CN101305440B - 具有最小化相位噪声用的可调谐滤波器的振荡电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及包括具有第一谐振频率(ω₀)的谐振装置的振荡电路装置(10)，包括压控振荡器装置(10A)。它还包括连接到所述压控振荡器(VCO)装置(10A)的源极节点的可调谐滤波器装置(25)。所述滤波器装置(25)特别包括在第二谐振频率ω_f处谐振的等效电流源，所述第二谐振频率是所述第一谐振频率(α＞0)的n倍，n＝1或2，n等于所述VCO装置振荡所需的开关晶体管最小数量(1，2)。具体而言，滤波器装置包括电感器(2)和并联的电容器(3)，所述电容器(3)适用于进行调谐以便谐振装置(10A)的相位噪声可通过滤波器装置(25)的调谐而降到最低。

Description

具有最小化相位噪声用的可调谐滤波器的振荡电路

技术领域

本发明涉及具有在第一谐振频率处谐振的谐振装置的振荡电路装置，并包括压控振荡器装置。本发明也涉及一种将振荡电路装置的相位噪声最小化的方法，该振荡电路装置包含在第一谐振频率处谐振的谐振装置，并包括压控振荡器装置。

背景技术

包括一个或多个压控振荡器(在下面表示为VCO)的许多不同振荡电路装置已为人所熟知。保持相位噪声尽可能低是至关重要的。常用的VCO拓朴包括共源极/共发射极交叉耦合差分对(cross-coupleddifferential pair)，它吸引人的原因是其较低的相位噪声、稳固的操作及它可制作得非常小。在示出技术发展水平的图1A中，以示意图方式示出在标准配置中的交叉耦合差分对VCO。电流源I_in设置电流偏置。电流源可以基于晶体管，但它也可只包括电阻器。电流源周围可提供有各种滤波器以便抑制噪声。此类配置主要有三个缺陷。第一，电流源生成转换为振荡器相位噪声的噪声。第二，电流源需要有一定的DC压降以便正常工作。这又意味着保留用于VCO核心部分的电压将更少，从而使得所述相位噪声将不会降到最低。第三，RF频率处的电流源的有限阻抗使谐振器负载增加，这也使得相位噪声将不必要地变高。除此之外，有限的阻抗有可能增大电流消耗。

图1B是大致等于图1A配置的备选已知配置，但不同之处在于电流源已去除，即它只是图1A VCO的接地源极节点(source node)形式。通过去除电流源，当然可以消除电流源产生的噪声，并且它不需要额外的电压。但是，与图1A实施例相比，谐振器的负载将增加相当大。此外，此类配置将不能抑制共模信号和扰动，并且因此它将对噪声很敏感。另外，电流消耗会增大。

图1C显示还有的另一个已知配置，它类似于图1A的配置，但图中电流源已替代为电感器，电感器与源极节点中的寄生电容一起在工作频率两倍的频率处谐振，并因此将充当电流源。电感器L₀选择为使得它将在VCO工作频率两倍的频率2xω₀₀处与晶体管源极节点中的总寄生电容一起谐振。在理论上，在2xω₀将具有无限阻抗，这意味着谐振器的负载降到最低，并且它不消耗额外的电压，并只生成小量的噪声。它也可具有噪声滤波效果，并减少谐振器腔的负载。例如，在“RFCMOS VCO中的尾电流噪声抑制”(“Tail current noise suppression inRF CMOS VCOs”by P.Andreani and H.，IEEE Journal of Solid-StateCircuits，Vol.37，No.3，March 2002)和“降低LC振荡器相位噪声的滤波技术”(“A filtering technique to lower LC oscillator phase noise”，byHegazi，E；Sjoland，H；Abidi，A.A.；IEEE Journal of Solid-State Circuits，Vol.36，No.12，Dec.2001)中示出了类似的结构。但是，此类配置将仍有缺陷，首先，电流偏置对栅/基极偏压(bias)变化十分敏感，并因此对温度和工艺变化十分敏感，这类似于图1B的配置。此外，它只在极窄的频带提供优化性能，并且在频率调谐方面表现很差，并且也对工艺变化十分敏感。此问题可能很严重，特别是在低偏移频率时。

