CN102332893B

CN102332893B - 一种可编程滤波电路

Info

Publication number: CN102332893B
Application number: CN201110302790.5A
Authority: CN
Inventors: 王钊
Original assignee: Wuxi Vimicro Corp
Current assignee: Wuxi Zhonggan Microelectronics Co Ltd
Priority date: 2011-10-01
Filing date: 2011-10-01
Publication date: 2014-12-31
Anticipated expiration: 2031-10-01
Also published as: CN102332893A

Abstract

本发明提供一种可编程滤波电路，其包括：RC滤波器，其包括第一电阻和第一电容，第一电阻的电阻值或/和第一电容的电容值是可调整的；RC振荡器，其包括有第二电阻和第二电容，第二电阻与第一电阻相匹配，第二电容与第一电容相匹配；校准电路，根据一基准时钟信号和所述RC振荡器输出的RC时钟信号生成并输出校准信号；基于所述校准信号对所述RC滤波器的第一电阻的电阻值或/和第一电容的电容值进行调整。本发明根据RC振荡器的RC时钟信号对RC滤波器的特征频率进行校准，从而使实现了比较准确的特征频率。

Description

一种可编程滤波电路

【技术领域】

本发明涉及一种滤波器，尤其涉及一种可编程滤波器。

【背景技术】

请参考图1所示，其为一种常用的RC无源滤波器，其包括电阻R0和电阻C0，其滤波截止频率f为：

f = \frac{1}{2 \cdot π \cdot R \cdot C}

输入信号IN中远高于截止频率的信号将被滤除掉，远低于截止频率的信号将可以通过，传递到输出信号OUT上。此截止频率也被称为特征频率。

一般集成电路中实现的RC滤波器的特征频率都非常不准确，随工艺偏差较大，例如电阻R通常存在+/-40％的偏差，电容值C通常存在+/-15％的偏差。这样导致滤波器的特征频率偏差非常大，经常超过+/-50％的偏差。而有些信号处理系统中，希望滤波器具有比较精确的特征频率。

因为有必要提出一种改进的技术方案来克服上述问题。

【发明内容】

本部分的目的在于概述本发明的实施例的一些方面以及简要介绍一些较佳实施例。在本部分以及本申请的说明书摘要和发明名称中可能会做些简化或省略以避免使本部分、说明书摘要和发明名称的目的模糊，而这种简化或省略不能用于限制本发明的范围。

本发明的目的在于提供一种可编程滤波电路，其可以获得比较精确的特征频率。

根据本发明的目的，本发明提供一种可编程滤波电路，其包括：RC滤波器，其包括第一电阻和第一电容，第一电阻的电阻值或/和第一电容的电容值是可调整的；RC振荡器，其包括有第二电阻和第二电容，第二电阻与第一电阻相匹配，第二电容与第一电容相匹配；校准电路，根据一基准时钟信号和所述RC振荡器输出的RC时钟信号生成并输出校准信号；基于所述校准信号对所述RC滤波器的第一电阻的电阻值或/和第一电容的电容值进行调整。

在一个进一步的实施例中，所述校准电路在所述RC时钟信号的时钟周期内对所述精确时钟信号进行计数，根据计数得到的计数值确定所述校准信号。

在一个进一步的实施例中，第一电阻包括若干个串连的电阻单元，部分或所有电阻单元中的每个都与一个开关并联，根据所述校准信号控制各个开关的导通或截止来调整第一电阻的电阻值；或/和第一电容包括若干个并联的电容单元，部分或所有电容单元中的每个都与一个开关串联，根据所述校准信号控制各个开关的导通或截止来调整第一电容的电容值。

