CN101308160A - 角速度传感器装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种增益与电源电压成正比的放大器及使用它的角速度传感器装置。为了获得增益与电源电压成正比的放大器，将第一和第二P沟道MOS－FET的漏－源间电压形成零偏置，以对电源电压进行了电阻分压后的电压为基准，将向高电压侧偏移了所述P沟道MOS－FET的阈值电压那部分的电压施加在运算放大器的同相输入端上。所述第一和第二MOS－FET的其中一个MOS－FET的栅极与电路地连接，在另一个晶体管的栅极上施加以电阻分压所述电源电压后的电位为基准的负的固定电压，将这两个MOS－FET的导通电阻分别用作运算放大器的输入电阻和反馈电阻。

Description

角速度传感器装置

技术领域

本发明涉及增益随着电源电压的变化而变化的放大器，特别涉及使用这种放大器的角速度传感器装置。

背景技术

在电子机器中使用直流放大器和高频放大器等各种放大器，这些放大器中，将其直流电源的电压稳定并保持固定是很普通的。一般地，通过将电源的电压保持固定，可获得稳定的特性。

但是，在装载于汽车等移动体上、严酷的环境条件下使用的电子机器中，存在应该稳定的电源电压因负载变动和外部噪声而变动的问题。目前在汽车中，在姿态控制系统和防抱死系统(ABS)等用于车体控制和安全的装置上使用很多传感器。这些传感器的输出信号大部分是模拟信号。为了用微型计算机根据这种模拟信号进行数据处理而进行规定的判定和控制，使用AD变换器将这种模拟信号变换为数字信号。

在进行AD变换的情况下，通常需要作为基准的基准电压(VREF)。这种VREF在输出将要进行AD变换的信号的传感器侧也必须完全相同。因此，在AD变换器和传感器的场所分离时，除了电源用布线、接地GND布线、信号输出传输用布线以外，还需要有一条与基准电压源连接的布线。但是，在汽车等的电子机器中，从成本和可靠性的理由来说，需要减少布线数，一般以直流电源的电压作为基准电压而不设置基准电压源。

在这样的电子机器中，如果传感器的检测输出固定，而电源电压升高，则AD变换器以升高的电源电压为基准进行AD变换。其结果，进行了数字变换的结果的数字输出下降，产生如同传感器的检测输出变小的结果。因此，在这样进行AD变换时，不能获得正确的检测数据。因此，在电源电压例如增大了10％时，如果将传感器的检测输出增大10％并输入到AD变换器，则由电源电压的变动引起的变化被抵消，变换后的数字输出与传感器的模拟检测输出正确地对应。

因为是这样的结构，所以要求装载于汽车等上的传感器的输出与电源电压成正比地变动。

在现有的汽车等的电子机器中，难以实现具有这样的特性的高精度的放大器，所以使传感器的灵敏度与电源电压成正比那样来构成。

作为汽车的电子机器的一例，为了控制汽车的姿态，有检测车体晃动的角速度传感器装置。以下，参照图12说明现有的角速度传感器装置的结构及其动作。

图12是现有的角速度传感器装置的系统方框图的一例。

在图12中，角速度传感器(angular velocity sensor)10是具有公知的音叉结构(tuning fork structure)的振动式的传感器，例如公开于美国专利5014554号、5038613号、5239868号，5447066号。角速度传感器10具有在通过支撑杆100支撑中央部的连接板107的两端安装振动元件的音叉结构。在连接板107的一个端部安装将压电元件粘结在振动元件上的驱动元件101。驱动元件101引起音叉振动。在驱动元件101的上端，连接检测与角速度对应的科里奥利力(Coriolis′s force)的检测元件103，在连结板107的另一端部安装将压电电气元件粘结在振动元件上的电平检测元件102。电平检测元件102是用于检测作为音叉振动振幅的振动电平的元件。在电平检测元件102的上端，连接检测与角速度对应的科里奥利力的检测元件104。

与角速度传感器10的电平检测元件102连接的端子133连接到第一放大器111的输入端，电平检测元件102产生的基于表面电荷的输入信号Vin输入到第一放大器111并被放大。放大器111的输出电压Vm输入到整流器122、可变增益放大器125及相位检波器127。输出电压Vm被整流器122整流，通过电阻143和电容器144构成的平滑电路123平滑后输入到可变增益放大器125的加法器125a的负输入端。在加法器125a的正输入端上，施加比较电压发生电路114的比较电压Vr。比较电压发生电路114由串联连接两个具有相同电阻值的电阻器141、142构成。电阻器141和142连接在电源VDD与电路地Gr之间，电源电压的二分之一的电压作为比较电压Vr输出。加法器125a将平滑电路123的输出电压和比较电压Vr之差的电压施加在通过可变增益放大器125内的电压控制可改变增益的放大器125b上。放大器125b通过输入到加法器125a的两个电压的电压差来控制增益，该受控制的输出信号从角速度传感器10的驱动端子130向驱动元件101施加，将其驱动。

第一放大器111的输出被可变增益放大器125放大后从角速度传感器10的端子130施加在驱动元件101上。因此，由放大器111、整流器122、平滑电路123、可变增益放大器125及角速度传感器10组成的环形电路构成具有自动增益控制功能的正弦波振荡电路。以下将这种环形电路称为‘AGC环形电路’。由AGC环形电路控制第一放大器111的输出电压Vm，以使其振幅固定。

通过以上的结构，角速度传感器10进行音叉振动，以使电平检测元件102的输出固定，不受元件偏差和温度变化的影响，对于角速度的检测灵敏度来说，同样也实现不受元件偏差和温度变化影响的检测灵敏度。

图12中的比较电压发生器114的比较电压Vr是电源VDD和电路地Gr间串联连接的两个电阻器141和142的连接点的电压，对应于电源VDD的电压(电源电压Vdd)的变动，比较电压Vr也变动。将电路地Gr作为基准时的电源电压Vdd和比较电压Vr的变动率(％)是相同的。

因此，输出电压Vm的振幅具有始终与电源电压Vdd成正比的振幅，并且成为正弦波电压。如果以不依赖于电源电压Vdd来构成第一放大器111和整流器122，则角速度传感器10的检测元件102的输出信号、即第一放大器111的输入信号Vin与输出电压Vm同样成为与电源电压Vdd成正比的电压。检测元件103、104的电荷的电平变动与从电平检测元件102输出的正弦波的振幅成正比。因此，用相位检波器127对该信号进行检波，由直流放大器118放大并输出到输出端119的角速度的输出信号也成为与电源电压Vdd成正比的值，可获得增益与电源电压Vdd成正比变化的放大装置。

参照图13和图14(a)、图14(b)、图14(c)来说明在图12所示的现有例的放大装置中电源电压Vdd变动时的动作。

角速度传感器10是兼用作机械振动的元件，所以具有机械滤波器的特性，时间常数比较大，响应速度比较慢。而平滑电路123是由电阻器143和电容器144构成的具有大的时间常数的低通滤波器。因此，包含角速度传感器10、放大器111、整流器122、平滑电路123、可变增益放大器125的AGC环形电路对干扰的响应速度比较慢。即，响应频率比较低。其响应特性的例子示于图13的曲线图。

