CN101226721B

CN101226721B - 输出电路、使用该电路的数据驱动器、及显示装置

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Publication number: CN101226721B
Application number: CN2007101657237A
Authority: CN
Inventors: 石井顺一郎; 土弘
Original assignee: Renesas Electronics Corp
Current assignee: Renesas Electronics Corp
Priority date: 2006-11-08
Filing date: 2007-11-06
Publication date: 2012-09-12
Anticipated expiration: 2027-11-06
Also published as: US20120293483A1; JP2008122455A; US8217883B2; US20080143658A1; CN101226721A; JP4282710B2; US20120200441A1; US8384576B2

Abstract

本发明提供一种输出电路、使用该电路的数据驱动器、及显示装置，该输出电路对于具有三个以上的差动对的放大器，可以以较少的连接状态的切换来消除反转输入侧和非反转输入侧的失谐和差动对彼此的失谐，并且可节省面积，减少输出之间的电压偏差。上述输出电路具有：连接切换器(11)，从第1及第2端子输入第1及第2电压，包括重复地选择上述第1及第2电压并输出到各第1至第3中间端子，根据连接切换信号，切换上述第1及第2电压对上述第1至第3中间端子的分配；和计算器(12)，接受施加到上述第1至第3中间端子的电压，将执行规定计算而获得的电压输出到输出端子。

Description

输出电路、使用该电路的数据驱动器、及显示装置

技术领域

本发明涉及到一种输出电路、使用该电路的数据驱动器及显示装置。

背景技术

近来，显示装置中，以薄型、轻量、低耗电为特征的液晶显示装置(LCD)得到广泛普及，较多地应用于移动电话(mobile-phone、cellular-phone)、PDA(个人数字助理)、笔记本电脑等移动设备的显示部。但是，近来应对液晶显示装置的大画面或动画的技术也得到提高，不仅可用于移动设备，而且可实现落地型大画面显示装置或大画面液晶电视。作为这些液晶显示装置，使用了可进行高精细显示的有源矩阵驱动方式的液晶显示装置。

首先，参照图25大致说明有源矩阵驱动方式的液晶显示装置的典型构造。此外，在图25中，通过等效电路示意性地表示与液晶显示部的1个象素连接的主要构造。

一般情况下，有源矩阵驱动方式的液晶显示装置的显示部960将半导体基板和相对基板这两张基板相对并在其间封入液晶而形成，上述半导体基板(例如为彩色SXGA面板时，1280×3象素列×1024象素行)中，将透明的象素电极964及薄膜晶体管(TFT)963矩阵状配置，上述相对基板在整个面上形成一个透明的电极966。

根据扫描信号控制具有开关功能的TFT963的导通/截止，当TFT963导通时，与图像信号对应的灰度电压施加到象素电极964，根据各象素电极964和相对基板电极966之间的电位差，液晶的透过率产生变化，在一定时间内通过液晶电容965保持该电位差，从而显示图像。

半导体基板上，传送向各象素电极964施加的多个电平电压(灰度电压)的数据线962、及传送扫描信号的扫描线961格子状地布线(上述彩色SXGA面板的情况下，数据线为1280×3根，扫描线为1024根)，扫描线961及数据线962由于彼此的交叉部产生的电容、及与相对基板电极之间夹持的液晶电容等，变为较大的电容性负荷。

此外，扫描信号从栅极驱动器970提供到扫描线961，并且从数据驱动器980经由数据线962向各象素电极964供给灰度电压。

1个画面的数据改写通常以1帧为期间(1/60·秒)进行，通过各扫描线按照每个象素行(每行)依次被选择，在选择期间内，从各数据线提供灰度电压。

此外，栅极驱动器970只要至少提供2值的扫描信号即可，而数据驱动器980需要以和灰度数对应的多值电平的灰度电压驱动数据线。因此，数据驱动器980包括：将图像数据变换为灰度电压信号的解码器；和由计算放大器构成的数字/模拟变换电路(DAC)，上述计算放大器将上述灰度信号电压放大输出到数据线962。

并且最近以来，在液晶显示装置中，高画质化(多色化)获得进展，至少需要26万色(RGB各6位图像数据)、进一步需要1677万色(RGB各8位图像数据)、10亿7400万色(RGB各10位图像数据)以上。