这种情况对于单端配置也类似，如也在上面所述的Hegazi等人的文献中所示的考毕之晶体管(Colpitts transistor)。

发明内容

因此，需要如最初所述具有低相位噪声的振荡电路装置。尤其需要一种振荡电路装置，其中，施加的电流偏置使谐振器负载尽可能地少。具体而言，需要一种也具有良好切换性能，即高切换速率的振荡电路装置。此外，需要一种稳固且具有低电流消耗的装置。具体而言，需要一种在宽频带中具有良好性能，并且对工艺变化不敏感，具有稳定电流偏置，即对栅/基极偏压等不敏感的装置。具体而言，需要一种能够在宽频带中在低偏移频率处也具有高性能，又可制作成小尺寸器件的装置。还需要一种便宜且易于制造，且具有极低相位噪声的装置。

也需要如最初所述将振荡电路装置相位噪声降到最低的方法，通过该方法可实现一个或多个上述目的。

因此，提供了如最初所述的振荡电路装置，该装置包括连接到压控振荡器(VCO)装置的可调谐滤波器装置。所述滤波器装置在第二谐振频率ω_f谐振，其中第二谐振频率是所述第一谐振频率的n倍，n＝1或2，n等于形成振荡电路装置的VCO使VCO在所述第一(工作)频率处振荡所需的功能开关晶体管的最小数量。滤波器装置可调谐，使得谐振装置的相位噪声降到最低。所述滤波器装置具体而言包括等效电流源，该电流源包括与电容器并联的电感器，所述电容器适于进行调谐，使得谐振装置的相位噪声降到最低。

具体而言，可调谐滤波器装置分别相应地连接到FET或双极晶体管的源极节点或发射极节点。具体而言，可调谐电容器适用于进行调谐，以最大化在压控振荡器的源极/发射极节点或交叉耦合差分对压控振荡器的共源极/发射极节点的电压幅度。具体而言，滤波器装置适用于最大化所述第二谐振频率ω_f处的阻抗。

在特定实现中，电路装置包括或连接到控制部件，该控制部件适用于确定(establish)要施加到可调谐滤波器，具体而言施加到滤波器装置的可调谐电容器的最佳调谐电压(或电流)。

具体而言，控制部件包括适用于最大化第二谐振频率幅度的控制电路。在一个实施例中，控制部件包括用于感测第二谐振频率处谐振的信号第二谐振频率信号幅度的幅度检测器，和用于检测幅度是否变化(减小或增大)的第二幅度变化检测控制部件。在一个实施例中，所述幅度变化检测和控制部件包括用于获取(take)所述第二谐振频率信号幅度导数的微分器。所述第二幅度变化检测控制部件可包括用于控制开关的开关控制部件，由此所述开关控制部件可适用于控制开关，在第一位置处充当包括电压(或电流)增大电路的电压(或电流)调节电路，并且在另一位置充当电压(或电流)减小电路。具体而言，所述电压增大电路包括用于将电压斜坡式递增(ramp)到预设最大电压的电压增压(pump up)电路，而所述电压减小电路包括用于将电压斜坡式递减到预设最小电压的电压减压(pump down)电路。

在一个有利实现中，开关控制部件适用于选择电压(或电流)增大电路和电压(或电流)减小电路中哪个要连接到源极/发射极节点。在特定实现中，控制部件包括用于控制适用于调谐源极/发射极节点变容二极管的调谐电压的调谐电压控制部件。具体而言，第二幅度变化检测控制部件包括用于获取输出AC信号幅度的导数的微分器。具体而言，开关激励器适用于在输入信号，即导数为负数时激活开关，而在激活状态中，开关适用于激活电压增大/减小部件，或反之亦然。

在本发明的特定实施例，振荡电路装置包括交叉耦合差分对VCO，并且此处对于其两个开关晶体管，源极节点是共同的。因此，第二谐振频率，即滤波器装置的谐振频率，或更具体而言等效电流源的谐振频率为2xω₀，，因此n等于2。在此类实施例中，滤波器装置设置在共源极节点。在特定实现中，对于包括n-MOS-p-MOS晶体管对的差分结构而言，滤波器装置设置在n-MOS晶体管的源极节点。