在图13的曲线图中，横轴表示电源电压Vdd的变动频率。Fr是由角速度传感器10的响应特性延迟和平滑电路123的时间常数确定的谐振频率，例如为10Hz左右。纵轴表示输入电压Vin的电压变动比(dB)。电压变动比用电源电压Vdd的电源电压变动率RVdd与放大器111的输入电压Vin的输入电压变动率Rvin之比的RVin/RVdd表示。例如，在当电源电压Vdd上升10％时，输入电压Vin也上升10％的情况下，电压变动比RVin/RVdd为0db。电源电压Vdd的变动速度非常慢，在直流或接近直流的低频率时，前面说明的AGC功能有效地作用，输入电压Vin与电源电压Vdd成正比变动。因此，电源电压变动率RVdd和输入电压变动率Rvin为相同的值，电压变动比为0dB。在电源电压Vdd的变动快，变动到所述AGC功能不能跟踪程度的高频率fh(例如100Hz)时，输入电压变动率Rvin比电源电压变动率RVdd小。因此，电压变动比如图13的曲线取所示那样小于0dB。其中，在谐振频率fr时输入电压变动率Rvin达到电源电压变动率RVdd的两倍以上，如图13所示，形成尖锐的峰值。

为了加快AGC环路的响应速度，最好是提高AGC环路的增益，但如果这样，则输入电压Vin对电源电压Vdd的变动比增大，谐振频率fr时的电压变动比进一步增大。

在图12所示的现有电路中，在电源电压Vdd如图14(a)中波形a所示那样台阶状上升A％时，输出电压Vm如图14(b)中波形b所示那样振动。在从第一放大器111输出固定的输出电压Vm时，如果产生图14(a)所示的急剧的电源电压变动，则输出到角速度输出端119的表示角速度的输出电压Vout如图14(c)所示那样，产生与图14(b)同样的变动。因此，使输出电压Vout不能正确地跟踪电源电压Vdd的变动。

发明内容

本发明的目的在于提供一种增益与电源电压成正比的放大器，即使在电源电压急剧地变动的情况下，也可以正确地跟踪电源电压的变动并改变增益，获得与电源电压的变动正确对应的输出电压，并且响应速度快。

本发明的增益与电源电压成正比的放大器包括：第一和第二P沟道的MOS场效应晶体管(以下为MOS-FET)，各自的背栅与半导体衬底电隔离地形成，各自的源极公共连接；第一电压源，输出对电源电压进行分压后的电压；第二电压源，以所述第一电压源的输出电压为基准，产生具有与所述第一和第二P沟道的MOS-FET的阈值电压大致相同的电位差的正电压；第三电压源，以所述第一电压源的输出电压为基准，产生规定的负电压；以及运算放大器，将所述第二电压源的输出作为偏置电压施加在同相输入端上。所述第一和第二P沟道的MOS-FET的公共连接的源极连接到所述运算放大器的反相输入端；所述第一和第二P沟道的MOS-FET的各自的背栅连接到各自的源极，或者所述第一和第二P沟道的MOS-FET的各自的背栅连接到所述第二电压源。所述第一P沟道的MOS-FET的栅极被偏置为电路的地电位，其漏极连接到输入除去了直流分量的信号的输入端；所述第二P沟道的MOS-FET的栅极连接到所述第三电压源，其漏极连接到与输出端连接的所述运算放大器的输出端。

根据本发明，由于放大器的增益与电源电压正比例变化，所以如果使用这种放大器放大各种传感器的模拟的检测输出，则放大后的检测输出随着电源电压的变化而变化。因此，在对模拟的检测输出进行AD变换时，即使在将电源电压用作基准电压的情况下，也可以获得正确对应于所述模拟的检测输出的数字输出。由于放大器的频率特性很高，所以特别是在用于车辆的各种传感器的情况下，具有足够的响应速度，可应用于各种各样的高速动作传感器。

本发明另一方案的增益与电源电压成正比的放大器包括：第一和第二N沟道的MOS-FET，各自的背栅与衬底电隔离地形成，各自的源极公共连接；第一电压源，输出对电源电压进行分压后的电压；第二电压源，以所述第一电压源的输出电压为基准，产生具有与所述第一和第二N沟道的MOS-FET的阈值电压大致相同的电位差的负电压；第三电压源，以所述第一电压源的输出电压为基准，产生规定的正电压；以及运算放大器，将所述第二电压源的输出作为偏置电压施加在同相输入端上。所述第一和第二N沟道的MOS-FET的公共连接的源极连接到所述运算放大器的反相输入端。所述第一和第二N沟道的MOS-FET的各自的背栅连接到各自的源极，或者所述第一和第二N沟道的MOS-FET的各自的背栅连接到所述第二电压源的输出端；所述第一MOS-FET的栅极连接到正的电源电压，其漏极连接到输入除去了直流分量的信号的输入端；所述第二N沟道的MOS-FET的栅极连接到所述第三电压源，其漏极连接到与输出端连接的所述运算放大器的输出端。

根据本发明，由于放大器的增益与电源电压正比例变化，所以如果使用这种放大器放大各种传感器的模拟的检测输出，则放大后的检测输出随着电源电压的变化而变化。因此，在对模拟的检测输出进行AD变换时，即使在将电源电压用作基准电压的情况下，也可以获得正确对应于所述模拟的检测输出的数字输出。由于放大器的频率特性很高，所以特别是在用于车辆的各种传感器的情况下，具有足够的响应速度，可应用于各种各样的高速动作传感器。

本发明另一方案的增益与电源电压成正比的放大器包括：第一和第二P沟道的MOS-FET，各自的背栅与半导体衬底电隔离地形成，各自的源极公共连接；第一电压源，输出对电源电压进行分压后的电压；第二电压源，以所述第一电压源的输出电压为基准，产生具有与所述第一和第二P沟道的MOS-FET的阈值电压大致相同的电位差的正电压；第三电压源，以所述第一电压源的输出电压为基准，产生规定的负电压；以及第一和第二运算放大器，将各自的同相输入端连接到所述第二电压源。所述第一和第二P沟道的MOS-FET的公共连接的源极连接到所述第一运算放大器的输出端；所述第一和第二P沟道的MOS-FET的各自的背栅连接到各自的源极，或者所述第一和第二p沟道的MOS-FET的各自的背栅连接到所述第二电压源。所述第一P沟道的MOS-FET的栅极连接到所述第三电压源，其漏极连接到所述第一运算放大器的反相输入端，同时连接到输入除去了直流分量的信号的输入端。所述第二P沟道的MOS-FET的栅极连接到电路地，其漏极连接到所述第二运算放大器的反相输入端。在所述第二运算放大器的反相输入端和与放大器的输出端连接的所述第二运算放大器的输出端之间连接电阻器。

根据本发明，由于放大器的增益与电源电压正比例变化，所以如果使用这种放大器放大各种传感器的模拟的检测输出，则放大后的检测输出随着电源电压的变化而变化。因此，在对模拟的检测输出进行AD变换时，即使在将电源电压用作基准电压的情况下，也可以获得正确对应于所述模拟的检测输出的数字输出。在输入信号为电流信号时，第一运算放大器和作为其反馈电阻的第一P沟道的MOS-FET作为电流电压变换器来工作。而第二运算放大器与第二P沟道的MOS-FET和电阻一起形成普通的反相放大器。因此，输入端和输出端间的增益为电流电压变换器和反相放大器各自的增益之积，可获得大增益。