因此，输出和多位图像数据对应的灰度电压的数据驱动器不仅要求极高精度的电压输出，而且处理图像数据的电路部的元件个数增加，数据驱动器LSI的芯片面积增加，成为成本增加的主要原因。对此问题进行以下详细说明。

图26是表示图25的数据驱动器980的构造的图，对数据驱动器980的主要部分以框图表示。参照图26，数据驱动器980包括锁存地址选择器981、锁存器982、参照电压生成电路(灰度电压生成电路)983、解码器984、以及放大器(缓冲电路)985。

锁存地址选择器981根据时钟信号CLK决定数据锁存的时序。锁存器982根据由锁存地址选择器981决定的时序，将图像数字数据锁存，并根据STB信号(选通信号)，将数据一起输出到各解码器984。参照电压生成电路983生成和图像数据对应的灰度数的参照电压(灰度电压)。解码器984选择并输出一个和输入的数据对应的参照电压。放大器985输入从解码器984输出的灰度电压，进行电流放大，作为输出电压Vout输出。

例如，当输入6位图像数据时，灰度数为64，参照电压生成电路983生成64个电平的参照电压(灰度电压)。解码器984是从64个电平的灰度电压中选择一个灰度电压的电路构造。

另一方面，当输入了8位图像数据时，灰度数为256，参照电压生成电路983生成256个电平的参照电压(灰度电压)，解码器984是从256个电平的灰度电压中选择一个灰度电压的电路构造。

另一方面，当输入了10位图像数据时，灰度数为1024，参照电压生成电路983生成1024个电平的参照电压(灰度电压)，解码器984是从1024个电平的灰度电压中选择一个灰度电压的电路构造。

这样一来，当图像数据多位化时，参照电压生成电路983及解码器984的电路规模增大。例如从6位增加到8位时，电路规模变为4倍以上，从6位增加到10位时，电路规模变为16倍以上。

因此，随着图像数据的多位化，数据驱动器LSI的芯片面积增加，成本增加。

与之相对，作为用于即使多位化也可抑制数据驱动器LSI芯片面积增加的技术，例如可参照美国专利第6246351号说明书(专利文献1)的记载。

图27是用于说明专利文献1公开的技术的图(对应于专利文献1的FIG.2)。参照图27，其由内插放大部4100构成，该内插放大部4100包括：串(String)DAC部(解码器部)4001，包括1组电阻串R000～R255及选择电阻两端的1组电压的开关S000～S255；和开关4004，用于将提供到具有多个同极性差动对的差动放大器及二个输入端子4002、4003的电压选择性地输入到上述差动放大器的非反转输入。

在串DAC部4001中，通过由数字数据的上位M位控制的开关S000～S255，选择电阻串R000～R255中的一个电阻的两端的二个电压，选择电压被提供到内插放大部4100的输入端子4002、4003。

其中，由开关选择的二个电压被限定为电阻串R000～R255中的一个电阻的两端的电压，不会出现跨越多个电阻的两端的电压被选择、或相同电压被选择的情况。

在内插放大部4100中，通过由数字数据的下位N比特(下位nビット)控制的开关4004，将提供到输入端子4002、4003的电压V1、V2选择性地输入到非反转输入4111、4121、4131、4141，根据V1、V2的输入个数比，可输出将V1、V2之间内分为任意比例的电压。此外，差动对4110的非反转输入4111连接到输入端子4002。输出端子Vout反馈连接到差动对4110、4120、4130、4140的反转输入4112、4122、4232、4142。

在图27中，由于设有4组差动对(4110、4120、4130、4140)，因此可通过LSB(Least Significant Bit)输出将端子4002、4003的电压V1、V2内分为1∶3、1∶1、3∶1的电压及Vin2的四个电压。

因此，对于想要输出的电压电平的个数，可将输入的电压电平数减少到1/(差动对个数)。从而可减少串DAC部的电源线数及面积。

并且，作为既节省数据驱动器面积又可实现输出电压高精度化的技术，例如包括日本专利公开2001-343948号公报(专利文献2)的图15的构造。

图28是和上述文献的图15的构造对应的数据驱动器的输出部的放大电路的构造的一个示例。参照图28，其具有放大器85-1和开关电路42。放大器85-1是可将输入到端子IN1、IN2的电压的1∶1内分电压输出到端子OUT的放大器，相对于要输出的电压电平个数可将输入的电源线数变为1/2，因此可减小DAC部的面积。并且，放大器的各差动输入端与端子IN1、IN2及输出端OUT的连接由开关电路42控制，可采取以下四种状态。