尤其是VCO包括n-MOS互补VCO，并且可调谐滤波器装置可设置在n-MOS晶体管的源极节点、在p-MOS晶体管的源极节点，或者可调谐滤波器装置可同时设置在p-MOS晶体管和n-MOS晶体管的源极节点，但这不会进一步提高性能。

在本发明的备选实现中，振荡电路装置包括单端VCO，例如包括考毕之振荡器。在该情况下，滤波器装置的第二谐振频率，例如等效电流源的谐振频率为ω₀，n因此等于1。振荡电路或晶体管装置可使用CMOS技术、FET、HEMT实现，但它也可包括双极晶体管。本发明构思对于CMOS实现特别有利。

应明白的是，许多不同的VCO实现是可能的，例如，也是单端考毕之VCO的差分实现，例如具有两个可调谐滤波器装置，但应在振荡器频率处并联谐振，即在第一谐振频率ω₀，而不是在两倍振荡频率，即在ω_f＝ω₀，而不是2ω₀处，这是因为实际上功能开关晶体管的数量在工作频率ω₀处是VCO之一(只有一个需要用于振荡)。

但是，对于一个或多个晶体管差分对(交叉耦合、发射极-源极互连)，(可调谐滤波器装置的)第二振荡频率应始终为ω_f＝2ω₀，即n＝2。

逻辑概念功能开关晶体管已引入以表示第二谐振频率取决于VCO装置在第一谐振频率处振荡所需的开关晶体管的最小数量，并且它与VCO装置开关晶体管的实际数量无关。本发明概念也可以表示为，对于差分交叉耦合对，第二谐振频率应为第二谐波(2ω₀)，并且对于单端结构(差分或不差分)，它为工作频率(ω₀)。

为解决上述问题，也提供了如最初所述的方法，它包括以下步骤：连接可调谐滤波器装置到压控振荡器装置；调谐滤波器装置，例如通过施加电压，使得滤波器装置将在某个频率处谐振，该频率大致为所述第一谐振频率的整数倍n，n＝1；2，并且相应于振荡电路装置在第一谐振频率处振荡所需的功能开关晶体管的最小数量。具体而言，可调谐滤波器装置相应地连接到FET或双极性实现的VCO装置的源极节点/发射极节点。具体而言，方法包括以下步骤：通过将可调谐电容器和电感器并联，而提供适于在所述第二谐振频率处谐振的滤波器装置。具体而言，调谐步骤包括：调谐滤波器装置，具体而言是其可调谐电容器，使得在压控振荡器(单端结构)的源极/发射极节点处的电压幅度最大化，或在包括交叉耦合差分对VCO的差分对结构的压控振荡器的共源极/发射极节点处的电压幅度最大化。另外或备选，方法包括以下步骤：在控制过程中使用包括自动查找最佳(变容二极管)的调谐电压的控制电路的控制部件。具体而言，控制过程包括以下步骤：确定第二谐振频率的幅度，例如在源极节点中信号的第n次谐波；确定幅度是否在减小和/或是否在增大；控制调谐电压(施加到可调谐电容器)，使得幅度增大。这意味着可能知道幅度是否在增大和是否在减小，或者足以确定它是否在减小，在此种情况下幅度必须增大，或者仅确定它是否在增大，在此种情况下负响应指示它在减小，并且调谐电压应受到控制，以使得幅度将增大。具体而言，确定幅度是否在变化或增大/减小的步骤包括：使用微分器获取在源极/发射极节点中的或在包括差分交叉耦合对结构时共源极/发射极节点中的相关第n次谐波信号幅度的导数。

应明白的是，本发明概念涵盖可调谐并且在所述二谐振频率处具有高阻抗的不同类型滤波器装置。滤波器的一个示例包括电感器和串联的变容二极管，它们与另一电感器并联。另一个示例涉及λ/4传输线滤波器。也可能有不止一个可调谐滤波器装置，例如用于不同形式的单端考毕之VCO，而且也用于其它结构。

