CN101242164A - 调整滤波器的方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种调整滤波器的方法与装置，该装置包含：电阻电容组、电压产生器、电流复制单元、比较器、计数器以及校正控制电路；电压产生器产生第一参考电压至第一电阻；电流复制单元依预设比例将第一电流复制成第二电流；比较器在第二电流对可变电容充电时，比较可变电容的充电电压与第二参考电压；计数器在第二电流对可变电容充电时，计算一频率信号的脉冲次数直到充电电压与第二参考电压的值相等；校正控制电路依频率信号的脉冲次数以及目标时间值调整可变电容的电容值。本发明将测量的RC值与目标RC时间常数值做比较，并依据两者之间的差异调整可变电容的电容值，使其测量的RC值最终能等于目标RC时间常数值，提高调整的效率及准确度。

Description

调整滤波器的方法与装置

技术领域

本发明涉及一种用于调整滤波器的装置与相关方法，尤指一种用于调整滤波器的RC时间常数使其达到一固定值的装置与相关方法。

背景技术

随着集成电路技术的快速发展，越来越多的功能已经整合在同一块芯片中。其中由电容与电阻所组成的模拟滤波器电路，更是广泛的应用于电子或是通信产品的芯片中。在设计制造滤波器的过程中，由于滤波器的频率响应正比于电阻值以及电容值，所以需要特别考虑电阻值(R)以及电容值(C)的变化。而且电阻值以及电容值的RC乘积容易随着温度、供应电压以及工艺的影响而变动。这些因工艺或是运作时而发生的变化，有时甚至可使得实际的电阻值与标示的电阻值具有±21％的误差，而实际的电容值与标示的电容值具有±10％的误差。换句话说，严重的时候，整个滤波器实际的RC值与设计所要的RC值可以具有高达±32％的误差。因此传统上在设计这类的模拟滤波器时，都会加入一调整电路，以补偿滤波器的RC值因个别模拟元件产生的误差。

目前常用的解决方案是在设置滤波器的芯片外部设计一个高准确度的电阻与电容以补偿前述的RC值的误差。然而，这样的设计与集成电路设计理念是背道而驰的。因为集成电路设计目的是为了将越来越多的功能整合在同一芯片中，这也是希望减少外部电路的使用面积进而达到降低成本的目的。所以将用来校正RC值的调整电路整合在单一芯片中也逐渐成为设计的发展趋势。

传统校正RC值的方式是参考两种不受温度与工艺影响的参数作为判断依据，这两种参数就是带隙基准电压(bandgap voltage)以及标准时钟频率(clockfrequency)。其中一种校正方式是提供一种主动式电阻来达到调整RC值的目的。主动式电阻是由一金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)形成的等效电阻，利用改变施加于金属氧化物半导体场效应管的偏压来调整至所要的电阻值。更具体来说，金属氧化物半导体场效应管耦接一反馈电路，反馈电路会比较标准时钟频率与滤波器实际的RC值，并依据比较的结果产生一反馈信号并传送给金属氧化物半导体场效应管。金属氧化物半导体场效应管根据反馈信号调整偏压大小以连续地改变对应的电阻值，直到实际的RC值符合所要的目标值。然而这种调整方法的过程中必然会产生连续的反馈信号至金属氧化物半导体场效应管，也因此会增加滤波器的功率耗损。此外，因为金属氧化物半导体场效应管的临界电压(threshold voltage)一般略低于1V(伏特)，所以这样的设计用在低压的环境下(例如1V)，其可变动的补偿偏压范围可能不足以满足主动式滤波器所需要的程度。