(1)第1状态：Q12、Q13分别连接到IN1、IN2，Q11、Q14连接到OUT。

(2)第2状态：Q12、Q1 3分别连接到IN2、IN1，Q11、Q14连接到OUT。

(3)第3状态：Q11、Q1 4分别连接到IN1、IN2，Q12、Q13连接到OUT。

(4)第4状态：Q11、Q14分别连接到IN2、IN1，Q12、Q13连接到OUT。

并且，上述四种状态以规定周期切换，从而由于构成放大器85-1的晶体管的阈值偏差引起的输出偏移在时间上被平均，从而被消除。

因此，通过使用图28的构造，可减小DAC部的面积，并且还可提高放大器85-1的输出电压精度。

但是，在图28的构造中，在第3、第4状态下，反转输入端上输入两个灰度电压，因此可推测无法正确输出希望的电压。

在图28的情况下，对于第1、第2状态的切换，可推测对输出偏移的消除具有一定的效果。

专利文献1：美国专利第6246351号说明书(FIG.2)

专利文献2：日本专利公开2001-343948公报(图15)

如上所述，根据图27所示的构造(专利文献1)，越增加差动对的个数，越可相应提高串DAC部的面积减少效果，但无法实现图28所示的状态切换产生的高精度。

这样，当放大器的精度下降时，数据驱动器的各输出之间的输出电压产生偏差，其结果是，液晶显示画面中出现显示不均、纵向线条等问题。

另一方面，根据图28所示的构造(专利文献2)，通过切换四个连接状态，可获得高精度的输出电压。但是，该连接切换仅可适用于图28所示的放大器85-1所示的差动对为两个的放大器，无法适用于图27所示的具有任意个数的差动对的放大器。

即，通过图28所示的构造(专利文献2)，可实现高精度化，但根据图27所示构造，无法实现节省DAC部的面积。

因此，在数据驱动器上使用图28的输出电路时，可抑制数据驱动器的各输出之间的输出电压的偏差，提高液晶显示画面的画质，但和构成使用图27的输出电路的数据驱动器时相比，存在成本增加的问题。

作为解决这些问题、即同时实现节省数据驱动器的面积及高精度化的方法，例如可考虑将以下两个状态的切换适用于图27：第1状态和第3状态的切换、或第2状态和第4状态的切换，即，切换差动放大器的反转输入侧和非反转输入侧。

根据该方法，图27的内插放大部4100中的、反转输入侧和非反转输入侧对应的、元件之间的失谐(Mismatch) (差动对4110、或负荷电路(电流镜)4150的反转输入侧的晶体管和非反转输入侧的晶体管的失谐)引起的误差，可通过上述连接切换消除。

但是，差动对彼此的失谐(例如差动对4110的反转输入侧晶体管和差动对4120的反转输入侧晶体管的失谐、或电流源之间的失谐)则无法消除。

如上所述，为了提高数据驱动器的面积减小效果，增加内插放大部4100的差动对个数是有效的。

但是，差动对个数越增加，差动对彼此的失谐对输出电压精度的影响越大，因此在将该放大器多输出化时，仅通过反转输入和非反转输入的切换，存在放大器彼此的输出电压偏差无法充分减小的可能性。

进一步，作为其他方法，可考虑将对可获得的所有状态进行切换的方法适用在图27中的情况。

该方法中，对和输入/输出的所有组合对应的连接状态进行切换，因此原理上可将非反转输入侧和反转输入侧的失谐、和差动对彼此的失谐全部消除。

但是，在图27中，当内插放大部4100具有N个差动对时，若列举所有可获得的状态，则组合会达到N！×2个。

例如差动对为2个时，如图28所示，共4个，

当差动对为3个时，共3！×2＝12个，

当差动对为4个时，共4！×2＝48个，

当差动对为5个时，共5！×2＝240个，如果增加差动对，则其组合的个数会急剧增加。

为了消除所有失谐，对数十数百个连接方法进行切换的状态下，将该放大器应用于显示装置时，消除元件失谐引起的输出电压误差所需的时间会变得非常长。

因此，在该连接切换方法中，各连接状态下的输出电压的误差可以闪烁的方式被人眼识别。结果，液晶显示装置的画质下降。

并且，为了实现数十数百的连接切换，需要对图27的放大器进一步设置多个开关，因此开关占据的面积增大，节省面积的效果下降。

发明内容

因此，本发明要解决的课题在于提供一种输出电路，对于具有三个以上的差动对的放大器，可以以较少的连接状态的切换来消除反转输入侧和非反转输入侧的失谐和差动对彼此的失谐，并且可节省面积，减少输出之间彼此的电压偏差。