附图说明

下面将以非限制性方式并参考附图进一步描述本发明，其中：

图1A示出电流源设置电流偏置的标准配置中的交叉耦合差分对VCO；

图1B示出如图1A中的交叉耦合差分对VCO，但其中已去除了电流源；

图1C示出根据现有技术的如图1A中的装置，其中电流源已替代为电感器；

图2示出根据本发明概念的、包括交叉耦合差分对VCO的装置第一实现；

图3示出本发明概念的第二实现，其中振荡电路装置包括考毕之晶体管；

图4A示出振荡电路装置包括差分形式单端考毕之VCO的实施例；

图4B示出包括差分形式单端VCO的振荡电路装置备选实现；

图5示出振荡电路装置包括n-MOS-p-MOS互补VCO的本发明实施例；

图6示出包括n-MOS-p-MOS互补VCO的振荡电路装置的备选实施例；

图7示出如图2中所示的、但还包括控制电路的装置；

图8是示范控制电路的示意方框图；

图9是可在图8控制电路中使用的幅度检测器示例；

图10是优化幅度的示范电路方框图；

图11示出滤波器装置的另一示例；以及

图12示出滤波器装置还有的另一示例。

具体实施方式

示出现有技术的图1A-1C和与其相关联缺点已在前面背景技术部分中论述，它们构成了提供有电压V_DD，并包括第一和第二开关晶体管1₀₁、1₀₂及变容二极管(varactor)C₀₁的交叉耦合差分对VCO 10₀₁、10₀₂、10₀₃的标准配置。变容二极管C₀₁例如可实现为MOS电容器，或者实现为p-n结等。因此，如背景技术部分中所述，电流源I_in用于设置图1A实现中的电流偏置，而图1B只示出接地变化，并且图1C示出电源流已替代为电感器L₀₁的装置。

图2示出本发明的第一实施例。振荡电路装置10此处以常规方式包括交叉耦合差分对VCO结构。第一(功能)开关晶体管1₁和第二(功能)开关晶体管1₂由馈入电压V_DD馈电，并且包括具有电感器L₁、L₁和变容二极管C₁的谐振器腔。但是根据本发明，具有电感器L_f 2和并联的可调谐电容器C_c3的滤波器装置25设置在功能开关晶体管1₁、1₂的共源极节点。通过设置可调谐电容器3和并联的电感器2，可能通过将变容二极管3调谐为适当的电压/电容而将在频率和工艺变化上的交叉耦合差分对VCO的相位噪声降到最低。交叉耦合差分VCO结构此处假设为在谐振频率ω₀谐振。对于此类交叉耦合差分对VCO结构，人们发现，此处包括电感器2和可调谐电容器(变容二极管)3的滤波器装置应在频率2xω₀谐振，并且滤波器装置25的阻抗可在整个调谐阶段被优化或最大化。根据本发明，可以看到，很细致地调谐变容二极管3电压可大大降低相位噪声，特别是在低偏置电压时。例如，在1kHz偏移，降低实际上可超过10dB。这对于由于CMOS晶体管中高1/f噪声而使相位噪声在低偏移处较高的CMOS VCO特别重要。应明白的是，源极节点中的滤波器装置可具有不同配置，并且不限于图2所示的特定实现。有关滤波器装置的要求是对于交叉耦合差分对结构，它应在二次谐波，即在2xω₀具有尽可能高的阻抗，并且当然它要可调谐，例如，包括一个或多个可调谐电容器或变容二极管。在备选实施实施例中，滤波器装置可包括可调谐延迟线路、介电常数可调谐的可调谐介电滤波器等。根据本发明，人们发现，要将相位噪声降到最低，滤波器的阻抗应最大化。如果选择的变容二极管调谐电压使得在源极(发射极)节点的电压幅度A最大化，则这可有利地实现。这可以许多不同方式实现。在一些实现中，滤波器装置具有的配置使得它另外具有在DC尽可能低的阻抗。但由于来自接地的噪声可能到达或影响振荡器，因此，这并不是总是有利。但是，低阻抗意味着不需要压降或只需要低压降，这是有利的。