在一个更进一步的实施例中，所述RC滤波器为多个，基于所述校准信号对各个RC滤波器的第一电阻的电阻值或/和第一电容的电容值同时进行调整。

与现有技术相比，本发明根据RC振荡器的RC时钟信号对RC滤波器的特征频率进行校准，从而使实现了比较准确的特征频率。

【附图说明】

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。其中：

图1为现有技术中的RC无源滤波器的电路示意图；

图2为本发明中的可编程滤波电路在一个实施例中的结构示意图；

图3为本发明中RC滤波器的第一实施例的电路示意图；

图4为本发明中RC滤波器的第二实施例的电路示意图；

图5为本发明中RC滤波器的第三实施例的电路示意图；

图6为本发明中RC滤波器的第四实施例的电路示意图；

图7为本发明中的RC滤波器的第五实施例的电路示意图；和

图8为本发明中的RC振荡器在一个实施例中的电路示意图。

【具体实施方式】

本发明的详细描述主要通过程序、步骤、逻辑块、过程或其他象征性的描述来直接或间接地模拟本发明技术方案的运作。为透彻的理解本发明，在接下来的描述中陈述了很多特定细节。而在没有这些特定细节时，本发明则可能仍可实现。所属领域内的技术人员使用此处的这些描述和陈述向所属领域内的其他技术人员有效的介绍他们的工作本质。换句话说，为避免混淆本发明的目的，由于熟知的方法和程序已经容易理解，因此它们并未被详细描述。

此处所称的“一个实施例”或“实施例”是指可包含于本发明至少一个实现方式中的特定特征、结构或特性。在本说明书中不同地方出现的“在一个实施例中”并非均指同一个实施例，也不是单独的或选择性的与其他实施例互相排斥的实施例。本文中R表示电阻，C表示电容。

图2为本发明中的可编程滤波电路在一个实施例中的结构示意图。所述可编程滤波电路包括RC滤波器、RC振荡器和校准电路。

RC滤波器，其包括第一电阻和第一电容，第一电阻的电阻值或/和第一电容的电容值是可调整的。为了使所述RC滤波器的第一电阻可调整，所述第一电阻可以设计为若干个电阻单元串联的形式，部分或所有电阻单元中的每个都与一个开关并联，控制各个开关的导通或截止来调整所述第一电阻的电阻值，进而可以调整所述RC滤波器的特征频率。为了使所述RC滤波器的第一电容可调整，所述第一电容可以设置成若干个电容单元并联的形式，部分或所有电容单元中的每个都与一个开关串联，控制各个开关的导通或截止来调整所述电容的电容值，进而调整所述RC滤波器的特征频率。

RC振荡器，其包括有第二电阻和第二电容，第二电阻与第一电阻相匹配，第二电容与第一电容相匹配。在集成电路版图中可以采用各种版图技术进行匹配设计，如共心设计等技术。通过匹配设计在集成电路中可以实现RC振荡器中的电阻和RC滤波器中的电阻相对比例精度达0.1％，也可以实现RC振荡器中的电容和RC滤波器中的电容相对比例精度达0.1％。

由于RC振荡器的第二电阻和第二电容分别与RC滤波器的第一电阻和第一电容相匹配。因此，RC振荡器输出的RC时钟信号的频率可以反映RC滤波器的特征频率，也可以说根据RC振荡器的RC时钟信号CK-RC的频率就可以知晓RC滤波器的特征频率。

校准电路，根据一基准时钟信号CK-Crystal和所述RC振荡器输出的RC时钟信号CK-RC生成并输出校准信号(图中表示为D0、D1、D2、D3、D4)，基于所述校准信号对所述RC滤波器的第一电阻的电阻值或/和第一电容的电容值进行调整。

本实施例中，仅以5位数字信号为例，实际设计中，可根据精度来增加或减少数字信号位数。更多的数字信号位数可以实现更高的频率控制精度。

所述基准时钟信号为更为精准的时钟，在本实施例中，所述基准时钟信号CK-Crystal由晶体振荡器产生。通常，晶体振荡器产生的时钟信号都比较精准，能够满足很多应用的需求。