本发明另一方案的增益与电源电压成正比的放大器包括：第一和第二P沟道的MOS-FET，各自的背栅与半导体衬底电隔离地形成，各自的源极公共连接；第三、第四P沟道的MOS-FET，各自的源极公共连接；第一电压源，输出对电源电压进行分压后的电压；第二电压源，以所述第一电压源的输出电压为基准，在输出端上产生具有与所述第一、第二、第三和第四P沟道的MOS-FET的阈值电压大致相同的电位差的正电压；第三电压源，以所述第一电压源的输出电压为基准，产生规定的负电压；第一运算放大器和第二运算放大器，将同相输入端公共连接，通过所述第二电压源进行偏置；第一和第二P沟道的MOS-FET，将各自的源极公共连接，所述源极连接到所述第一运算放大器的输出端；以及第三和第四P沟道的MOS-FET，将各自的源极公共连接，所述源极连接到所述第二运算放大器的输出端。所述第一、第二、第三、第四P沟道的MOS-FET的各自的背栅连接到各自的源极，或者所述第一、第二、第三、第四P沟道的MOS-FET的各自的背栅连接到所述第二电压源；所述第一和第三P沟道的MOS-FET的栅极连接到所述第三电压源。所述第一P沟道的MOS-FET的漏极连接到所述第一运算放大器的反相输入端，同时连接到输入除去了直流分量的信号的第一输入端。所述第三P沟道的MOS-FET的漏极连接到所述第二运算放大器的反相输入端，同时连接到输入除去了直流分量的信号的第二输入端。所述第二、第四P沟道的MOS-FET的栅极连接到电路地；所述第二P沟道的MOS-FET的漏极连接到第三运算放大器的同相输入端；所述第四P沟道的MOS-FET的漏极连接到所述第三运算放大器的反相输入端；所述第二电压源通过第一电阻连接到所述第三运算放大器的同相输入端；在所述第三运算放大器的反相输入端和与放大器的输出端连接的所述第三运算放大器的输出端之间连接第二电阻器。

根据本发明，由于放大器的增益与电源电压正比例变化，所以如果使用这种放大器放大各种传感器的模拟的检测输出，则放大后的检测输出随着电源电压的变化而变化。因此，在对模拟的检测输出进行AD变换时，即使在将电源电压用作基准电压的情况下，也可以获得正确对应于所述模拟的检测输出的数字输出。由于放大器的频率特性很高，所以特别是在用于车辆的各种传感器的情况下，具有足够的响应速度，可应用于各种各样的高速动作传感器。此外，由于有第一输入端和第二输入端这两个输入端，所以还可应用于角速度传感器等的有两个输出的传感器。

本发明的角速度传感器装置包括：激励部，向振动体提供振动；振动电平检测部，检测振动体的振动电平；科里奥利力检测部，检测根据角速度产生的科里奥利力；第一放大器，放大所述振动电平检测部的输出信号；整流电路，对所述第一放大器的输出信号进行整流，获得直流电压；可变增益放大器，输入所述第一放大器的输出信号，根据所述整流电路的输出值改变放大率；第二放大器，放大所述科里奥利力检测部的输出信号；相位检波器，根据所述振动体的振动频率对所述第二放大器的输出电压进行相位检波；以及直流放大器，对所述相位检波器的输出进行直流放大。所述第二放大器包括：运算放大器，具有同相输入端、反相输入端和输出端；第一MOS晶体管，具有与所述输出端连接的漏极端、以及与所述反相输入端连接的源极端；以及第二MOS晶体管，具有与所述第二放大器的所述输入端连接的漏极端、以及与所述反相输入端连接的源极端，将由电源电压的一次函数表示的第一电压施加给所述同相输入端，将相对于所述第一电压具有固定电压差的第二电压施加给所述第一MOS晶体管的栅极端，将所述电源电压或零电压施加给所述第二MOS晶体管的栅极端。

本发明另一方案的角速度传感器装置包括：激励部，向振动体提供振动；振动电平检测部，检测振动体的振动电平；科里奥利力检测部，检测与角速度对应产生的科里奥利力；第一放大器，放大所述振动电平检测部的输出信号；整流电路，对所述第一放大器的输出信号进行整流，获得直流电压；可变增益放大器，输入所述第一放大器的输出信号，根据所述整流电路的输出值改变放大率；第二放大器，放大所述科里奥利力检测部的输出信号；相位检波器，根据所述振动体的振动频率对所述第二放大器的输出电压进行相位检波；以及直流放大器，对所述相位检波器的输出进行直流放大。

所述第二放大器的特征在于增益与电源电压成正比的放大器，它包括：第一和第二P沟道的MOS-FET，各自的背栅与半导体衬底电隔离地形成，各自的源极公共连接；以及第三和第四P沟道的MOS-FET，各自的源极公共连接；第一电压源，输出对电源电压分压后的电压；第二电压源，以所述第一电压源的输出电压为基准，产生具有与所述第一、第二、第三和第四P沟道的MOS-FET的阈值电压大致相同的电位差的正电压；第三电压源，以所述第一电压源的输出电压为基准，产生规定的负电压；第一运算放大器和第二运算放大器，将同相输入端公共连接，通过所述第二电压源进行偏置；第一和第二P沟道的MOS-FET，各自的源极公共连接，所述源极连接到所述第一运算放大器的输出端；以及第三和第四P沟道的MOS-FET，各自的源极公共连接，所述源极连接到所述第二运算放大器的输出端。所述第一、第二、第三、第四P沟道的MOS-FET的各自的背栅连接到各自的源极，或者所述第一、第二、第三、第四P沟道的MOS-FET的各自的背栅连接到所述第二电压源；所述第一和第三P沟道的MOS-FET的栅极连接到所述第三电压源；所述第一P沟道的MOS-FET的漏极连接到所述第一运算放大器的反相输入端，同时连接到输入除去了直流分量的信号的第一输入端。所述第三P沟道的MOS-FET的漏极连接到所述第二运算放大器的反相输入端，同时连接到输入除去了直流分量的信号的第二输入端。所述第二、第四P沟道的MOS-FET的栅极连接到电路地；所述第二P沟道的MOS-FET的漏极连接到第三运算放大器的同相输入；所述第四P沟道的MOS-FET的漏极连接到所述第三运算放大器的反相输入。所述第二电压源通过第一电阻连接到所述第三运算放大器的同相输入；在所述第三运算放大器的反相输入端和与放大器的输出端连接的所述第三运算放大器的输出端之间连接第二电阻。