备选滤波器配置例如可包括提供有可调谐部件的SAW(表面声波)滤波器，例如，如下面参照图11、图12所述的变容二极管或滤波器装置。

对于二极管实现，滤波器装置应在发射极节点提供。

图3示出包括单端VCO结构20的备选实施例，该结构包括晶体管1₃、谐振器腔(包括电感器L₁₁、电容器C₁₁、C₂₂)，在源极节点提供有如图2中所示包括并联的电感器L_f2₃和可调谐电容器或变容二极管C_c3₃的滤波器装置。此处，单端结构包括考毕之振荡器。在此实例中，包括滤波器电感器2₃和可调谐电容器3₃的滤波器装置也在ω₀具有谐振频率，即它在考毕之振荡器的工作频率处谐振，而不是例如图2所示用于交叉耦合差分对结构的二次谐波处。根据不同的实施例，偏置电流源可连接到滤波器装置，而在其它实施例中，没有连接到图3所示滤波器装置的偏置电流源。在其它方面，功能运行类似于参照图2所述，并且也将如参照图4-10所述，不同之处在于用于滤波器装置的谐振频率也为ω₀。即，对于单端结构n＝1(n为要乘以VCO结构谐振频率的因子)，也对于差分结构，不同于用于具有两个功能开关晶体管的差分对结构，在频率ω₀处谐振，其中滤波器装置应在2xω₀谐振，即n＝2，相应于功能开关晶体管的数量。对于具有一个功能开关晶体管的差分结构，参见图4A、图4B，n＝1。即使有不止一个开关晶体管，也只有一个差分输出信号，并且开关晶体管不是交叉耦合并且具有两个反馈环。

图4A示出包括单端考毕之VCO差分实现的振荡电路装置30A，该VCO包括两个镜像和互连的单端考毕之VCO，参见图3。因此，类似于图3装置的可调谐滤波器装置25_2A连接到晶体管1₄₁的源极，并且另一可调谐滤波器装置25_2B连接到另一晶体管1₄₂的源极。两个源极滤波器装置25_2A、25_2B在振荡频率ω₀处并联谐振，即，ω_f＝ω₀，而不是如图2的交叉连接差分对结构中一样在2ω₀谐振。

图4B示出实现差分单端考毕之VCO的另一方式，可调谐滤波器装置25_3A、25_3B连接到两个晶体管1₅₁、1₅₂的相应源极。功能运行的原理与图4A中所示装置的原理相同。

图5示出一个包括n-MOS-n-MOS互补VCO的振荡电路装置40，该VCO包括两个p-MOS晶体管1₆₃、1₆₄和两个n-MOS晶体管1₆₁、1₆₂。包括可调谐电容器3₆和并联的电感器2₆的可调谐滤波器装置25₄连接到n-MOS晶体管1₆₁、1₆₂的共源极。功能运行与参照图2所述的功能运行相同。

图6示出n-MOS-p-MOS互补VCO还有的另一实现，该VCO包括具有n-MOS晶体管1₇₁、1₇₂和p-MOS晶体管1₇₃、1₇₄的电路装置50和可调谐滤波器装置25₅，而可调谐滤波器装置包括可调谐电容器3₇和并联的电感器2₇，并连接到p-MOS晶体管1₇₃、1₇₄的源极。在其它方面，功能运行等于图5和图2的功能运行。

为便于确定正确的变容二极管调谐电压，即施加到滤波器装置可调谐电容器的调谐电压，可提供控制部件，这是因为在实际应用中，由于成本原因，手动调谐经常无法实现，即，它不适用于低成本应用。图7示出提供了控制电路4的实施例一个示例，该控制电路优选适用于自动查找与滤波器电感器L_f2′并联提供的可调谐电容器C_c3′的最佳调谐电压，优选独立于工作频率和任何工艺变化。因此，控制电路4应能够优化变容二极管调谐电压，使得相位噪声可降到最低。

但是，相位噪声难以测量，并且它的一个后果是控制电路也难以自动将相位噪声降到最低。因此，如上所述，根据本发明，建议将晶体管1₁′、1₂′源极(发射极)节点的第二谐波幅度(适用于具有两个开关晶体管的交叉耦合差分实现)最大化。为此，可使用控制电路4，参见图7。人们认识到，如果固定其它一切，只调谐滤波器装置，则相位噪声具有与在第二谐振幅度中最大值相一致的最小值(适用于差分结构；适用于在第一谐振频率的振荡频率处的单端(差分或不差分)实现)。对于图7中所示振荡电路装置60，二次谐波振幅度在滤波器装置的源极滤波器谐振时将具有最大值，并且那是谐振器负载最少(通过偏置)并且因此可预期最低相位噪声之处。