有鉴于此，有必要再提供一种可调整滤波器的RC时间常数值的方法与装置以克服上述的问题。

发明内容

本发明的目的提供一种调整滤波器的电容值的方法与装置，使该滤波器达到所要的RC时间常数，以解决上述现有技术的问题。

本发明的一实施例提供一种调整一滤波器的装置，其包含：电阻电容组、电压产生器、电流复制单元、比较器、计数器以及校正控制电路。电阻电容组包含可变电容、第一电阻以及第二电阻，第一电阻串联于第二电阻。电压产生器用来产生第一参考电压予第一电阻，其中第一参考电压通过第二电阻转换成第二参考电压，第二参考电压正比于第一参考电压。电流复制单元用来依据一电流复制比例将第一电流复制成第二电流，第一电流流经第一电阻以及第二电阻。比较器用来在第二电流对可变电容充电时，比较可变电容的充电电压与第二参考电压。计数器用来在第二电流对该可变电容的充电时，计算一频率信号的脉冲次数直到充电电压与第二参考电压的值相等。校正控制电路用来依据频率信号的脉冲次数以及一目标值调整可变电容的电容值，其中目标值对应于一预设RC时间常数。

本发明的另一实施例提供一种调整RC时间常数的方法，其包含下列步骤：提供一目标值，目标值对应一目标RC时间常数；对于第一电阻提供一第一参考电压，第一电阻串联于一第二电阻；依据第一电阻与第二电阻的比值产生一第二参考电压；依据施加于第一电阻的第一参考电压复制一电流；当电流对一可变电容充电时，比较可变电容的充电电压与第二参考电压；利用一计数器计算一频率信号的脉冲次数，直到可变电容的充电电压等于第二参考电压；以及根据目标值以及频率信号的脉冲次数，调整可变电容的电容值直到符合该目标RC时间常数。

本发明将测量的RC值与目标RC时间常数值做比较，并依据两者之间的差异调整该可变电容的电容值，使其测量的RC值最终能等于目标RC时间常数值，提高调整的效率以及准确度。

附图说明

图1为本发明的调整滤波器的装置的示意图。

图2为图1所示的调整滤波器的装置的一实施例的电路图。

图3为参考电压V_ref以及位于图2的节点106的电压的时序图。

图4为记录各种不同通信系统需要的系统时钟信号CLK的频率F_CLK以及其对应的目标脉冲计数值TARGET_N的查询表的示范性示意图。

图5为一可变电容的电容值的变动范围的示意图。

图6为本发明的调整滤波器的装置的另一实施例的电路图。

图7为本发明调整RC时间常数值的方法流程图。

具体实施方式

请参阅图1，图1为本发明一实施例的调整滤波器的装置20的示意图，用于调整RC滤波器电路10。RC滤波器电路10包含多个电阻及电容，所有的电阻与电容都制作在同一晶圆(wafer)上，且所有的电容都与装置20的可变电容22有关。一般来说，如果装置以及RC滤波器电路被制造在同一集成电路中，并且如果装置包含的所有的电容(或电阻)与RC滤波器电路中的电容(或电阻)都是相同的类型，则装置的电容(或电阻)值将随着RC滤波器电路的电容(或电阻)值变化而变化，所以装置和RC滤波器电路的RC时间常数是成正比的。而同一芯片上的电容几乎有相同的误差，因此装置20可依据晶圆上的任一电容以决定每一电容的电容值误差，并据以反馈补偿晶圆上所有电容的电容值误差，最终利用调整电容值以使得实际RC值达到目标RC时间常数值。

图2为图1所示的调整滤波器的装置20的一实施例的电路图。装置20包含带隙基准电压(bandgap voltage)产生器30，输出一稳定的带隙基准电压V_bg，以确保不受供应电压以及操作温度变化影响其稳定性以及一致性的固定电压。运算放大器(operational amplifier)32的输入端因虚接地(virtual ground)效应，使得节点102的电压值亦等于带隙基准电压V_bg，所以流经电阻R的电流I_ref等于V_bg/R。因为电阻值K×R的电阻与具有电阻值R的电阻串联，且有电流I_ref流过，所以节点104的电压V_ref等于(K+1)V_bg。此外，通过电流镜(currentmirror)25产生与电流I_ref呈比例关系的电流I_c，使得流经可变电容C的电流Ic＝(V_bg/R)×(b/a)，其中参数a、b分别表示电流镜25的金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)25a、25b的放大参数。须特别注意的是，由于电压V_ref＝(K+1)V_bg，与电流I_ref无关，所以电路设计人员可适当地调整电阻R的电阻值的比例参数K，使得在不影响电压V_ref大小条件下，降低或增加流经电流I_ref的大小。