并且，本发明要解决的其他课题在于提供一种通过使用上述输出电路能够节省面积的、低成本的、且高精度的数据驱动器。进一步，本发明的课题在于提供一种在含有数据驱动器的显示装置中实现低成本、窄边框、高画质的显示装置。

提供解决上述课题的方法的本发明的一个方式涉及的输出电路具有：连接切换器，输入第1及第2电压，包括重复地选择上述第1及第2电压并输出到各第1至第3中间端子，根据连接切换信号，切换上述第1及第2电压分配到上述第1至第3中间端子的方法；和

计算器，接受施加到上述第1至第3中间端子的电压，将执行规定计算而获得的电压输出到输出端子。

在本发明中，上述连接切换器根据上述连接切换信号切换第1连接状态和第2连接状态，

在上述第1连接状态下，向上述第1、第2、第3中间端子分别输出上述第1电压、上述第2电压、上述第2电压，

在上述第2连接状态下，向上述第1、第2、第3中间端子分别输出上述第2电压、上述第2电压、上述第1电压，

上述计算器将施加到上述第1至第3中间端子的电压的平均电压输出到上述输出端子。

在本发明中，在上述连接切换器中，

在输入上述第1电压的第1端子和上述第1中间端子之间、及输入上述第2电压的第2端子和上述第3中间端子之间，分别连接由上述连接切换信号控制的开关，

在上述第1端子和上述第3中间端子之间、及上述第2端子和上述第1中间端子之间，分别连接由上述连接切换信号的互补信号控制的开关，

上述第2端子连接到上述第2中间端子，上述第2中间端子上，与上述连接切换信号的状态无关地，输出上述第2电压。

本发明涉及的一种输出电路具有：连接切换器，输入第1至第3电压，包括重复地选择上述第1至第3电压并输出到各第1至第7中间端子，根据连接切换信号，切换上述第1至第3电压分配到上述第1至第7中间端子的方法；和

计算器，接受施加到上述第1至第7中间端子的电压，将执行规定计算而获得的电压输出到输出端子。

在上述第1连接状态下，向上述第1中间端子输出上述第1电压，向上述第2及第3中间端子输出上述第2电压，向上述第4至第7中间端子输出上述第3电压，

在上述第2连接状态下，向上述第1至第4中间端子输出上述第3电压，向上述第5及第6中间端子输出上述第2电压，向上述第7中间端子输出上述第1电压。

上述计算器将施加到上述第1至第7中间端子的电压的平均电压输出到上述输出端子。

在本发明中，在上述连接切换器中，

在输入上述第1电压的第1端子和上述第1中间端子之间、在输入上述第2电压的第2端子和上述第2及第3中间端子之间、以及在输入上述第3电压的第3端子和上述第5至第7中间端子之间，分别连接由上述连接切换信号控制的开关，

在上述第1端子和上述第7中间端子之间、在上述第2端子和上述第5及第6中间端子之间、以及在上述第3端子和上述第1至第3中间端子之间，分别连接由上述连接切换信号的互补信号控制的开关，

上述第3端子连接到上述第4中间端子，上述第4中间端子上，与上述连接切换信号的状态无关地，输出上述第3电压。

在本发明中，上述计算器包括：

第1至第3差动对；

输出端子；

第1至第3电流源，分别向上述第1至第3差动对提供电流；以及

负荷电路，共同连接到上述第1至第3差动对的输出对，

上述第1至第3差动对的各输出对的第1输出彼此共同连接到第1连接节点，

上述第1至第3差动对的各输出对的第2输出彼此共同连接到第2连接节点，

还具有：

差动放大器，其包括：放大级，输出端连接到上述输出电路的输出端子；以及切换电路，根据规定的控制信号，将上述第1连接节点或上述第2连接节点连接到上述放大级的输入端；和