应明白，控制电路可以许多不同方式实现。

图8是示出控制电路4一个示例的方框图。在此特定实施例中，控制电路4分别包括幅度检测器5、微分器6、开关激励器7及电压增压电路8和电压减压电路9，在电压幅度要变化，即增大/减小时，电路8，9任意之一可提供到源极节点(滤波器)变容二极管的输入。根据此实施例，参见图2和图4，电路实际上的功能运行使得幅度检测器5检测到在此实例中为差分对结构VCO源极节点中第二谐波信号的幅度A。在此实例中，微分器6随后获取检测到幅度A的导数。在特定实施例中，如果导数为正数，则幅度在增大，并且因此无需采取措施，在图中通过带“+”的箭头指示。另一方面，如果导数为负数，则幅度在减小，并且因此，施加到源极节点变容二极管，即可调谐变容二极管3′(图4)的调谐电压需要反方向斜坡式变化。这通过到开关激励器7的输入信号(以图中事业“-”的箭头指示)而实现，激励器随后适当地激活开关，即确定与增压电路8或减压电路9的连接。如果输入信号不是负信号(-)，则开关激励器将如上所述不采取任何措施，即，微分器输出是正信号。

递增电路8能够将电压斜坡式递增到预设的最大值，优选但不是必需带有大时间常数。递减电路9以类似方式将电压斜坡式递减到预设的最小值。开关7′选择要连接到的输出并因此连接到至可调谐源极节点变容二极管3′的递增电路8或递减电路9。

应明白的是，节点的幅度A可以许多不同的方式检测。

图9以示意图方式示出可在幅度检测器5中使用或作为幅度检测器5使用的电路一个示例。但是，检测AC信号幅度有许多备选方式，并且本发明当然不限于检测幅度的此特定电路或此特定方式。输出是DC或近DC信号，在适当选择包括电阻器13和电容器13₂的输出RC低通滤波器部件值的条件下，该信号随输入AC信号的幅度单调地增大。

在两个晶体管11₁、11₂源极节点的幅度A的DC分量与输入信号幅度成比例。

在输入端，示出了偏压电容器12₂和偏压电阻器12₁。例如在“适用于无线应用的具有自动幅度控制的低噪声、低功率VCO”(“Alow-noise，low-power VCO with automatic amplitude control for wirelessapplications”by M.Margarit et al.in IEEE Journal of solid-state circuits，Vol.34，No.6，June 1999)中示出此类或类似的幅度检测电路。

图10以示意图方式示出优化幅度A的示范电路方框图，示范电路包括微分器6和相应执行开关激励器7、开关7′和增压/减压电路8，9功能的部件。例如图6幅度检测电路5等幅度检测电路的输出信号施加到微分器6。微分器6的输出施加到比较器7₁，而比较器的输出在幅度A的导数(此处表示为dVin/dt，Vin是幅度检测器的输入)为正数时转高，并且在幅度的导数为负数时其输出转低。比较器7₁的输出施加到D触发器7₂的时钟输入。触发器的D输入连接到Q-输出。无论何时激活时钟，均会更改触发器的D输出。如果触发器的Q输出仅在幅度导数dVin/dt(或dA/dt)为负数时才更改，则图7的电路工作正常。因此，触发器应由时钟的负缘(negative flank)激活。必要时，可为此目的在触发器前提供逆变器(未示出)。也可在D触发器后提供另一逆变器以确保足够的驱动能力。