根据本发明，作为第二放大器，由于使用具有充分高的频率特性的、增益与电源电压成正比的放大器，所以可实现响应速度快的角速度传感器。

附图说明

图1是本发明第1实施例的电源电压比例放大器的电路图。

图2是本发明第1实施例的电源电压比例放大器的另一例电路图。

图3是本发明第1实施例的电源电压比例放大器中使用的P沟道MOS-FET例的剖面图。

图4是本发明第2实施例的电源电压比例放大器的电路图。

图5是本发明第2实施例的电源电压比例放大器中使用的N沟道MOS-FET例的剖面图。

图6是本发明第2实施例的电源电压比例放大器中使用的另一例N沟道MOS-FET的剖面图。

图7是本发明第3实施例的电源电压比例放大器的电路图。

图8是本发明第4实施例的电源电压比例放大器的电路图。

图9是将本发明第4实施例的电源电压比例放大器与音叉式振动传感器组合的角速度传感器装置的系统方框图。

图10是表示在本发明的图9所示的角速度传感器装置中，电源电压变动时的输出电压变动比和电源电压的变动频率的关系的曲线图。

图11(a)是表示本发明的图9所示的角速度传感器装置中的电源电压和时间的关系的曲线图，图11(b)是表示放大器的输出电压和时间的关系的曲线图，图11(c)是表示相同角速度的输出电压和时间的关系的曲线图。

图12是现有的角速度传感器装置的系统方框图。

图13是表示在图12的现有的角速度传感器装置中，电源电压变动时的电压变动比(dB)变化的曲线图。

图14(a)是表示图12所示的现有的角速度传感器装置中的电源电压和时间的关系的曲线图，图14(b)是表示放大器的输出电压和时间的关系的曲线图，图14(c)是表示相同角速度的输出电压和时间的关系的曲线图。

具体实施方式

以下，参照图1至图11来说明本发明的增益与电源电压成正比的放大器(以下称为电源电压比例放大器)和使用它的角速度传感器装置的优选实施例。

(第1实施例)

下面参照图1至图3来说明本发明第1实施例的电源电压比例放大器。

在图1中，第1实施例的电源电压比例放大器包括将输入信号放大输出的放大电路20a、作为第一电压源的偏置电路11、作为第三电压源的恒压源12以及作为第二电压源的偏置电路14。偏置电路11将对电源电压Vdd进行分压后的正电压输出到输出端11a。在放大电路20a中，输入端51经由用于阻止直流电流的电容器9连接到P沟道的第一MOS型场效应晶体管(以下略记为MOS-FET)21的漏极。在输入端51上施加的输入信号不包含直流分量的情况下，也可以将输入信号输入到直接连接在MOS-FET21的漏极上的输入端51a。例如，后面详细说明的角速度传感器的输出为不包含直流分量的交流输出，所以输入到输入端51a。MOS-FET21的栅极连接到电路地Gr。MOS-FET21的源极连接到运算放大器61的反相输入(-)。在运算放大器61的反相输入(-)和输出端52之间，设置P沟道的第二MOS-FET22，使其源极连接到反相输入(-)，漏极连接到输出端52。MOS-FET22的栅极连接到作为第三电压源的恒压源12的负端。恒压源12的正端连接到偏置电路14中包含的P沟道的第三MOS-FET23的漏极和偏置电路11的输出端11a。恒压源12以偏置电路11的输出电压为基准，产生规定的负电压。偏置电路14以偏置电路11的输出电压为基准，将具有与MOS-FET21、22、23的阈值电压大致相同的电位差的正电压输出到输出端14f。所述运算放大器61的同相输入(+)连接到第三MOS-FET23的源极。MOS-FET23的源极经恒流源13连接到电源VDD。MOS-FET23的漏极和栅极连接到第二运算放大器60的输出端11a。在偏置电路11中，在电源VDD和电路地Gr之间电阻44和45串联连接。电阻44和45的连接点45a连接到第二运算放大器60的同相输入(+)。运算放大器60的反相输入(-)连接到运算放大器60的输出端11a。省略运算放大器61和60的电源的图示。

以下说明上述那样构成的本实施例的电源电压比例放大器的工作。由于在MOS-FET21的漏极中不流入直流，所以运算放大器61的反相输入(-)、输出端52和同相输入(+)都为同电位。

MOS-FET21、22等MOS-FET在非饱和状态下工作时的漏极电流Ids一般用下式(1)表示。

Ids＝β·{(Vgs-Vth)·Vds-(Vds)²/2}...(1)

其中，β是每单位栅极电压的互导，Vgs是栅-源间电压，Vth是MOS-FET导通的栅-源间的阈值电压，Vds是漏-源间电压。而MOS-FET的导通电阻Ron是将用式(1)求出的漏极电流Ids用漏-源间电压Vds微分后的值的倒数，可用式(2)表示。

Ron＝1/(dIds/dVds)...(2)

根据式(1)和式(2)可获得式(3)。

dIds/dVds＝β·{(Vgs-Vth)-Vds}...(3)

在漏-源间是不施加偏置电压的零偏置的情况下，漏-源间电压Vds为零。因此，可消除式(3)右边的第2项。其结果，式(2)变为式(4)。

Ron≈1/{β·(Vgs-Vth)}...(4)

从式(4)可知，漏-源间的电压Vds为零的MOS-FET的导通电阻Ron与互导β和电压差(Vgs-Vth)的积成反比。由于互导β由MOS-FET21、22的制造工艺和尺寸来确定，所以它与电源电压没有关系而是固定的。因此，可知如果在确定运算放大器的增益的输入电阻上使用该MOS-FET的导通电阻Ron，使作为偏置电压的电压差(Vgs-Vth)与电源电压Vdd成正比，则可获得增益与电源电压Vdd成正比的放大器。

在图1的偏置电路11中，电阻44、45的连接点45a的电位通过运算放大器60进行阻抗变换，输出到其输出端11a。

在MOS-FET23的源极中，从与电源VDD连接的恒压源13流过固定的微小电流(恒流)。通过该恒流，在运算放大器60的输出电压11a和运算放大器61的同相输入(+)之间产生与MOS-FET21、22的阈值电压Vth相当的偏置电压，运算放大器61的输入DC偏置被电平偏移。由此，将MOS-FET21、22的阈值电压Vth抵消。最好是恒流的电流值尽量小。最好是MOS-FET23的栅极宽度的尺寸尽量大。

作为放大电路20a的运算放大器61的反馈电阻工作的MOS-FET22的栅极偏置电压以运算放大器60的输出电压为基准形成负电压。通过恒压源12施加该负电压。通过上述结构，即使运算放大器61的反相输入(-)和同相输入(+)的偏置电压随着电源电压Vdd的变动而变动，MOS-FET22的导通电阻也不改变。相反，MOS-FET21的导通电阻与电源电压Vdd成反比地减小。通过以上的动作，具有MOS-FET21、22及运算放大器61的放大电路20a的增益与电源电压Vdd成正比。

MOS-FET21、22的源极电位Vso为相对于电路地Gr的运算放大器61的反相输入(-)的偏置电压，可用下式(5)表示。

Vso＝{R45/(R44+R45)}·Vdd-Vgs23..(5)

其中，R44和R45分别是电阻44和45的电阻值，Vdd是电源电压。Vgs23是MOS-FET23的栅-源间电压，由于为P沟道，所以极性为负。

MOS-FET23的栅-源间电流Ids可使用栅-源间电压Vgs和阈值电压Vth，由MOS-FET的饱和工作时的一般式(6)来表示。

Ids＝(β/2)·(Vgs-Vth)²...(6)

