收器通道来设计。三个频段共用下变频混频单元、基带VGA及滤波器。发射器也包括两条通路：其中一条用于WLAN和Bluetooth(2.4 to 2.66GHz)，另一条用于GSM/CDMA(1.8 to1.99GHz)。这两个频段共用基带滤波器、VGA、和上变频混频单元。为了避免功率放大器注入锁定(inject-locking)压控振荡器(VCO)，VCO工作在射频本振的2/3频率处。如图4所示，通过混频器将1/3fRF和2/3fRF频率进行混频，产生最终的正交射频本振信号。

下面介绍频率综合器5的设计要点：

在本实施例中，频率综合器5是射频器件至关重要的组成部分，必须能够符合多标准应用的各项要求。频率综合器5的性能指标主要包括：

1)调谐范围：频率综合器必须能够覆盖每一相关信道下变频所必需的所有频率；2)输出频谱的纯度：一般来讲，除了我们想要的理想频率以外，会有一些我们不想要的频率成分附着在理想频率周围。在频域中，围绕目标频率出现的功率谱扩散，通常被称之为“相位噪声”，在时域中，这可以被看作是相位抖动(在任何给定时刻波形相位的变化)；3)输出波形必需消除毛刺：毛刺(Spur)或者假频成分(Spurious frequency component)往往是设计者不想要的。频率合成器的指标通常需要毛刺的幅度至少要比所需要的载波的幅度低一定的分贝(dB)；4)振幅：输送到混频器的波形的振幅必需足以驱动混频器。这在GHz以上的工作速度下是比较困难的，尤其是混频器和频率综合器通常由片上传输线隔开一定距离；5)步进大小：综合器相邻的可编程频率必须仅由射频的信道间隔隔开；6)转换时间：综合器必须能够在特定的时间间隔内从一个频率变换到另一个频率，否则数据将会丢失；7)捕捉时间：打开频率综合器以后，他的频率必须在特定的时间间隔内转到被编程的频率；8)I、Q信号匹配：I、Q信号之间的相位差必须保持在理想的90°，如果偏离了这个值，则可能无法从I、Q信号中解出正确数据；9)功耗：一般来说，频率综合器的所有电路必须消耗少于一定数量的电流和功率；10)综合器啁啾：当周边电路开启或者关闭时，有时会引起频率合成器的输出频率在瞬间发生变化。这种缺陷被称为啁啾(Chirp)，这种频率变化的最大值必须控制在一定范围以内，而且必须能够在一定的时间内恢复到正确的频率输出值。

不同的通信系统对频率合成器的性能指标要求是不同的。比如，GSM对噪声指标有很严格的要求，所以频率合成器必须有很低的相位噪声。而蓝牙系统由于是一种短距离、低功耗、低成本的系统，因此对噪声指标的要求比较宽松。TDMA系统由于需要在发送和接收频率之间切换，因此需要比较严格的开关速度和捕捉时间。

对于本发明所涉及的多标准多模无线收发机应用来说，用一个步进大小受限于参考频率的整数N型频率合成器(Integer-N frequency synthesizer)来覆盖多频段往往比较困难。在整数频率合成器设计中，为了实现更好的步进大小以覆盖多频段信道频率，必须降低参考频率，而这将导致锁相环(Phase lockloop，PLL)的高分隔率以及较高的带内相位噪声。

对比而言，分数N型频率合成器(fractional-N synthesizer)允许PLL以较高的参考频率工作，同时通过在整数间不断改变环路分频比能够实现更精细的步进大小，因此这里的分频比是一个分数。

分数分频频率合成器能够达到更精细的频率间隔和较低的带内相位噪声，缺点是由于采用周期性可变的分频比，会出现分数寄生频率杂波。如果相离最近的杂波相比环路滤波带宽足够大的话，分频杂波能够通过高阶环路滤波器来去除。离载波最近的毛刺的频率间隔由频率合成器的步进大小决定。如果一个频率合成器的步进大小小于环路低通滤波器(Low-pass filter，LPF)的带宽，将无法用这个滤波器来滤除毛刺。如果降低环路带宽来对抗分数型的毛刺将会增加锁定时间，以及增加VCO噪声造成带外相位噪声。

综上，为了消除分数寄生频率杂波同时还能够保持精细的步进大小，最好的解决方法是在分数累加器52(Fractional accumulator)中采用一个Δ∑噪声整形器51(Noise shaper)。然而，不同的应用标准需要不同阶数的Δ∑噪声整形器和不同大小的分数累加器。在这种多频段频率合成器的设计中可以选用可编程的Δ∑分数N型结构。