正负切换器，根据上述控制信号切换第1连接构造和第2连接构造，上述第1连接构造中，上述连接切换器的上述第1至第3中间端子、与上述第1至第3差动对的各输入对的第1输入分别连接，并且上述差动放大器的输出端子连接到上述第1至第3差动对的各输入对的第2输入；上述第2连接构造中，上述差动放大器的输出端子连接到上述第1至第3差动对的各输入对的第1输入，并且上述连接切换器的上述第1至第3中间端子、与上述第1至第3差动对的各输入对的第2输入分别连接。

在本发明中，上述差动放大器中，构成上述第1至第3差动对的元件尺寸彼此相等，上述第1至第3电流源的电流值彼此相等。

在本发明中，上述计算器包括：

第1至第7差动对；

输出端子；

第1至第7电流源，分别向上述第1至第7差动对提供电流；以及

负荷电路，共同连接到上述第1至第7差动对的输出对，

上述第1至第7差动对的各输出对的第1输出彼此共同连接到第1连接节点，

上述第1至第7差动对的各输出对的第2输出彼此共同连接到第2连接节点，

还具有：

差动放大器，其包括：放大级，输出端连接到上述输出端子；切换电路，根据规定的控制信号，将上述第1连接节点或上述第2连接节点连接到上述放大级的输入端；

正负切换器，根据上述控制信号切换第1连接构造和第2连接构造，上述第1连接构造中，上述连接切换器的上述第1至第7中间端子、与上述第1至第7差动对的各输入对的第1输入分别连接，并且上述差动放大器的输出端子连接到上述第1至第7差动对的各输入对的第2输入；上述第2连接构造中，上述差动放大器的输出端子连接到上述第1至第7差动对的各输入对的第1输入，并且上述连接切换器的上述第1至第7中间端子、与上述第1至第7差动对的各输入对的第2输入分别连接。

在本发明中，上述差动放大器中，构成上述第1至第7差动对的元件尺寸彼此相等，并且上述第1至第7电流源的电流值彼此相等。

在本发明中，控制上述连接切换器的上述连接切换信号、和控制上述切换器的上述控制信号是同一信号。

在本发明中，上述连接切换器的构成是，对于所控制的上述连接切换信号相同、所输入的上述输入电压彼此相同的多个开关，除了一个之外，省略其他。

在本发明中，上述连接切换器根据上述连接切换信号以规定的时间间隔切换上述第1连接状态和上述第2连接状态，

输出将上述第1连接状态下的上述计算器的输出电压、及上述第2连接状态下的上述计算器的输出电压在时间上平均的电压。

本发明涉及的一种输出电路具有：连接切换器，具有输入第1至第M电压(V1、V2、...、VM)的第1至第M端子、及第1至第(2^M-1)中间端子，在第一至第(2^M-1)中间端子中，向1个中间端子输出V1，向2个中间端子输出V2，向4个中间端子输出V3，...，向2^(i-1)个中间端子输出Vi(其中1≤i≤M)、...、向2^M-1个中间端子输出VM，切换上述第1至第M电压分配到第1至第(2^M-1)中间端子的方法；和

计算器，将施加到第1至第(2^M-1)中间端子的电压的平均电压输出到输出端子。

在本发明中，上述计算器包括：第1至第(2^M-1)差动对；输出端子；向上述第1至第(2^M-1)差动对分别提供电流的第1至第(2^M-1)电流源；以及负荷电路，共同连接到上述第1至第(2^M-1)差动对的输出对，上述第1至第(2^M-1)差动对的各输出对的第1输出彼此共同连接到第1连接节点，上述第1至第(2^M-1)差动对的各输出对的第2输出彼此共同连接到第2连接节点，

还具有：

差动放大器，其包括：放大级，输出端连接到上述输出端子；切换电路，根据规定的控制信号，将上述第1连接节点或上述第2连接节点连接到上述放大级的输入端；和

正负切换器，根据上述控制信号切换第1连接构造和第2连接构造，上述第1连接构造中，上述连接切换器的上述第1至第(2^M-1)中间端子、与上述第1至第(2^M-1)差动对的各输入对的第1输入分别连接，并且上述差动放大器的输出端子连接到上述第1至第(2^M-1)差动对的各输入对的第2输入；上述第2连接构造中，上述差动放大器的输出端子连接到上述第1至第(2^M-1)差动对的各输入对的第1输入，并且上述连接切换器的上述第1至第(2^M-1)中间端子、与上述第1至第(2^M-1)差动对的各输入对的第2输入分别连接。