请一并参考图2以及图3。图3为图2的参考电压V_ref以及可变电容C的压降V_C的时序图。电流I_C对可变电容C充电导致可变电容C的压降V_C上升，而比较器(comparator)34比较参考电压V_ref与可变电容C的压降V_C是否相等。同时，计数器(counter)35在可变电容C充电期间T_saw中处于致能状态，并以系统时钟信号CLK作为基准开始计算系统时钟信号CLK出现的脉冲次数N，直到比较器34检测到压降V_C等于参考电压信号V_ref为止。一旦压降V_C等于参考电压V_ref，则比较器34输出一停止信号至计数器35使其停止计数，计数器35将累计的脉冲次数N输出至校正控制电路36的输入端COMP。然后校正控制电路36会送出一重置信号RESC至一开关单元38(可由一金属氧化物半导体场效应管实现)。开关单元38在接收到重置信号RESC后打开，以使可变电容C通过开关单元38放电。在可变电容C充电期间T_saw内，可变电容C内的累积电荷Q可以下列方程式表示：

Q＝T_saw×I_C＝T_saw×(V_bg/R)×(b/a)＝C×V_C＝C×(K+1)×V_bg

其中C代表可变电容的电容值，所以可变电容C充电期间T_saw可由下列方程式表示：

T_saw＝C×R×a/b×(K+1)

其中参数a、b、K都是已知。因为系统时钟信号CLK为一稳定可靠的信号，因此可变电容C充电期间T_saw可依据计数器35所累计的系统时钟信号CLK产生的脉冲次数N来决定。换句话说，一旦得到计数器35的输出T_saw/T_clk(其中T_clk表示系统时钟信号CLK的周期)，也就得到可变电容C充电期间T_saw。所以实际测量的RC值可由T_saw、a、b以及K等参数决定。

当接收到计数器35输出的系统时钟信号CLK的脉冲次数N(也可表示可变电容C充电期间T_saw)，校正控制电路36会比较脉冲次数N与一目标脉冲计数值TARGET_N的差异。目标脉冲计数值TARGET_N用来表示一预设RC时间常数，且储存记录于查询表42中。

图4为记录各种不同通信系统需要的系统时钟信号CLK的频率F_CLK以及其对应的目标脉冲计数值TARGET_N的查询表的示范性示意图。如图4所示，查询表42记录多个系统时钟信号CLK的时钟频率F_CLK以及其对应的目标脉冲计数值TARGET_N。查询表42可依据模式选择信号Xtal_Mode挑选出适当的系统时钟信号CLK的时钟频率F_CLK以及对应的目标脉冲计数值TARGET_N。因为通信系统所需要的调整频率F_tuned正比于F_CLK/TARGET_N，所以调整频率F_tuned可以用如下公式表示：

$F_{\mathrm{tuned}}=\frac{b}{a}\×\frac{F_{\mathrm{CLK}}}{2\mathrm{\π}\×\mathrm{TARGET}\_N}$

因为各个通信系统使用的频率频率F_CLK皆不相同，所以查询表42可依据不同的通信系统需求输出选定的调整频率F_tuned查询所对应的时钟频率F_CLK和目标脉冲计数值TARGET_N值。举例来说，如果检测到一模式选择信号Xtal_Mode，其逻辑值为“0000”，则从查询表42中挑选系统时钟信号的频率为13MHz以及对应的目标脉冲计数值TARGET_N为41，并将其传送给校正控制电路36。如此一来，校正控制电路36会依据目标脉冲计数值TARGET_N与测量的脉冲次数N的差异输出一调整码CSEL来调整可变电容C的电容值。再举一例，假设系统时钟信号CLK的周期为50ms，且想要取得的目标RC时间常数值是1000ms。当计数器35所累计的系统时钟信号CLK的脉冲次数N等于19，这意味着所测量到的实际RC值(也就是电阻R的电阻值与可变电容C的电容值的乘积)大约为950ms，不符合目标RC时间常数值1000ms。因此校正控制电路36会依据两者之间的差异产生一调整码CSEL，使得可变电容C的电容值会上调，这样可以使得RC值接近目标RC时间常数值1000ms。上述的步骤会持续进行，直到调整之后的脉冲次数N与目标脉冲计数值TARGET_N之间的差异可以满足要求为止。也就是说，通过如上所述的机制，实际RC值与目标RC时间常数值的误差就可以轻易且准确地获得。最后校正控制电路36输出一调整数字码(digital code)TUNE<4:0>并储存在暂存器40中。