由于无线通信市场对成本是非常敏感的，射频器件如果想要具有竞争力必须达到低成本和低功耗。由于频率合成器占用的面积和功耗都比较大，因此必须将这种影响限制到最小，这可以通过选择合理的收发器结构来实现。超外差式射频器件需要两个频率合成器，但是具有较高的性能。与直接转换接收器相比较，它们内在的频率差异减少了直流失调和压控振荡器(VCO)的上拉效应(Pulling effect)。尽管相比较而言，直接转换接收机仅需要一个本振，但是使用多次混频的结构来区分类似频率将会导致频率合成器更加复杂。

介于以上两种措施的一种折衷方案是采用游中频结构，在这种结构中，射频本振频率是中频本振的2M倍(当M＝2时)。因此，这两个本振都能从单一的频率合成器得到(充分利用了直接下变频的一些优点)，但是保持了超外差射频的性能优势。

分数分频合成器具有低相位噪声和更精细的频率间隔。合成的射频频率和中频频率可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{F}_{\mathrm{RF}}=\frac{F_{\mathrm{REF}}}{R}(C+\frac{K}{F})\\ F_{\mathrm{IF}}=\frac{F_{\mathrm{RF}}}{2M}\end{array}\right.$

其中C是粗调谐频率字(Coarse tune frequency word)，比如除数的整数部分)，R是参考分频比(Reference divider ratio)，K是分数累加器的输入，F是分数累加器的大小。这里，分数N型频率合成器的步进大小等于(FREF/R)/F。一种好的方案是使用规模较大的累加器同时使用较高的参考频率，这样能够实现较低的带内相位噪声。在此WLAN系统中，M的值选择为2，也即射频频率是中频频率的四倍。

这种多频段设计是基于系统能够忍受游中频结构的假设条件。因此，这里的中频滤波器需要有更高的带宽。这样的系统能够使用分数N型结构来产生射频频率，进而用除4来产生正交的中频信号，从而实现一种用于超外差收发器的单频率合成器结构。我们提出的这种频率合成器能够利用除4电路来产生正交的中频信号，摒弃了用于产生正交信号的带宽较窄，易产生损耗，并且在高频段难以实现的多相位网络(polyphase network)。因此，本发明提出的结构实现了更小芯片面积、更少片上部件，从而达到更佳的带内相位噪声性能。

上述频率综合器5适用于上述第一、第二、第三实施例。

Claims (30)

1、一种多标准多模无线收发器，包括天线(1)、射频接收器(2)、射频发射器(3)、频率综合器(5)、基带处理电路(4)，所述的射频接收器(2)用于接收来自所述的天线(1)的射频信号并将其解调后得到I/Q两路基带信号，所述的基带处理电路(4)用于接收上述两路I/Q基带信号，对其进行A/D变换和基带信号处理，所述的基带处理电路(4)还用于经过信号编码和D/A变换产生I/Q两路基带信号并将它们输出至所述的射频发射器(3)，所述的射频发射器(3)对基带信号进行调制后输出射频信号至所述的天线(1)，其特征在于：

所述的频率综合器(5)用于产生调制与解调所需的至少两种本地振荡信号并输出至所述的射频接收器(2)和所述的射频发射器(3)，所述的天线(1)是一个能够响应多个频段射频信号的多频段天线，所述的射频接收器(2)包括与所述的天线(1)相连接并用于响应和增大多个频段的射频信号强度的多频段LNA(21)，所述的射频发射器(3)包括一个与所述的天线(1)相连接并用于响应和放大多个频段射频信号功率的多频段PA(31)。

2、根据权利要求1所述的多标准多模无线收发器，其特征在于：所述的天线(1)包括多个子天线，每个所述的子天线用于发射和接收一个频段的无线射频信号。

3、根据权利要求1所述的多标准多模无线收发器，其特征在于：所述的天线(1)是一个多频段天线，用于发射和接收多个频段的无线射频信号。

4、根据权利要求1所述的多标准多模无线收发器，其特征在于：所述的多频段LNA(21)由多路LNA组成，每路LNA对应的工作在一个无线频段，由所述的基带处理电路(4)控制每路LNA的开/关状态切换。

5、根据权利要求1所述的多标准多模无线收发器，其特征在于：所述的射频接收器(2)还包括与所述的多频段LNA(21)的输出端相连接并用于将所述的多频段LNA(21)输出的射频信号下变频至基带信号的下变频混频单元(22)，所述的下变频混频单元(22)集成有直接变频和超外差两种变频方式。

6、根据权利要求5所述的多标准多模无线收发器，其特征在于：所述的下变频混频单元(22)包括一个与所述的多频段LNA(21)中的至少一路LNA相连接并将来自该路的射频信号下变频至中频的一级下变频混频器(221)、用于将所述的一级下变频混频器(221)输出的中频信号下变频至基带信号的二级下变频混频器(222)，所述的二级下变频混频器(222)还用于将所述的多频段LNA(21)输出的射频信号直接下变频至基带信号。