设计中CK-RC信号和CK-Crystal信号的频率无需相近，例如CK-RC信号的期望频率可以为10KHz，而CK-Crystal信号的频率可以为100MHz，相差一千倍。所述校准电路可以由ARM(Advanced RISC Machines)等通用处理器来实现，也可以由专门设计的数字电路来实现。

所述校准电路通过比较基准时钟信号CK-Crystal和RC时钟信号CK-RC的频率以获得校准信号有很多种方法。通常，所述校准信号可以采用现有技术中的各种编码方式，如温度码、格雷码、补码等。

在一个实施例中，所述校准电路在所述RC时钟信号CK-RC的时钟周期内对所述精确时钟信号CK-Crystal进行计数，根据计数得到的计数值确定所述校准信号。例如所述CK-RC信号的期望频率为10KHz，其期望周期为100uS，CK-Crystal信号的频率为10MHz，其周期为0.0luS。那么通过在所述CK-RC信号的一个周期内对所述CK-Crystal信号进行计数，就可以计算得到所述CK-RC信号的实际频率，这样可以得到CK-RC信号的实际频率和期望频率之间的频率偏差。在本发明中，所述CK-RC信号的频率与所述RC滤波器的特征频率的相对误差是很小的，所述CK-RC信号的实际频率和期望频率之间的频率偏差同样可以反映所述RC滤波器的期望特征频率和实际特征频率的频率偏差，基于该频率偏差可以得到合适的校准信号来调整RC滤波器的第一电阻或第一电容，使得RC滤波器的特征频率为期望的频率值。

为了简化描述，可以设计所述RC滤波器的特征频率等于所述CK-RC信号的频率，即为10KHz，但实际中可以不同。一种方法是做单向校准，将校准前所述RC滤波器的特征频率的初始频率值设计得偏大，并将所述RC振荡器的初始频率也设计得偏大，两者保持相同。例如，设计校准前的所述RC滤波器的特征频率初始值为20KHz，采用5兆欧姆的电阻和1.6皮法电容。

图3描述了本发明中的RC滤波器的第一实施例的电路示意图。该RC滤波器为无源滤波器，所述第一电阻包括依次串联的电阻单元R1a、R1b、R1c、R1d、R1e和R1f，电阻单元R1a的一端作为所述RC滤波器的输入端IN，电阻单元R1f的另一端通过电容C1接地，电阻单元R1f和电容C1的连接的节点作为所述RC滤波器的输出端OUT，信号开关S0、S1、S2、S3和S4分别与电阻单元R1b、R1c、R1d、R1e、R1f并联。所述校准信号D0、D1、D2、D3和D4分别通过反相器INV0、INV1、INV2、INV3和INV4连接在所述开关S0、S1、S2、S3和S4的控制端以控制各个开关的导通和截止。其中，R1a可设计为典型值5兆欧姆，电容C1的典型值为1.6皮法。R1b的典型值设计为0.5兆欧姆(R1a的10％)，R1c的典型值为1兆欧姆(R1a的20％)，R1d的典型值为2兆欧姆(R1a的40％)，R1e的典型值为4兆欧姆(R1a的80％)，R1f的典型值为8兆欧姆(R1a的160％)。如果实际生产过程中导致RC的乘积偏差为-50％～100％，即最小偏差到25uS，最大偏差到100uS。

请参考下表所示，其为与图3对应的校准信号对照表。

T_CK-RC(uS)	D0	D1	D2	D3	D4	T_F(uS)	Freq(KHz)
								25～25.32	0	1	1	1	1	100～101.28	10～9.87
25.32～25.97	1	0	1	1	1	98.75～101.28	10.13～9.87
								25.97～26.67	0	0	1	1	1	98.69～101.35	10.13～9.87
26.67～27.4	1	1	0	1	1	98.68～101.38	10.13～9.86
								27.4～28.17	0	1	0	1	1	98.64～101.41	10.14～9.86
28.17～28.99	1	0	0	1	1	98.60～101.47	10.14～9.86
								28.99～29.85	0	0	0	1	1	98.57～101.49	10.15～9.85
29.85～30.77	1	1	1	0	1	98.51～101.54	10.15～9.85