在上述第1连接状态下，在第1至第(2^M-1)中间端子中，向2^(M-1)个中间端子分配VM，在剩余的中间端子中，

向1个中间端子分配V1，

向2个中间端子分配V2，

向4个中间端子分配V3，...，

向2^(M-2)个中间端子分配V(M-1)，

在上述第2连接状态下，在第1连接状态下分配了VM的2^M-1个中间端子中，

1个中间端子仍为VM，剩余的2^(M-1)-1个中，

向1个中间端子分配V1，

向2个中间端子分配V2，

向4个中间端子分配V3，...，

向2^(M-2)个中间端子分配V(M-1)，

向在上述第1连接状态下分配了V1～V(M-1)的2^(M-1)-1个中间端子均分配VM。

本发明涉及的一种数据驱动器根据输入的数字数据信号驱动数据线，具有上述输出电路。

在本发明涉及的一种数据驱动器中，具有驱动上述多个数据线的多个输出电路、及控制多个上述输出电路各自的上述连接切换器的连接切换信号，

多个上述输出电路分为2组，

上述连接切换信号在将一组上述输出电路控制为上述第1连接状态时，将另一组上述输出电路控制为上述第2连接状态；

在将上述一组上述输出电路控制为上述第2连接状态时，将上述另一组上述输出电路控制为上述第1连接状态。

本发明涉及的一种显示装置具有：包括上述输出电路的数据驱动器、和显示面板，根据上述数据驱动器的输出信号，驱动上述显示面板的数据线。

本发明涉及的一种显示装置，具有：多根数据线，在一个方向上彼此平行地延伸；多根扫描线，在和上述一个方向正交的方向上彼此平行地延伸；以及多个象素电极，在上述多根数据线和上述多根扫描线的交叉部矩阵状配置，并且具有多个晶体管，与上述多个象素电极分别对应，漏极及源极的一个输入连接到对应的上述象素电极，上述漏极及源极的另一个输入连接到对应的上述数据线，栅极连接到对应的上述扫描线，并且具有：栅极驱动器，对上述多个扫描线分别提供扫描信号；

和数据驱动器，对上述多个数据线分别提供和输入数据对应的灰度信号，

根据本发明，对于具有三个以上的差动对的放大器，可以以较少的连接状态的切换来消除反转输入侧和非反转输入侧的失谐和差动对彼此的失谐，从而可节省面积，并减少输出之间彼此的电压偏差。