应明白的是，这只是构成此类电路可如何工作的一个特定示例，并且有几个可能的备选配置和修改，修改和改进可根据相关应用的特定需要和要求而进行。

功能运行对于单端实现是类似的，例如，如图3、图4A、图4B所示，应用到考毕之晶体管的控制电路。

图11示出用于源极节点的备选滤波器装置25₆。它包括电感器L₁2₈₁和并联的电感器L₂2₈₂及与后者串联的可调谐的电容器C3₈。

${2\mathrm{\ω}}_0=\sqrt{\frac{1}{C(L_1+L_2)}}$

其中，ω₀是工作的VCO频率。在此频率，滤波器并联谐振，并因此提供高阻抗。

L₁必须也选择为足够大，以便在

${\mathrm{\ω}}_s=\sqrt{\frac{1}{{\mathrm{CL}}_2}}$

时滤波器串联谐振不会太接近于并联谐振。

电容器C3₈或部分电容器应可调谐。

可使用的滤波器装置25₇另一示例包括λ/4传输线滤波器，例如，如图12所示。对地短路终接的λ/4传输线2₉将在波长λ处表现出无限阻抗。为使滤波器可调谐，可将并联变容二极管C₁添加到滤波器。可沿传输线将变容二极管3₉放置在其它位置，或者可沿线路分布几个变容二极。传输线的长度应选择为使得它与变容二极管的组合可在差分结构的VCO工的作频率的两倍频率处表现出高阻抗。因此，它的长度可以不是正好λ/4。DC调谐电压施加到变容二极管C₁3₉(对于AC这实际上是接地的。)

本发明的优点是可以简单、低成本和有效的方式将相位噪声降到最低。一个特定的优点是可在宽的调谐范围内自动将相位噪声降到最低。本发明还有的优点是滤波器装置的供应无需另外的净空(headroom)，并且大体上未增加噪声。此外，一个优点是可相对于源极/发射极节点阻抗而找到用于最低相位噪声的最佳操作。

应明白的是，在不脱离本发明概念的情况下，在随附权利要求书范围内，本发明可以多种方式改变。它适用于多种不同的VCO拓朴。该装置特别有利于基于差分对的VCO，并且也应明白，用于幅度检测的电路和用于优化幅度的电路可在实现控制电路的情况下采取许多不同的形式。通常，控制电路可以用许多不同的方式提供。此外，包括可调谐变容二极管和并联的电感器的滤波器装置也可替代为其它通常更复杂的可调谐滤波器装置，这些装置如本文所定义一样，在其第二谐振频率处具有高阻抗。此外，开关晶体管的数量可与明确示出的不同。

Claims (16)

1.一种包括具有第一谐振频率ω₀的谐振装置的振荡电路装置(10；20；30A；30B；40；50；60)，包括具有至少一个开关晶体管(1₁，1₂；1₃；1₄₁，1₄₂；1₅₁，1₅₂；1₆₁，1₆₂，1₆₃，1₆₄；1₇₁，1₇₂，1₇₃；1₇₄；1₁′，1₂′)的压控振荡器装置，其特征在于，

它包括连接到所述压控振荡器装置的可调谐滤波器装置(25；25₁；25_2A，25_2B；25_3A，25_3B；25₄；25₅；25₆；25₇)，所述滤波器装置(25；25₁；25_2A，25_2B；25_3A，25_3B；25₄；25₅；25₆；25₇)适用于在第二谐振频率ω_f处谐振，所述第二谐振频率是所述第一谐振频率ω₀的n倍，n＝1或2，且等于所述压控振荡器装置在所述第一谐振频率处振荡所需的所述压控振荡器装置的功能开关晶体管数量，所述滤波器装置(25；25₁；25_2A，25_2B；25_3A，25_3B；25₄；25₅；25₆；25₇)适用于进行调谐，以便所述振荡电路装置的相位噪声可通过所述滤波器装置(25；25₁；25_2A，25_2B；25_3A，25_3B；25₄；25₅；25₆；25₇)的调谐而降到最低，

其中，所述振荡电路装置还包括适用于确定要施加到所述滤波器装置(25；25₁；25_2A，25_2B；25_3A，25_3B；25₄；25₅；25₆；25₇)的最优化调谐电压或电流的控制部件(4)，

其中，所述控制部件(4)包括控制电路，且所述控制电路适用于最大化所述第二谐振频率ω_f处的幅度，所述控制部件(4)包括用于感测所述第二谐振频率ω_f处谐振的信号的幅度的幅度检测器(5)。

2.如权利要求1所述的振荡电路装置，其特征在于，

所述可调谐滤波器装置(25；25₁；25_2A，25_2B；25_3A，25_3B；25₄；25₅；25₆；25₇)连接到FET晶体管实现的所述功能开关晶体管的源极节点，或者连接到双极晶体管实现的所述功能开关晶体管的发射极节点。