设MOS-FET23的漏-源间电流为Ids23，每单位栅极电压的互导为β23，栅-源间电压为Vgs23，则式(6)变为下式(6A)。

Ids23＝(β23/2)·(Vgs23-Vth)²...(6A)

对于栅-源间电压Vgs23求解式(6A)，可得到式(7)。

$\mathrm{Vgs}23=\sqrt{2\·\mathrm{Ids}23/\mathrm{\β}23}+\mathrm{Vth}...\left(7\right)$

在式(7)中，在2·Ids23/β23的比远小于阈值电压Vth时，在[2·Ids23/β23＜＜Vth]时，式(7)变为式(8)。

Vgs23≈Vth...(8)

为了减小2·Ids23/β23的比，减小从恒流源13供给的电流，如后面详细地说明的那样，尽可能缩短MOS-FET23的栅极的沟道长度，尽可能扩宽沟道宽度。由此，可以实现式(8)的条件。

MOS-FET21的栅-源间电压Vgs21使用式(5)和式(8)以式(9)表示。

Vgs21＝Vth-{R45/(R44+R45)}·Vdd...(9)

设MOS-FET21的每单位栅极的互导为β21，将Vgs21代入式(4)的Vgs进行计算，则MOS-FET21的导通电阻Ron21如式(10)那样求出。

Ron21＝1/[-β21·{R45/(R44+R45)}·Vdd...(10)

在式(10)中可知阈值电压Vth被消除，导通电阻Ron与电源电压Vdd成反比。β21为负的原因是，MOS-FET21为P沟道，β21本身为负。

对MOS-FET22同样进行计算时，栅-源间电压Vgs22可用式(11)表示。

Vgs22＝{R45/(R44+R45)}·Vdd-V12-Vso...(11)

V12是恒压源12的电压值。代入式(5)的Vso并进行整理后，成为式(12)。

Vgs22＝-V12+Vgs23...(12)

MOS-FET22的导通电阻Ron22与MOS-FET21同样，设MOS-FET22的每单位栅极的互导为β22，将Vgs22代入式(4)的Vgs后，用式(13)表示。

Ron22＝1/{β22·(-V12+Vgs22-Vth)}..(13)

根据式8，由于Vgs23≈Vth，所以式(13)的Vgs23和Vth相互抵消，成为式(14)。

Ron22＝1/{β22·(-V12)}..(14)

恒压源12的电压V12是固定的，所以从式(14)可知MOS-FET22的导通电阻与电源电压Vdd无关，是固定的。

为了求出图1的放大电路20a的输入端51a和输出端52间的增益，将式(10)和式(14)代入作为反相放大器的公式的式(15)。其结果，可导出式(16)。

G＝Ron22/Ron21...(15)

G＝(β21/β22)·{R45/(R44+R45)}·(Vdd/V12)...(16)

在电阻44和45的值相同的情况下(R44＝R45)，将式(16)简化为式(17)。

G＝(β21/β22)·{Vdd/(2·V12)}...(17)

从式(16)、式(17)可知，在表示增益G的公式的分子中有电源电压Vdd，所以增益G与电源电压Vdd成正比。

在上述本实施例的电源电压比例放大器中说明了使用P沟道MOS-FET21、22及23的电路，但本实施例的电源电压比例放大器也可使用N沟道的MOS-FET同样地构成。

在P沟道的MOS-FET21和22中，如果切换栅极偏置，则可以容易地理解增益与电源电压Vdd成反比。

在图1中，MOS-FET21、22的各自的背栅79都连接到各自的源极76，源极76连接到运算放大器61的反相输入(-)。运算放大器61的两个输入端在通常的动作中为同电位(虚短路)，所以如图2所示，也可以将MOS-FET21、22的背栅79连接到运算放大器61的同相输入(+)。由此，背栅79连接到偏置电路14的输出端14f。在本发明中，基本上是将背栅的电位偏置到与源-源大致相同的电压。因此，利用在N阱或P阱中形成的MOS-FET，以使背栅可与衬底电隔离。在图2的电路中进行与图1同样的动作，获得增益G与电源电压Vdd成正比的电源电压比例放大器。

本实施例中使用的P沟道的MOS-FET21、22、23是具有公知结构的半导体元件，下面参照图3的剖面图简单地说明其结构。在硅等半导体材料中添加了规定的杂质的P型半导体衬底70的上表面附近，形成本技术领域中称为N阱(N-Well)71的N型扩散层。N阱是结构上的名称，在电路结构上大多称为背栅。因此，以后将N阱71称为背栅71。在背栅71内，设置保持规定的间隔并排排列的两个P⁺型扩散层72a、72b。在背栅内的右侧区域中设置N⁺型扩散层73。在P⁺型扩散层72a上连接源极端76，在P⁺型扩散层72b上连接漏极端77。在N⁺型扩散层73上连接背栅端79。在如上述那样构成的衬底70的上面设置氧化硅(SiO₂)的绝缘膜74。通过绝缘膜74，以面对P⁺型扩散层72a、72b间的沟道区域CH那样设置导电性的多晶硅膜75。在多晶硅膜75上连接栅极端78。实际的MOS-FET21～23以集成电路(以下为IC)方式形成，在多晶硅膜75上有铝布线和保护膜等，但在本图中省略图示。源极端76、漏极端77、栅极端78、以及背栅端79是表示用于将该MOS-FET与其他电路电连接的端，与实际的端结构有所不同。由于P型半导体衬底70和N型背栅71为相互不同的导电类型，所以在本实施例中在两者间施加反向偏置电压，将半导体衬底70和背栅71间形成电隔离的状态。P⁺型扩散层72a、72b有完全相同的结构，即使将源极端76和漏极端77替换使用也没有问题。在图1所示的电路中，各MOS-FET21、22、23的背栅端79连接到源极端76，但也可以如图2所示连接到偏置电路14的输出端14f。在本发明中，如图1所示，MOS-FET21、22在电路结构上不流过直流电流，不发生电压下降。即，将漏-源间形成零偏置，所以实际上即使背栅连接到漏极侧，在信号小时也可获得大致与电源电压成正比的增益。

在本实施例中将漏-源间形成零偏置，所以实际上即使交换源极端76和漏极端77，也可获得大致相同的特性。其中，即使直流偏置电压为0V，如果施加的信号电平大，则通过该信号在漏-源间产生电位差。例如虽然电位差为0.1V左右时没有问题，但随着其增大，在前面说明的各计算式中产生误差。

此外，在MOS-FET中，如以下说明的那样，沟道的尺寸对特性产生大的影响。上述式(1)中使用的每单位栅极电压的互导β与沟道尺寸有用以下的式(18)表示的关系。

β∝(W/L)...(18)

其中，W/L是表示在图3中面对多晶硅膜75的背栅71内的沟道区域CH的尺寸比。W是沟道宽度，是垂直于图的纸面的方向的P⁺型扩散层72a和72b的长度。L是沟道长度，是P⁺型扩散层72a和P⁺型扩散层72b之间的距离。MOS-FET的沟道区域的面积根据沟道宽度W和沟道长度而增减。如果改变W/L的值，互导β与该值成正比变化。