在另一实施例中，计数器35也可以由其它定时器来替代，用来计时可变电容C充电期间T_saw，而查询表42在此实施例所储存的就是各个通信系统所对应的目标时间，目标时间就是表示前述目标脉冲计数值TARGET_N。如此一来，校正控制电路36就可以依据可变电容C充电期间T_saw以及目标时间的差异调整可变电容C的电容值，而不再是利用比较脉冲次数N以及目标脉冲计数值TARGET_N的差异来调整可变电容C的电容值。

请参阅图5，图5为可变电容C的电容值的变动范围的示意图。可变电容C标示的电容值为2pF，但是其可以利用5个比特的调整数字码TUNE<4:0>表示±32％的电容值偏差范围。也就是说，最小有效比特(Least Significant Bit，LSB)表示40fF(2pf×0.64/2⁵)的电容值大小。校正控制电路36可为一数字调整器，可以利用数字调整的方式改变该可变电容C的电容值，可变电容C的补偿范围约为±32％电容值误差。除此之外，为满足不同系统的需要，可以视设计者的需求选用不同补偿范围的可变电容，并不限定使用上述规格的可变电容。此外，上述调整电容值的方式可以采用连续逼近的方式调整电容的电容值，也就是说，如果原本电容值与电阻值的乘积不符合目标RC时间常数值后，则一次调整可变电容的一个比特，接下来再次重复执行上述流程。如果调整后的电容值与原有电阻值的乘积仍不符合目标RC时间常数值，则再次调整可变电容的一个比特，如此不断逼近，直到调整后电容值与原有电阻值的乘积符合目标RC时间常数值为止。

请一并参阅图3以及图6，图6为本发明的另一实施例的调整滤波器的装置60的电路图。为了简化说明，在图6中凡是与图2所示的元件具有相同编号的具有相同的功能。不同于图2，本实施例利用一分压电路取代带隙基准电压产生器。运算放大器32的输入端因虚接地效应，使得节点202的电压值等于1/2×V_C，所以流经电阻R的电流I_ref等于(1/2×V_C)/R。因为电阻值K×R电阻与具有电阻值R的电阻串联，且有电流I_ref流过，所以节点204的电压V_ref等于(1/2×V_C)×(K+1)。此外，通过电流镜25产生与电流I_ref呈比例关系的电流I_C，使得流经可变电容C的电流I_C＝(b/a)×(1/2×V_C)/R，其中参数a、b分别表示电流镜25的金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)25a、25b的放大参数。须特别注意的是，由于电压V_ref＝(1/2×V_C)×(K+1)，与电流I_ref无关，所以电路设计人员可适当地调整电阻R的电阻值的比例参数K，使得在不影响电压V_ref大小条件下，降低或增加流经电流I_ref的大小。

请一并参考图3以及图6。电流I_C对可变电容C充电导致可变电容C的压降V_C上升，而比较器34参考电压V_ref＝(K+1)×(V_C/2)与可变电容C的压降V_C进行比较。在此同时，计数器35在周期T_saw中处于致能状态，并以系统时钟信号CLK作为基准开始计算系统时钟信号CLK出现的脉冲次数N，直到比较器34检测到压降V_C等于参考电压V_ref为止。一旦压降V_C等于参考电压V_ref，比较器34则输出一停止信号至计数器35使其停止计数，并将累计的脉冲次数N输出至校正控制电路36的输入端COMP。而校正控制电路36的输入端COMP在收到计数器35输出的脉冲次数N后，会送出一重置信号RESC至一开关单元38(可由一金属氧化物半导体场效应管实现)。开关单元38在接收到重置信号RESC时会开启以形成一放电路径使可变电容C通过开关单元38放电。在可变电容C充电期间T_saw内，可变电容C内的累积电荷Q可以下列方程式表示：