进一步，根据本发明，通过使用上述输出电路，可实现节省面积、低成本的数据驱动器，并且可实现含有数据驱动器的显示装置的低成本、窄边框、高画质。

附图说明

图1是表示本发明的第1实施例中的输出电路的构造的图。

图2是表示本发明的第1实施例中的数字模拟变换电路(DAC)的构造的图。

图3是表示本发明的第1实施例中的位数据和选择电路的输出的关系的图。

图4是表示本发明的第1实施例中的对各灰度的选择电路的输出电压和计算器的输出电压的关系的图。

图5是表示本发明的第1实施例中的解码器的构造例的图。

图6是表示本发明的第1实施例中的计算器的构造例的图。

图7是对本发明的第1实施例中的计算器的输出误差、及连接切换引起的平均输出误差进行绘制的图表。

图8是对本发明的第1实施例中的计算器的DNL、及连接切换引起的平均DNL进行绘制的图表。

图9是表示本发明的第1实施例中的连接切换器的构造例的图。

图10是表示将本发明的第1实施例中的切换连接器和正负切换器合成的构造的例子的图。

图11是表示本发明的第2实施例中的输出电路的构造的图。

图12是表示本发明的第2实施例中的数字模拟电路(DAC)的构造的图。

图13是表示本发明的第2实施例中的位数据和选择电路的输出的关系的图。

图14是表示本发明的第2实施例中的对各灰度的选择电路的输出电压和计算器的输出电压的关系的图。

图15是表示本发明的第2实施例中的解码器的构造例的图。

图16是表示本发明的第2实施例中的计算器的构造例的图。

图17是对本发明的第2实施例中的计算器的输出误差、及连接切换引起的平均输出误差进行绘制的图表。

图18是对本发明的第2实施例中的计算器的DNL、及连接切换引起的平均DNL进行绘制的图表。

图19是表示本发明的第2实施例中的连接切换器的构造例的图。

图20是表示本发明的第2实施例中的连接切换器的其他构造例的图。

图21是表示将本发明的第2实施例中的切换连接器和正负切换器合成的构造的例子的图。

图22是表示将本发明的第2实施例中的切换连接器和正负切换器合成的构造的其他例子的图。

图23是表示将本发明适用于数据驱动器时的构造例的图。

图24是将使用了本发明的数据驱动器适用于有源矩阵型液晶显示装置时的构造例的图。

图25是表示有源矩阵型液晶显示装置的构造的图。

图26是表示现有的数据驱动器的构造的图。

图27是表示专利文献1所述的DAC的构造的图。

图28是表示专利文献2所述差动放大器的构造的图。

具体实施方式

对用于实施本发明的最佳方式进行说明。图1是表示本发明的一个实施方式的构造的图。参照图1，连接切换器11从端子Tin1、Tin2分别输入第1、第2电压V1、V2，根据连接切换信号对输入V1、V2的端子Tin1、Tin2，及中间端子T1、T2、T3的连接状态进行切换，对各中间端子T1、T2、T3包括重复地选择V1、V2并输出到端子Tout。

计算器12将施加到中间端子T1、T2、T3的电压V(T1)、V(T2)、V(T3)的平均电压输出到输出端子Tout。

并且，以规定时间切换连接切换信号，从而在各连接状态下由计算器12输出的电压在时间上被平均化。

连接切换器11也可以将分配到中间端子T1、T2、T3的V1、V2的个数之比保持1∶2，仅切换分配的中间端子的位置。

这种情况下，理想的情况是，无论在哪种连接状态下，均输出相同的电压，但实际上，因晶体管的制造偏差，计算器12的输出电压稍微偏离期待值。

但是，通过在规定时间进行切换计算器12输入状态的动作，误差在时间上被平均，可有效降低计算器12的元件偏差引起的误差。

在以下实施例中，特别对输入电压为2个或3个时，详细说明构成、动作、及误差降低作用。

(实施例)

参照图1说明本发明的第1实施例。在连接切换器11中，第1、第2电压V1、V2从端子Tin1、Tin2输入，根据连接切换信号，对输入有V1、V2的端子Tin1、Tin2，及中间端子T1、T2、T3的连接状态进行切换，将2个电压V1、V2包括重复地选择输出到各中间端子T1、T2、T3。

在连接切换器11中，根据连接切换信号切换第1连接状态、和第2连接状态。

在第1连接状态中，向中间端子T1输出V1，向中间端子T2和T3输出V2。(T1、T2、T3)＝(V1、V2、V2)

在第2连接状态中，向中间端子T3输出V1，向中间端子T2、T1输出V2。(T1、T2、T3)＝(V2、V2、V1)

通过连接切换器11，V(T1)、V(T2)、V(T3)中一个成为V1、二个成为V2，结果输出到输出端子Tout的输出电压Vout以下式(1)获得：

Vout = \frac{1 \cdot V 1 + 2 \cdot V 2}{3} . . . (1)

即，输出将V1、V2以1∶2加权平均的电压。

进一步，也可利用该连接切换器及计算器构成DAC(数字模拟转换器)。

图2是表示本实施例中的6位-DAC的构造的图。选择电路1 3通过6位数据，从8个参照电压中包括重复地选择2个电压，分配到Tin1、Tin2。在图2中，连接切换器11、计算器12和图1的构造相同，因此省略其说明。

设8个参照电压在6位＝64个电平的均等间隔的电压中为第1个、第4个、第13个、第16个、第49个、第52个、第61个，第64个(将这些分别标记为VG00、VG03、VG12、VG15、VG48、VG51、VG60、VG63)，选择电路13根据图3，选择输入到Tin1、Tin2的电压V1、V2。即，可获得从和6位数据(D5、D4、D3、D2、D1、D0)＝(0、0、0、0、0、0)对应的0灰度到和(D5、D4、D3、D2、D1、D0)＝(1、1、1、1、1、1)对应的63灰度为止的、64电平的线形输出电压。图4是表示64个灰度和输出电压的特性的图。