30.77～31.75	0	1	1	0	1	98.46～101.6	10.16～9.84
								31.75～32.79	1	0	1	0	1	98.43～101.65	10.16～9.84
32.79～33.9	0	0	1	0	1	98.37～101.7	10.17～9.83
								33.9～35.09	1	1	0	0	1	98.31～101.76	10.17～9.83
35.09～36.36	0	1	0	0	1	98.25～101.81	10.18～9.82
								36.36～37.74	1	0	0	0	1	98.17～101.9	10.19～9.81
37.74～39.22	0	0	0	0	1	98.12～101.97	10.19～9.81
								39.22～40.82	1	1	1	1	0	98.05～102.05	10.2～9.80
40.82～42.55	0	1	1	1	0	97.97～102.12	10.21～9.79
								42.55～44.44	1	0	1	1	0	97.87～102.21	10.22～9.78
44.44～46.51	0	0	1	1	0	97.77～102.32	10.23～9.77
								46.51～48.78	1	1	0	1	0	97.67～102.44	10.24～9.76
48.78～51.28	0	1	0	1	0	97.56～102.56	10.25～9.75
								51.28～54.05	1	0	0	1	0	97.43～102.7	10.26～9.74
54.05～57.14	0	0	0	1	0	97.29～102.85	10.28～9.72
								57.14～60.61	1	1	1	0	0	97.14～103.04	10.29～9.70
60.61～64.52	0	1	1	0	0	96.98～103.23	10.31～9.69
								64.52～68.97	1	0	1	0	0	96.78～103.46	10.33～9.67

68.97～74.07	0	0	1	0	0	96.56～103.7	10.36～9.64
								74.07～80	1	1	0	0	0	96.29～104	10.39～9.62
80～86.96	0	1	0	0	0	96～104.35	10.42～9.58
								86.96～95.24	1	0	0	0	0	95.66～104.76	10.45～9.55
95.24～100	0	0	0	0	0	95.24～100	10.5～10

其中，T_CK-RC(uS)为CK-RC信号的周期，D0～D4为与其对应的校准信号，Freq(KHz)为校准后的RC滤波器的特征频率，T_F(uS)为校准后的RC滤波器的特征频率对应的周期。

当CK-RC信号的振荡周期为25uS～25.32uS之间时，D0＝”0”，D1～D4＝”1”，对数字信号来说”0”表示低电平，”1”表示高电平。经过校准后，所述RC滤波器的特征频率的倒数为：

(25uS～25.32uS)*(1+0*10％+1*20％+1*40％+1*80％+1*160％)

＝100uS～101.28uS，即特征频率为10KHz～9.87KHz。

当所述CK-RC信号的振荡周期为25.32uS～25.97uS之间时，D0＝”1”，D1＝”0”，D2～D4＝”1”。经过校准后，滤波器特征频率的倒数为：

(25.32uS～25.97uS)*(1+1*10％+0*20％+1*40％+1*80％+1*160％)

＝98.75uS～101.28uS，即特征频率为10KHz～9.87KHz。

从上面表格中可以看出，可以将所述RC滤波器的特征频率校准到10KHz+/-5％的范围内。

根据上面表格，可以设计一个数字电路，其包括计数器和数字比较单元。具体实现方法是，通过在所述CK-RC信号的一个周期内相对所述CK-Crystal信号计数，如果所述CK-RC信号的周期TCK-RC为25uS，而所述CK-Crystal信号的周期为0.01uS，则计数器结果应该为25uS/0.01uS＝2500，以上面表格为例，如果计数器结果处于2500和2532，通过数字比较器判断，可以产生D0＝”0”，D1＝”1”，D2＝”1”，D3＝”1”，D4＝”1”，校准后的RC滤波器的特征频率为9.87KHz～10KHz。