Q＝T_saw×I_C＝T_saw×(b/a)×(1/2×V_C)/R＝C×V_C＝C×(1/2×V_C)×(K+1)。

其中C代表可变电容的电容值，所以可变电容C充电期间T_saw可由下列方程式表示：

T_saw＝C×R×(K+1)×a/b。

其中参数a、b、K都是已知。因为系统时钟信号CLK为一稳定可靠的信号，因此可变电容C充电期间T_saw的大小可依据计数器35所累计的系统时钟信号CLK产生的脉冲次数N来决定。换句话说，当得到计数器35的输出T_saw/T_clk(其中T_clk表示系统时钟信号CLK的周期)，也就决定了可变电容C充电期间T_saw。所以装置60的实际测量的RC值可由T_saw、a、b以及K等参数决定。请注意，虽然供应电压V_C可能因不同的芯片需求而不同，例如某一芯片操作在2.9伏特，而另一芯片则操作在2.8伏特，但是从本实施例的演算过程中可以发现，得到的RC时间常数值与供应电压V_C大小无关。所以实际RC值与目标RC时间常数值的误差就可以轻易且准确地获得。由于本实施例的校正控制电路36、计数器35、暂存器40以及可变电容C之间的运作与图2所示的实施例一致，故在此不另赘述。

请参阅图7，图7为本发明调整RC时间常数值的方法流程图。

步骤300：累计系统时钟信号CLK产生的脉冲次数。

步骤302：比较可变电容C的压降V_C是否等于直流参考电压V_ref。

步骤304：当可变电容C的压降V_C等于直流参考电压V_ref时，停止计数，并得到最终的脉冲次数N。

步骤306：比较脉冲次数N及一目标脉冲计数值TARGET_N的差异。

步骤308：当脉冲次数N少于目标脉冲计数值TARGET_N，增加可变电容C的电容值。

步骤310：当脉冲次数N大于目标脉冲计数值TARGET_N，减少可变电容C的电容值。

步骤312：清除先前已计数的脉冲次数N。

步骤314：调整后所测量的RC时间常数符合目标RC时间常数值，依据调整后的电容值与最初电容的电容值的差异产生一数字码，以用来调整滤波器的电容值。

首先，在步骤300中，当一可变电容C开始充电时，开始累计系统时钟信号CLK的脉冲次数N，直到参考电压V_ref的值等于该可变电容C的压降V_C(步骤302)。在步骤304中，当参考电压V_ref的值等于可变电容的压降V_C时，停止累计脉冲次数N。在步骤306中，比较脉冲次数N与一目标脉冲计数值TARGET_N，目标脉冲计数值TARGET_N对应于一滤波器的目标RC时间常数值。如果脉冲次数N与目标脉冲计数值TARGET_N不相等，表示实际的RC值与目标RC时间常数值有误差，此时需要调整可变电容C的电容值。当脉冲次数N大于目标脉冲计数值TARGET_N，则降低可变电容C的电容值(步骤310)；当脉冲次数N小于目标脉冲计数值TARGET_N，则提高可变电容C的电容值(步骤308)。在步骤308、310之后，则会清除脉冲次数N，然后重复执行步骤300。因为调整后的电容值会改变实际测量的RC值，连带也会改变脉冲次数N，所以当再一次执行到步骤306时，如果新的脉冲次数N与目标脉冲计数值TARGET_N仍然不相等，则会再次增加或降低电容值，如此不断重复直到脉冲次数N与目标脉冲计数值TARGET_N两者相等为止。一旦脉冲次数N与目标脉冲计数值TARGET_N相等，表示校正程序已经完成，此时新的电容值与原有的电阻值的乘积符合目标RC时间常数，接下来就可以依据新的电容值产生一数字码，以用来调整滤波器的电容值(步骤314)。