7、根据权利要求6所述的多标准多模无线收发器，其特征在于：所述的下变频混频单元(22)至少包括两个所述的二级下变频混频器(222)，两个所述的二级下变频混频器(222)分别接收所述的频率综合器(5)输出的两路相差为90度的本振信号，设定该两路本振信号为LOIFI、LOIFQ，其中一个所述的二级下变频混频器(222)输出I路基带信号至所述的基带处理电路(4)，另一个所述的二级下变频混频器(222)输出Q路基带信号至所述的基带处理电路(4)。

8、根据权利要求7所述的多标准多模无线收发器，其特征在于：所述的频率合成器(5)还输出一路本振信号LORF至所述的一级下变频混频器(221)，本振信号LORF的频率是本振信号LOIFI、LOIFQ的频率的整数倍。

9、根据权利要求1所述的多标准多模无线收发器，其特征在于：所述的射频发射器(3)还包括与所述的多频段PA(31)相连接并用于将所述的基带处理电路(4)输出的基带信号上变频到射频信号的上变频混频单元(32)，所述的多频段PA(31)由覆盖不同频段的多路PA组成，每路PA对应的工作在一个无线频段，由所述的基带处理电路(4)控制每路PA的开/关状态间的切换，所述的上变频混频单元(32)集成有直接变频和超外差两种变频方式。

10、根据权利要求9所述的多标准多模无线收发器，其特征在于：所述的上变频混频单元(32)至少包括两个用于将所述的基带处理电路(4)产生的基带信号上变频到中频信号的一级上变频混频器(321)，其中一个所述的一级上变频混频器(321)用于接收所述的基带处理电路(4)产生的I路基带信号，所述的频率综合器(5)输出的一路本振信号LOIFI与上述I路基带信号混频，另一个所述的一级上变频混频器(321)用于接收所述的基带处理电路(4)产生的Q路基带信号，所述的频率综合器(5)输出的另一路本振信号LOIFP与上述Q路基带信号混频，两路所述的本振信号LOIFI和LOIFP的相位差为90度。

11、根据权利要求10所述的多标准多模无线收发器，其特征在于：所述的上变频混频单元(32)还包括一个与所述的多频段PA(31)中的至少一路PA相连接并用于将所述的一级上变频混频器(321)输出的中频信号上变频至射频信号的二级上变频混频器(322)，所述的频率综合器(5)输出一路本振信号LORF至所述的二级上变频混频器(322)，本振信号LORF的频率是本振信号LOIFI、LOIFP的整数倍。

12、根据权利要求10所述的多标准多模无线收发器，其特征在于：两个所述的一级上变频混频器(321)还用于将所述的基带处理电路(4)产生的基带信号直接上变频到射频信号。

13、根据权利要求1所述的多标准多模无线收发器，其特征在于：所述的频率综合器(5)包括一个分数分频频率合成器，所述的分数分频频率合成器包括一个包含有Δ∑噪声整形电路的分数累加器(52)。

14、根据权利要求13所述的多标准多模无线收发器，其特征在于：所述的分数分频频率合成器输出射频本振信号LORF，中频本振信号LOIFI和LOIFP由所述的射频本振信号除以一个固定的除数得到。

15、一种多标准多模无线接收器，其特征在于：它包括与前级的接收天线(11)相连接并用于响应和增大多个频段的射频信号强度的多频段LNA(21)、与所述的多频段LNA(21)的输出端相连接并用于将所述的多频段LNA(21)输出的射频信号下变频至基带信号的下变频混频单元(22)、产生并输出用于下变频的至少两种本地振荡信号至所述的下变频混频单元(22)的频率合成器(5)，所述的下变频混频单元(22)集成有直接变频和超外差两种变频方式。

16、根据权利要求15所述的多标准多模无线接收器，其特征在于：所述的多频段LNA(21)由多路LNA组成，每路LNA对应的工作在一个无线频段，由所述的基带处理电路(4)控制每路LNA的开/关状态间的切换。

17、根据权利要求16所述的多标准多模无线接收器，其特征在于：所述的下变频混频单元(22)包括一个与所述的多频段LNA(21)中的一路LNA相连接并将来自该路的射频信号下变频至中频的一级下变频混频器(221)、用于将中频信号和射频信号下变频至基带信号的二级下变频混频器(222)，所述的一级下变频混频器(221)输出中频信号至所述的二级下变频混频器(222)，所述的多频段LNA(21)输出射频信号至所述的二级下变频混频器(222)。