请参考图4所示，其描述了本发明中RC滤波器的第二实施例的电路示意图。该RC滤波器为无源滤波器，其与图3的去别在于，所述第一电容可编程。所述第一电容包括依次并联的电容单元C1a、C1b、C1c、C1d、C1e和C1f，电阻R1的一端作为所述RC滤波器的输入端IN，电阻R1的另一端通过电容单元C1a接地，电阻R1和电容单元C1a的连接的节点作为所述RC滤波器的输出端OUT，电容单元C1b、C1c、C1d、C1e、C1f分别通过开关S0、S1、S2、S3和S4接地。所述校准信号D0、D1、D2、D3和D4分别控制所述开关S0、S1、S2、S3和S4的控制端，以控制所述开关的导通和截止。

在其他实施例中，所述RC滤波器的第一电阻和第一电容可同时编程。

上述例子中，假设了RC滤波器的特征频率和RC振荡器的振荡频率相同，实际设计中可以不一样，只要RC振荡器中的电阻和RC滤波器中的电阻及RC振荡器中的电容和RC滤波器中的电容匹配就行。另外，上述举例中，是单向频率减小的方向校准滤波器，但也可以采用单向周期增加的方向校准滤波器，校准前滤波器特征频率可比期望频率低。还可以设计成双向频率校准，其中一位数字信号被指定为符号位，表明频率是增加还是减小，例如如果符号位为“1”，表示逻辑高电平，设定频率增加，符号位为“0”，表示逻辑低电平，设定频率减小。其他几位数字信号可用来表示频率增加或减小的百分比。

请参考图5所示，其为RC滤波器的第三实施例，所述RC滤波器包括两级串联的RC滤波单元，其中RC滤波器中的电阻R1a～R1c和电阻R2a～R2c与RC振荡器中的电阻匹配，RC滤波器中的电容C1和C2与RC振荡器中的电容匹配，R1b～R1c分别与开关s0和s1并联，R2b～R2c分别与开关s2和s3并联，R1b～R1c和R2b～R2c采用相同的校准信号D0和D1控制。这里举例为两级串联RC滤波器，明显本发明原理可以用于多级串联RC滤波器的可编程方案。

请参考图6所示，其为RC滤波器的第四实施例，在此实施例中两个RC滤波器的可编程方案，每个RC滤波器都具有自己的输入、输出和特征频率。其中RC滤波器中的电阻R1a～R1c和R2a～R2c与RC振荡器中的电阻匹配，RC滤波器中的电容C1和C2与RC振荡器中的电容匹配，R1b～R1c分别与开关s0和s1并联，R2b～R2c分别与开关s2和s3并联，R1b～R1c和R2b～R2c采用相同的校准信号D0和D1控制。两个RC滤波器可以用相同的一套数字控制信号。这里举例为两个RC滤波器，在实际设计中，本发明原理可以用于多个RC滤波器的校准。

另外本发明的原理不仅可以用于已描述的RC无源滤波器方案外，也可以适用于其他有源滤波器方案中，所述有源滤波器一般会采用运算放大器。如图7所示，其为本发明中RC滤波器的第五实施例的电路图。该RC滤波器为有源滤波器，其包括第一电阻、第一电容C1和运算放大器OP，所述第一电阻包括串联的电阻单元R1a、R1b和R1c，其中电阻单元R1b和R1c分别与开关s0和s1并联，校准信号D0和D1控制通过反相器控制开关s0和s1。所述第一电阻的一端作为RC滤波器的输入端，其另一端接运算放大器OP的负向输入端，所述运算放大器的正向输入端接地，其输出端作为RC滤波器的输出端。第一电容的一端接所述运算放大器的负向输入端，其另一端接所述运算放大器的输出端。

根据有源放大器的结果会产生更为复杂的频域传输函数，其输出输入特性为：

V_{OUT} = - \frac{1}{R 1 . C 1} \cdot {&Integral; V}_{IN} dt

其中R1为等效串联电阻之和。可根据实际需要而确定有源放大器的结构，但由于无源器件电阻R1a～R1c和电容C1的绝对值随集成电路生产工艺偏差而变化导致滤波器的特征频率变化的问题，可以通过本发明的原理来进行校准。