从式(18)可知，沟道宽度W越大，沟道长度L越短，图3所示结构的MOS-FET21、22的导通电阻越小。图1的MOS-FET23如前面说明的那样，最好是β大，但实际上期望MOS-FET23的沟道长度与MOS-FET21、22相同。将MOS-FET23的沟道宽度W在沟道区域的面积偏差的容许范围内设定为接近MOS-FET21、22的沟道宽度的值。其理由是，图1的偏置电路14是用于产生与MOS-FET21、22的阈值电压大致相同的电压的电路。

而且，在前面的各计算式中是以MOS-FET21、22、23的背栅端79的电位与各自的源极端76的电位相同的电位来进行计算。但是，不一定将各自的背栅端79与各自的源极端76公共连接，只要MOS-FET21、22、23各自的背栅端79是彼此相同的电位就可以。偏置电路14的MOS-FET23有与MOS-FET21、22相同的结构，所以MOS-FET21、22、23的阈值电压始终同样地变化。其结果，在各自的源极端76的电位完全相同的情况下，背栅效应产生的阈值电压的变动被抵消。但是，随着背栅效应产生的阈值电压升高，增益与电源电压成正比时的精度恶化。

图2表示在本实施例的电源电压比例放大器中，不将各MOS-FET21、22的背栅端79连接到各自的源极端76情况下的电路例。图2的MOS-FET21、22使用与图1完全相同的MOS-FET。在图2中，MOS-FET21、22的背栅端79都连接到运算放大器61的同相输入端(+)。运算放大器61的反相输入端(-)和同相输入端(+)在正常工作状态中为虚拟短路状态(虚短路)，与MOS-FET21和22的源极端76连接的运算放大器61的反相输入端(-)有大致相同的电位。因此，在图2中也可获得与图1相同的作用和效果。

(第2实施例)

下面参照图4说明本发明第2实施例的电源电压比例放大器。在上述第1实施例的电源电压比例放大器中使用P沟道的MOS-FET21、22、23，而第2实施例的电源电压比例放大器使用N沟道的MOS-FET来构成。

如图4所示，在N沟道的MOS-FET24、25、26中，作为输入电阻作用的MOS-FET24的栅极连接到电源VDD。在MOS-FET25的栅极上连接恒压源12(第三电压源)的正端。在偏置电路14a(第二电压源)中，MOS-FET26的源极端84经由恒流源13连接到电路地Gr。偏置电路14a的输出端14g连接到上述源极端84和恒流源13的连接点。其他结构与图1所示的上述第1实施例的电源电压比例放大器相同。在本实施例中，通过使上述各式中的值的正负相反，可获得本实施例的公式，但省略了有关公式的记载。在本实施例的电源电压比例放大器中，从输入端51a输入的不含有直流分量的输入信号也对应于随电源电压Vdd变化而变化的增益被放大，并从输出端52输出。

图5和图6示出具有公知结构的N沟道的两个MOS-FET的例子的剖面图。

图5是用作图4所示的第2实施例的电源电压比例放大器的MOS-FET24、25、26的最简单结构的N沟道MOS-FET的结构例。在硅等半导体材料中添加了规定的杂质的N型衬底80的上表面附近设置P型的扩散层(P-Well)，将其作为背栅81。在背栅81内设置保持规定的间隔并排排列的两个N⁺型扩散层82a、82b。在背栅81内的右侧区域中，设置P⁺型扩散层83。在N⁺型扩散层82a上连接源极端84，在N⁺型扩散层82b上连接漏极端85。在P⁺型扩散层83上连接背栅端87。在如上述那样构成的衬底80的上面设置SiO₂的绝缘膜74。通过绝缘膜74，面对N⁺型扩散层82a、82b间的沟道区域CH设置导电性的多晶硅膜75。在多晶硅膜75上连接栅极端86。如以上那样，在图5的结构中，P型和N型的要素与图3的结构为相反的关系。

图6是表示N沟道MOS-FET的另一结构的剖面图，双极半导体元件经常使用这一结构。在图6中，在P型半导体衬底70中设置N型的外延层88。外延层88被杂质浓度比外延层88高的P⁺型的分离扩散层89隔开。在被分离扩散层89隔开的N型外延层88内，形成与图5相同结构的P沟道MOS-FET。在N型外延层88中设置用于电连接的N⁺扩散层82C，在N⁺扩散层82C中设置外延层端90。N⁺扩散层82C用与N⁺扩散层82a、82b相同的工序形成。外延层端90通常连接到电源VDD，但也可以是不连接任何地方的浮置状态。在N型外延层88内，还可设置P型的扩散电阻等在本实施例的增益与电源电压成正比的放大上所需的电路元件。本实施例的电源电压比例放大器中使用的MOS-FET有将背栅与半导体衬底电隔离的结构，而如果有这样的结构，即使是图3、图5和图6所示以外的MOS-FET，也可使用。一般来说，N沟道MOS-FET与P沟道的MOS-FET相比低频噪声大。因此，在输入信号电平小的装置中，最好是使用P沟道的MOS-FET。

如上述式(15)所示，在实施例1的电源电压比例放大器中，增益G用MOS-FET21和22各自的导通电阻之比Ron22/Ron21来表示。同样，在实施例2的电源电压比例放大器中，增益G用MOS-FET24和25各自的导通电阻之比Ron25/Ron24来表示。因此，在实施例1中，若使MOS-FET21和22的关系到过来，即交换MOS-FET21和22的连接，以便固定MOS-FET22的栅极偏置电压，使MOS-FET22的栅极偏置电压与电源电压Vdd成正比，则作为反馈电阻的MOS-FET22的导通电阻与电源电压Vdd成反比变化。在本实施例2中，若使MOS-FET24和25的关系到过来，即交换MOS-FET24和25的栅极连接，以便固定MOS-FET24的栅极偏置电压，使MOS-FET22的栅极偏置电压与电源电压Vdd成正比，则作为反馈电阻的MOS-FET25的导通电阻与电源电压Vdd成反比变化。其结果，可以获得增益与电源电压Vdd成反比的放大器。

(第3实施例)

下面参照图7的电路图说明本发明第3实施例的电源电压比例放大器。在图7中，由于恒压源12、偏置电路11及14与图1所示的情况相同，所以省略重复的说明。放大电路20d包括：反相输入端(-)通过电容器9连接到输入端51，同相输入端(+)连接偏置电路14的输出端14f的第一运算放大器64；以及输出端连接到放大电路20d的输出端52的第二运算放大器65。在第二运算放大器65的反相输入端(-)和输出端52间连接电阻46。两个P沟道的MOS-FET31、32将各自的源极公共连接，其源极76连接到运算放大器64的输出端。MOS-FET31的栅极连接到恒压源12的负端，其漏极77连接到运算放大器64的反相输入端。MOS-FET32的栅极连接到电路地Gr，其漏极连接到运算放大器65的反相输入端(-)。运算放大器65的同相输入端(+)连接到偏置电路14的输出端14f。MOS-FET31、32的背栅端79连接到各自的源极76。背栅端79也可以连接到偏置电路14。

例如，音叉结构的角速度传感器的检测元件是输出电流的元件。来自角速度传感器的输入电流流过输入端51时，运算放大器64和成为其反馈电阻的MOS-FET31作为电流电压变换器动作。而运算放大器65和MOS-FET32及电阻46一起形成普通的反相放大器。因此，输入端51和输出端52间的增益G为电流电压变换器和反相放大器的各自增益的积。可通过以下的式(19)至(26)的计算求出增益G。