18、根据权利要求17所述的多标准多模无线接收器，其特征在于：所述的下变频混频单元(22)至少包括两个所述的二级下变频混频器(222)，两个所述的二级下变频混频器(222)分别接收所述的频率综合器(5)输出的两路相差为90度的本振信号，设定该两路本振信号为LOIFI、LOIFQ，其中一个所述的二级下变频混频器(222)输出I路基带信号至所述的基带处理电路(4)，另一个所述的二级下变频混频器(222)输出Q路基带信号至所述的基带处理电路(4)。

19、根据权利要求18所述的多标准多模无线接收器，其特征在于：所述的频率综合器(5)还输出一路本振信号LORF至所述的一级下变频混频器(221)，本振信号LORF的频率是本振信号LOIFI、LOIFQ的频率的整数倍。

20、根据权利要求15所述的多标准多模无线接收器，其特征在于：所述的频率综合器(5)包括一个分数分频频率合成器，所述的分数分频频率合成器包括一个包含有Δ∑噪声整形电路的分数累加器(52)。

21、根据权利要求20所述的多标准多模无线接收器，其特征在于：所述的分数分频频率合成器输出射频本振信号LORF，中频本振信号LOIFI和LOIFP由所述的射频本振信号除以一个固定的除数得到。

22、一种多标准多模无线发射器，其特征在于：它包括用于将前级基带处理电路输出的基带信号上变频到射频信号的上变频混频单元(32)、用于响应和放大所述的上变频混频单元(32)输出的射频信号功率的多频段PA(31)、产生并输出用于上变频的至少两种本地振荡信号至所述的上变频混频单元(32)的频率合成器(5)，所述的多频段PA(31)是一个能够响应多种频段信号的PA，所述的多频段PA(31)的输出端与发射天线(12)相连接，所述的上变频混频单元(32)集成有直接变频和超外差两种变频方式。

23、根据权利要求22所述的多标准多模无线发射器，其特征在于：所述的多频段PA(31)由覆盖不同频段的多个PA组成，每路PA对应的工作在一个无线频段，由所述的基带处理电路(4)用于控制每路PA在开/关状态间的切换。

24、根据权利要求22所述的多标准多模无线发射器，其特征在于：所述的上变频混频单元(32)至少包括两个用于将所述的基带处理电路(4)产生的基带信号上变频到中频信号的一级上变频混频器(321)，其中一个所述的一级上变频混频器(321)用于接收所述的基带处理电路(4)产生的I路基带信号，所述的频率综合器(5)输出的一路本振信号LOIFI与上述I路基带信号混频，另一个所述的一级上变频混频器(321)用于接收所述的基带处理电路(4)产生的Q路基带信号，所述的频率综合器(5)输出的另一路本振信号LOIFP与上述Q路基带信号混频，两路所述的本振信号LOIFI和LOIFP的相位差为90度。

25、根据权利要求24所述的多标准多模无线发射器，其特征在于：所述的上变频混频单元(32)还包括一个与所述的多频段PA(31)中的至少一路PA相连接并用于将所述的一级上变频混频器(321)输出的中频信号上变频至射频信号的二级上变频混频器(322)，所述的频率综合器(5)输出一路本振信号LORF至所述的二级上变频混频器(322)，本振信号LORF的频率是本振信号LOIFI、LOIFP的整数倍。

26、根据权利要求24所述的多标准多模无线发射器，其特征在于：两个所述的一级上变频混频器(321)还用于将所述的基带处理电路(4)产生的基带信号直接上变频到射频信号。

27、根据权利要求22所述的多标准多模无线发射器，其特征在于：所述的频率综合器(5)包括一个分数分频频率合成器，所述的分数分频频率合成器包括一个包含有Δ∑噪声整形电路的分数累加器(52)。

28、根据权利要求27所述的多标准多模无线发射器，其特征在于：所述的分数分频频率合成器输出射频本振信号LORF，中频本振信号LOIFI和LOIFP由所述的射频本振信号除以一个固定的除数得到。

29、一种频率综合器，用于如权利要求1所述的多标准多模无线收发器、如权利要求15所述的多标准多模无线接收器、如权利要求20所述的多标准多模无线发射器，其特征在于：它用于产生调制与解调所需的至少两种本地振荡信号，包括一个分数分频频率合成器，所述的分数分频频率合成器包括一个包含有Δ∑噪声整形电路的分数累加器(52)。

30、根据权利要求25所述的频率综合器，其特征在于：所述的分数分频频率合成器输出射频本振信号射频本振信号LORF，中频本振信号LOIFI和LOIFP由所述的射频本振信号除以一个固定的除数得到。

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