3.如权利要求1或2所述的振荡电路装置，其特征在于，

所述滤波器装置(25；25₁；25_2A，25_2B；25_3A，25_3B；25₄；25₅；25₆；25₇)包括等效电流源，所述等效电流源包括与可调谐电容器(3；3₃；3_4A；3₄B；3_5A，3_5B；3₆；3₇；3′；3₈；3₉)并联的电感器(2；2₃；2₆；2_4A；2_4B；2_5A；2_5B；2₆；2₇；2′)，所述电容器适用于进行调谐以便所述振荡电路装置的所述相位噪声最小化，或者包括与另一电感器(2₈₂)并联的电感器(2₈₁)，所述另一电感器与可调谐电容器(3₈)串联，或者包括具有可调谐电容器(39)的λ/4传输线(2₉)。

4.如权利要求3所述的振荡电路装置，其特征在于，

所述滤波器装置(25；25₁；25_2A，25_2B；25_3A，25_3B；25₄；25₅；25₆；25₇)适用于进行调谐以最大化所述第二谐振频率ω_f处的阻抗，或者所述可调谐电容器(3；3₃；3_4A；3₄B；3_5A，3_5B；3₆；3₇；3′；3₈；3₉)适用于进行调谐以便最大化所述压控振荡器装置的源极或发射极节点处的电压幅度(A)。

5.如权利要求1或2所述的振荡电路装置，其特征在于，

所述压控振荡器装置包括CMOS压控振荡器。

6.如权利要求3所述的振荡电路装置，其特征在于，

所述控制部件(4)适用于确定要施加到所述可调谐电容器(3；3₃；3_4A；3_4B；3_5A，3_5B；3₆；3₇；3′；3₈；3₉)的最优化调谐电压或电流。

7.如权利要求1所述的振荡电路装置，其特征在于，

所述控制部件(4)包括用于检测所述幅度是否变化，即减小或增大的第二幅度变化检测和控制部件。

8.如权利要求7所述的振荡电路装置，其特征在于，

所述第二幅度变化检测和控制部件包括用于获取所述第二谐振频率信号幅度导数的微分器(6)。

9.如权利要求7或8所述的振荡电路装置，其特征在于，

所述第二幅度变化检测和控制部件包括用于控制开关(7′)的开关控制部件(7)，所述开关(7′)能够激活包括电压或电流增大电路和/或电压或电流减小电路的电压或电流调节电路，所述电压增大电路包括用于将所述电压斜坡式增加到预设最大电压(V_max)的电压增压电路(81)，所述电压减小电路包括用于将所述电压斜坡式减小到预设最小电压的电压减压(9)电路。

10.如权利要求9所述的振荡电路装置，其特征在于，

所述开关控制部件(7)适用于在检测到所述幅度(A)在减小时，相应地选择所述电压或电流增大电路和所述电压或电流减小电路中的哪个要连接到源极或发射极节点。

11.如权利要求7-8任一项所述的振荡电路装置，其特征在于，

所述控制部件(4)包括用于控制适用于调谐源极节点变容二极管的调谐电压的调谐电压控制部件，且所述第二幅度变化检测和控制部件包括用于获取输入到所述幅度检测器的AC信号的幅度(A)的导数的微分器(6)。

12.如权利要求9所述的振荡电路装置，其特征在于，

开关控制部件包括开关激励器(7)，所述激励器适用于在输入信号，即所述导数为负数时激活切换，且在激活状态时所述开关适用于激活电压增大部件或电压减小部件。

13.如权利要求1或2所述的振荡电路装置，其特征在于，

它包括具有两个功能开关晶体管的交叉耦合差分对压控振荡器，且源极或发射极节点对于所述两个功能开关晶体管是公用的。

14.如权利要求13所述的振荡电路装置，其特征在于，

所述滤波器装置的谐振频率，即所述第二谐振频率为2ω₀，n因此等于2。

15.如权利要求14所述的振荡电路装置，其特征在于，

所述压控振荡器装置包括n-MOS-p-MOS互补压控振荡器，所述n-MOS-p-MOS互补压控振荡器包括两个p-MOS晶体管和两个n-MOS晶体管，

且所述滤波器装置设置在所述两个n-MOS晶体管的源极处或所述两个p-MOS晶体管的源极处。

16.如权利要求1-2任一项所述的振荡电路装置，其特征在于，

它包括单端压控振荡器。

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