请参考图8所示，其为本发明中的RC振荡器在一个实施例中的电路示意图。所述振荡器包括电容C3、充电电路、放电电路、自带基准电压的比较电路。

所述比较电路包括电流源I1、晶体管MN1和MN2、电阻R3、反相器INV1和INV2，其基准电压为电阻R3上的电压。所述放电电路为与电容C3并联的晶体管MN3，所述充电电路为电流源I2。反相器INV2的输出端信号即为所述RC振荡器输出的RC时钟信号CK-RC。所述充电电路对所述电容C3充电。所述比较电路比较所述基准电压和所述电容C3的电压，并在所述电容C3的电压大于所述基准电压时控制所述放电电路MN3对所述电容C3进行快速放电，反相器INV2的输出端输出的电平信号即为所述RC振荡器输出的RC时钟信号CK-RC。

本发明校准方式可以是实时校准，即RC振荡器保持工作，校准电路也不断保持工作，不断更新校准数字信号，这样可以对工作环境的温度、湿度变化引起的滤波器特征频率的变化进行校准。也可以在一些低功耗系统中采用间歇式校准方式，当系统唤醒时，RC振荡器，精确振荡器，校准电路等工作，产生校准数字信号D0～D4，并通过寄存器存储起来；当待机时或低功耗模式下，关闭RC振荡器，精确振荡器，校准电路等，采用存储的校准数字信号维持RC滤波器频率校准。这样可以进一步减小系统平均功耗。

综上所述，本发明提供的可编程滤波器，利用RC振荡器的频率来代表RC滤波器的特征频率，由校准电路根据一基准精确时钟信号来衡量RC振荡器的频率的偏差生成并输出校准信号；基于所述校准信号对所述RC滤波器的第一电阻的电阻值或/和第一电容的电容值进行编程，以达到校准RC滤波器的特征频率的目的。

上述说明已经充分揭露了本发明的具体实施方式。需要指出的是，熟悉该领域的技术人员对本发明的具体实施方式所做的任何改动均不脱离本发明的权利要求书的范围。相应地，本发明的权利要求的范围也并不仅仅局限于前述具体实施方式。

Claims

1.一种可编程滤波电路，其特征在于，其包括：

RC滤波器，其包括第一电阻和第一电容，第一电阻的电阻值或/和第一电容的电容值是可调整的；

RC振荡器，其包括有第二电阻和第二电容，第二电阻与第一电阻相匹配，第二电容与第一电容相匹配；

校准电路，根据一基准时钟信号和所述RC振荡器输出的RC时钟信号生成并输出校准信号；

基于所述校准信号对所述RC滤波器的第一电阻的电阻值或/和第一电容的电容值进行调整，

所述校准电路在所述RC时钟信号的时钟周期内对所述基准时钟信号进行计数，根据计数得到的计数值得到所述RC时钟信号的实际频率，进而得到所述RC时钟信号的实际频率和期望频率之间的频率偏差，所述RC时钟信号的实际频率和期望频率之间的频率偏差能够反映所述RC滤波器的期望特征频率和实际特征频率的频率偏差，基于所述RC时钟信号的实际频率和期望频率之间的频率偏差得到合适的校准信号，

所述RC滤波器为多个，基于所述校准信号对各个RC滤波器的第一电阻的电阻值或/和第一电容的电容值同时进行调整。

2.根据权利要求1所述的可编程滤波电路，其特征在于：第一电阻包括若干个串连的电阻单元，部分或所有电阻单元中的每个都与一个开关并联，根据所述校准信号控制各个开关的导通或截止来调整第一电阻的电阻值；或/和

第一电容包括若干个并联的电容单元，部分或所有电容单元中的每个都与一个开关串联，根据所述校准信号控制各个开关的导通或截止来调整第一电容的电容值。