相较于现有技术，本发明利用比较直流参考电压以及施加于可变电容的压降来测量滤波器实际的RC时间常数值。接下来，将测量的RC值与目标RC时间参数值做比较，并依据两者之间的差异调整该可变电容的电容值，使其测量的RC值最终能等于目标RC时间参数值。调整该可变电容的电容值的目的是让滤波器在一定的RC时间参数范围内调整至目标RC时间参数值。除此之外，因为调整电容值的方法是运用数字码来改变可变电容的电容值，所以滤波器的RC时间参数值的准确性会受到数字码的比特数以及最小有效比特所对应的电容值的影响，但是对于大多数中低频的通信应用来说，+/-32％的电容调整范围足以满足RC时间参数值的需求。除此之外，由于电路设计人员可弹性地选用两电阻的电阻值，使得在不影响参考电压V_ref的情形下，适度地减少流过该两电阻的电流I_ref，以提高设计的弹性。

Claims (12)

1. 一种调整滤波器的装置，该装置包含：

一电阻电容组，其包含一可变电容、一第一电阻以及一第二电阻，所述的第一电阻串联于所述的第二电阻；

一电压产生器，产生一第一参考电压至该第一电阻，其中所述的第一参考电压通过所述的第二电阻转换成一第二参考电压；

一电流复制单元，依据一电流复制比例将一第一电流复制成一第二电流，所述的第一电流流经所述的第一电阻以及所述的第二电阻；

一比较器，在所述的第二电流对所述的可变电容充电时，比较所述的可变电容的一充电电压与所述的第二参考电压；

一计数器，在所述的第二电流对所述的可变电容充电时，计算一频率信号的脉冲次数直到所述的充电电压与所述的第二参考电压的值相符；以及

一校正控制电路，依据所述的频率信号的脉冲次数以及一目标值调整所述的可变电容的电容值，其中所述的目标值对应于一预设RC时间常数。

2. 根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述的校正控制电路包含一数字调整器，依据所述的系统时钟信号的脉冲次数以数字的方式调整所述的可变电容的电容值。

3. 根据权利要求1所述的装置，其特征在于，其另包含：

一开关单元，旁路于所述的可变电容，在所述的充电电压符合所述的第二参考电压值时，提供所述的可变电容一放电路径。

4. 根据权利要求1所述的装置，其特征在于，其另包含：

一查询表，储存多个目标值以及多个系统时钟信号的频率，每一目标值对应于一系统时钟信号的频率。

5. 根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述的电流复制单元为一电流镜。

6. 根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述的电压产生器包含一分压单元，通过分割一直流电压来提供所述的第一参考电压。

7. 根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述的电压产生器依据一带隙基准电压产生所述的第一参考电压。

8. 一种调整滤波器的RC时间常数的方法，所述的方法包含：

提供一目标值，所述的目标值对应一预设RC时间常数；

对于一第一电阻提供一第一参考电压，所述的第一电阻串联于一第二电阻；

依据所述的第一电阻与所述的第二电阻的比值产生一第二参考电压；

依据施加于所述的第一电阻的第一参考电压复制一电流；

当所述的电流对一可变电容充电时，比较所述的可变电容的充电电压与所述的第二参考电压；

利用一计数器计算一频率信号的脉冲次数，直到所述的可变电容的充电电压等于所述的第二参考电压；以及

根据所述的目标值以及所述的频率信号的脉冲次数，调整所述的可变电容的电容值直到符合所述的目标RC时间常数。

9. 根据权利要求8所述的方法，其特征在于，其另包含：

当所述的充电电压与所述的第二参考电压值相等时，对所述的可变电容放电。

10. 根据权利要求8所述的方法，其特征在于，其另包含：从多个默认值中挑选该所述的标值，所述的多个默认值储存在一查询表中。

11. 根据权利要求8所述的方法，其特征在于，其另包含：从多个默认值中挑选所述的目标值，并从多个系统时钟信号中挑选所述的系统时钟信号，每一默认值对应于一系统时钟信号，所述的多个默认值以及所述的多个系统时钟信号皆储存在一查询表中。

12. 根据权利要求8所述的方法，其特征在于，其另包含：以数字查询方式调整所述的可变电容的电容值。

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