设输入信号例如是从作为信号源的音叉结构的角速度传感器输入的电流信号。计算输出端52的输出电压V52与电源VDD的电源电压Vdd具有多大的依赖性。如果假设运算放大器64、65的开环增益非常大，则以下的三式(19)、(20)、(21)成立。

V52＝V64·G65...(19)

V64＝Iin·Ron31...(20)

G65＝R46/Ron32...(21)

这里，V64是运算放大器64的输出电压，G65是运算放大器65的增益，Iin是从信号源流入的信号电流，Ron31是MOS-FET31的导通电阻，Ron32是MOS-FET32的导通电阻，R46是电阻46的电阻值。这里，MOS-FET的导通电阻如前面图1说明中详细说明的那样，由于图1和图7的偏置电路完全相同，所以Ron31和Ron32可根据式(14)、式(10)如下式(22)、(23)那样表示。即

Ron31＝1/{β31·(-V12)}...(22)

Ron32＝1/[-β32·{R45/(R44+R45)}·Vdd]...(23)

这里，β31、β32分别是MOS-FET31和32的每单位栅极电压的互导，V12是恒压源12的电压。将式(22)和式(23)分别代入式(20)和式(21)，可得到下式(24)、(25)

V64＝Iin/{β31·(-V12)}...(24)

G65＝R64·[-β32·{R45/(R44+R45)}·Vdd]...(25)

而且放大器20d的输出电压V52通过将式(24)和式(25)相乘，可如式(26)那样表示。

V52＝(β32/β31)·{R45/(R44+R45)}·(Vdd/V12)·R46·Iin

                                          ...(26)

在式(26)中，电源电压Vdd以乘法计算的方式代入，所以从该式(26)可知放大器20d的输出电压V52与电源电压Vdd成正比。如果仅比较式(26)和图1中算出的增益的式(17)，则(β32/β31)和最后的R46·Iin有所不同。(β32/β31)之比表示MOS-FET的栅极大小，所以如果将图1的MOS-FET21置换为图7中MOS-FET32，而将图1的MOS-FET22置换为图7中MOS-FET31，则仅最后的R46·Iin有所不同。如果电阻46是通常的固定电阻值，信号源电流固定，则该项没有电源电压依赖性，所以从式(26)可知，放大器20d为与电源电压成正比的放大器。

(第4实施例)

第4实施例涉及采用上述第3实施例的图7的电路来放大正负相互反向的两个信号电流的双输入电源电压比例放大器。图8是第4实施例的电源电压比例放大器的电路图。在图8中，第一电压源的偏置电路11与图1的偏置电路相同，将依赖于电源VDD的电源电压Vdd的偏置电压输出到输出端11a。第二电压源的偏置电路14b是在图1或图7的偏置电路14中将作为缓冲放大器的运算放大器62以电压跟随器形式追加的阈值电压发生电路，产生具有与MOS-FET33、34、35、36的阈值电压大致相同的电位差的正电压。恒压源12a输出恒定电压12d。因此，偏置电路14b的输出为运算放大器62的输出14h。恒压源12a呈现图1所示的恒压源12的具体的电路结构。恒压源12a在运算放大器69的同相输入端(+)上施加由带隙(band gap)基准电路等形成的恒定电压VBG，输出端连接到N沟道MOS-FET37的栅极。MOS-FET37的源极通过电阻47连接到电路地Gr，源极连接到运算放大器69的反相输入端(-)。MOS-FET37的漏极通过电阻48连接到偏置源11的输出端11a。通过该结构，使MOS-FET37变为恒流源，在电阻48的两端可获得恒定电压12d。即使电阻47、48的值偏差大，而如果彼此的相对误差小，则电阻48两端的电压仍是稳定的。在电源VDD的电源电压Vdd变化时，虽然偏置源11的输出电压以相同的比例变动，但电阻48两端的电压是固定的，所以恒压源12a具有与图1、图2、图4、图7所示浮置的恒压源12同样的作用。使栅极上施加恒压源12a的恒定电压12d的MOS-FET33、35的导通电阻保持固定。

图8的放大器20e的电路与图7的放大器20d很相似。图8的MOS-FET33、34及运算放大器66构成的电路结构与图7的MOS-FET31、32及运算放大器64构成的电路结构完全相同。同样，图8的MOS-FET35、36、及运算放大器67的电路结构也与图7的MOS-FET31、32及运算放大器64构成的电路结构相同。图8的电阻49、50及运算放大器68构成的电路构成以MOS-FET34和36为输入电阻时的减法电路(减法器)。因此，放大器20e将从输入端54输入的信号和从输入端53输入的信号的差信号输出到输出端55，同相分量被抵消。如果MOS-FET33和35为相同的元件，MOS-FET34和36为相同的元件，而且将电阻49和50设定为相同的值，则通过使用了运算放大器的减法电路的动作，输出到输出端55的信号电压V55可用式(27)表示。

V55＝(β36/β35)·{R45/(R44+R45)}·(Vdd/V12)·R50·(Iin53-Iin54)

                                                 ...(27)

在式(27)中，R50是电阻50的电阻值，β35、β36分别是MOS-FET35、36的每单位栅极电压的互导。在MOS-FET35和36中，如上述第3实施例中使用式(18)说明的那样，有β∝(W/L)的关系。因此可知，如果沟道长度L相同，则输出电压V55与MOS-FET35的沟道宽度W和MOS-FET36的沟道宽度W的比成正比。在式(27)中，分子为电源电压Vdd，输出的信号电压V55与电源电压Vdd成正比。

所述第1至第4实施例的电源电压比例放大器的频率特性由使用的MOS-FET和运算放大器的基本频率特性来确定。在使用目前可得到的MOS-FET和运算放大器情况下的可放大的最高频率例如为10MHz左右。即，可以放大10MHz左右的输入信号。而增益与电源电压的变动成正比的频率范围例如为1MHz左右。

(第5实施例)

本发明第5实施例涉及采用上述第4实施例的电源电压比例放大器的角速度传感器装置。图9是具有与使用图12说明现有技术的角速度传感器装置类似的电路的角速度传感器装置的方框图。在图9中，与图12不同的部分是比较电压发生电路15和第二放大器42。其他部分与图12的结构相同。以下简单地说明图9的角速度传感器的结构。角速度传感器10具有在通过支撑杆100支撑其中央部的连结板107的两端安装了振动元件的音叉结构。在连结板107的一个端部安装将压电电气元件粘结在振动元件上的驱动元件101。驱动元件101是成为音叉振动的驱动源的激励部。在驱动元件101的上端，连结检测与角速度对应产生的科里奥利力(Coriolis’s force)的检测元件103。在连结板107的另一端安装将压电电气元件粘结在振动元件上的电平检测元件102。电平检测元件102是用于检测作为音叉振动的振幅电平的振动电平检测部。在电平检测元件102的上端，连结与角速度对应产生的科里奥利力的检测元件104。

与角速度传感器10的电平检测元件102连接的端133连接到第一放大器111的输入端，电平检测元件102产生的基于表面电荷的输入信号Vin输入到第一放大器111并被放大。放大器111的输出电压Vm输入到整流器122、可变增益放大器125及相位检波器127。输出电压Vm被整流器122整流，通过由电阻143和电容器144构成的平滑电路123平滑后输入到可变增益放大器125的加法器125a的负输入端。在加法器125a的正输入端上，施加比较电压发生电路15的正的比较电压Vr。比较电压发生电路15是负端被连接到电路地Gr的带隙恒压源等恒压源。加法器125a将平滑电路123的输出电压和比较电压Vr之差的电压施加在通过可变增益放大器125内的电压控制可改变增益的放大器125b上。放大器125b通过输入到加法器125a的两个电压的电压差来控制增益，该受控制的输出信号从角速度传感器10的驱动端130向驱动元件101施加，将其驱动。

第一放大器111的输出被可变增益放大器125放大后从角速度传感器10的端130施加在驱动元件101上，所以包含放大器111、整流器122、平滑电路123、可变增益放大器125及角速度传感器10的环形电路构成具有自动增益控制功能的正弦波振荡电路。以下将这种环形电路称为‘AGC环形电路’。由AGC环形电路控制第一放大器111的输出电压Vm，以使其振幅固定。通过将比较电压发生器15的电压固定，可使AGC环形电路按固定电压方式动作而与电源电压Vdd的变动无关。因此，从检测压电元件103、104输出的电荷量也不受电源电压Vdd的影响。，通过使接在具有与电源电压Vdd成正比的放大率的第二放大器42之后的相位检波器127和直流放大器118没有电源电压依赖性，从而，使输出到角速度信号输出端119上的信号输出、即角速度传感器装置的输出因作为电源电压比例放大器的第二放大器的电源电压依赖性而具有电源电压依赖性。

在图9中，第二放大器42是图8所示的所述第4实施例的电源电压比例放大器42。电源电压比例放大器42的两个输入端53、54分别连接到检测元件103、104的输出端131、132。电源电压比例放大器42的输出端55连接到相位检波器127的第二输入端。

相位检波器127检波后的输出由直流放大器118进行直流放大，从输出端11输出具有与电源电压Vdd成正比的电平的表示角速度的输出信号。

下面使用图10、图11说明图9所示的角速度传感器装置的电源电压响应特性。图10是表示在提供固定的角速度的状态下，使电源电压Vdd以正弦波方式变动，并改变其频率时，电源电压的变动和输出电压变动比(dB)的关系。输出端119的输出电压Vout的输出电压变动比(dB)用电源电压Vdd的电源电压变动率RVdd和输出电压Vout的输出电压变动率RVout之比RVout/RVdd表不。例如，在电源电压Vdd上升10％时，输出电压Vout也上升10％时，输出电压变动比RVout/RVdd为0dB。在本实施例的角速度传感器装置中，电源电压Vdd的变动频率为fe以下时，输出电压Vout与电源电压Vdd成正比变动。因此，电源电压变动率RVdd和输出电压变动率RVout为相同的值，输出电压变动比为0dB。在电源电压Vdd的变动快、以fe以上的高频率变动情况下，输出电压变动率RVout比电源电压变动率RVdd小。因此，电压变动比如图10的曲线那样变得小于0dB。频率fe例如为1KHz～2KHz，与图12所示的现有的角速度传感器相比，在10倍以上。如以上那样，在本发明的角速度传感器装置中，即使在电源电压Vdd在2KHz左右的变动频率下变动的情况下，也可获得增益与电源电压成正比的放大特性，可以获得正确的角速度检测值。在图13所示的现有的角速度传感器装置中的没有谐振频率fr下的峰值。在2KHz以上的高频时产生衰减是由设置在相位检波器127内的滤波电路的特性引起的。

图11(a)表示在检测固定的角速度的状态下电源电压Vdd呈阶梯状只上升A％时的状态。图11(b)表示即使电源电压Vdd上升，AGC环形电路内的输出电压Vm也不变化的情况。图11(c)示出表示角速度的输出电压Vout的变动。如图10中说明的那样，除了因相位检波器127的滤波电路的影响而使起动被延迟以外，在输出电压Vout上不会产生振铃等。

以上，说明了本发明的实施方式，但本发明不限于这些实施方式，在不脱离本发明的技术范围的情况下，可进行各种变形。此外，本发明的电源电压比例放大器的应用范围不限于上述音叉结构的角速度传感器，也可以应用于其他结构的角速度传感器及其他各种各样的电子装置的放大器。

Claims (3)

1.一种角速度传感器装置，包括：

激励部，向振动体提供振动；

振动电平检测部，检测振动体的振动电平；

科里奥利力检测部，检测由角速度产生的科里奥利力；

第一放大器，放大所述振动电平检测部的输出信号；

整流电路，对所述第一放大器的输出信号进行整流，获得直流电压；

比较电压发生电路，产生不依赖于电源电压的恒定电压；

可变增益放大器，输入所述第一放大器的输出信号，并根据所述整流电路的输出值与所述比较电压发生电路的输出值之差，来改变放大率；

第二放大器，将所述科里奥利力检测部的输出信号输入到输入端并进行放大；

相位检波器，根据所述振动体的振动频率，对所述第二放大器的输出电压进行相位检波；以及

直流放大器，对所述相位检波器的输出进行直流放大，

该角速度传感器装置的特征在于，

所述第二放大器具有与所述电源电压成比例的放大率。

2.根据权利要求1记载的角速度传感器装置，其特征在于，

所述第二放大器包括：

运算放大器，具有同相输入端、反相输入端和输出端；

第一P沟道的MOS晶体管，具有与所述输出端连接的漏极端、以及与所述反相输入端连接的源极端；

第二P沟道的MOS晶体管，具有与所述第二放大器的所述输入端连接的漏极端、以及与所述反相输入端连接的源极端；

第一电压源，输出将所述电源电压进行分压后的电压；

第二电压源，以所述第一电压源的输出电压为基准，输出具有与所述第一和第二MOS晶体管的阈值电压大致相同的电位差的正电压；以及

第三电压源，以所述第一电压源的输出电压为基准，输出规定的负电压，

所述第二电压源的输出施加在所述同相输入端上，

所述第三电压源的输出施加在所述第一P沟道的MOS晶体管的栅极，

地电位施加在第二P沟道的MOS晶体管的栅极。

3.根据权利要求1记载的角速度传感器装置，其特征在于，

所述第二放大器包括：

运算放大器，具有同相输入端、反相输入端和输出端；

第一N沟道的MOS晶体管，具有与所述输出端连接的漏极端、以及与所述反相输入端连接的源极端；

第二N沟道的MOS晶体管，具有与所述第二放大器的所述输入端连接的漏极端、以及与所述反相输入端连接的源极端；

第一电压源，输出将所述电源电压进行分压后的电压；

第二电压源，以所述第一电压源的输出电压为基准，输出具有与所述第一和第二MOS晶体管的阈值电压大致相同的电位差的负电压；以及

第三电压源，以所述第一电压源的输出电压为基准，输出规定的正电压，

所述第二电压源的输出施加在所述同相输入端上，

所述第三电压源的输出施加在所述第一N沟道的MOS晶体管的栅极，

所述电源电压施加在第二N沟道的MOS晶体管的栅极。

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