此时的选择电路13作为一例使用图5的构造。从Tin1开始将2分支重复3段成为8分支，分支的各段具有开关，选择VG00、VG03、VG12、VG15、VG48、VG51、VG60、VG63中的任意一个。在分支的各段中，互补信号D0B和D0、D2B和D2、D4B和D4中，分别连接到high信号的开关导通。并且，从Tin2开始将2分支重复3段，选择VG00、VG03、VG12、VG15、VG48、VG51、VG60、VG63中的任意一个。在分支的各段中，互补信号D1B和D1、D3B和D3、D5B和D5中，分别连接到high信号的开关导通。例如，(D0、D1、D2、D3、D4、D5)＝(0、0、0、0、0、0)时，VG00被重复选择到Tin1、Tin2，在(D0、D1、D2、D3、D4、D5)＝(1、0、0、0、0、0)时，VG03、VG00被选择到Tin1、Tin2。

通过使用所述构造的选择电路13及计算器12，可从8个参照电压中将8²＝64个电压输出到计算器的输出端子Tout。

图6是表示计算器12的构造的一个例子的图。参照图6，该计算器12包括：第1、第2、第3差动对Dif1、Dif2、Dif3；输出端子Tout；分别向第1、第2、第3差动对提供电流的第1、第2、第3电流源CS1、CS2、CS3；以及与第1、第2、第3差动对Dif1、Dif2、Dif3的输出对共同连接的负荷电路L1。

第1、第2、第3差动对Dif1、Dif2、Dif3的各输出对的第1输出(晶体管M1P、M2P、M3P的漏极)彼此共同连接到第1连接节点N1，第1、第2、第3差动对Dif1、Dif2、Dif3的各输出对的第2输出(晶体管M1M、M2M、M3M的漏极)彼此共同连接到第2连接节点N2。

第1连接节点N1连接到构成负荷电路L1的P沟道晶体管PM1的漏极，第2连接节点N2连接到构成负荷电路L1的P沟道晶体管PM2的漏极。P沟道晶体管PM1和PM2的栅极连接，源极连接到电源。P沟道晶体管PM1的漏极和栅极之间连接开关122M，P沟道晶体管PM2的漏极和栅极之间连接开关122P，开关122P在控制信号S为高电平时接通，开关122M在控制信号S为低电平时接通。

具有切换电路123P、123M，其根据控制信号S、SB，对将第1连接节点N1连接到放大级A1的输入端或将第2连接节点N2连接到放大级A1的输入端进行切换。

正负切换器(+-切换器)121进行差动对的非反转输入(+)和反转输入(-)的切换，输入中间端子T1、T2、T3的信号及放大级A1的输出，具有切换与T1P、T2P、T3P、T1M、T2M、T3M的连接的开关群。T1P、T2P、T3P分别连接到第1、第2、第3差动对Dif1、Dif2、Dif3的第1输入(晶体管M1P、M2P、M3P的栅极)，T1M、T2M、T3M分别连接到第1、第2、第3差动对Dif1、Dif2、Dif3的第2输入(晶体管M1M、M2M、M3M的栅极)。

控制信号S为high时，开关1211接通，开关1212断开，中间端子T1、T2、T3连接到T1P、T2P、T3P，放大级A1的输出端子Tout连接到T1M、T2M、T3M。

中间端子T1、T2、T3分别连接到第1、第2、第3差动对Dif1、Dif2、Dif3的第1输入(晶体管M1P、M2P、M3P的栅极)，输出端子Tout连接到第2输入(M1M、M2M、M3M的栅极)。

控制信号S为low时，开关1212接通，开关1211断开，中间端子T1、T2、T3连接到T1M、T2M、T3M，放大级A1的输出端子Tout连接到T1P、T2P、T3P。中间端子T1、T2、T3分别连接到第1、第2、第3差动对Dif1、Dif2、Dif3的第2输入(M1M、M2M、M3M的栅极)，输出端子Tout连接到第1输入(M1P、M2P、M3P的栅极)。

将构成差动对Dif1、Dif2、Dif3的晶体管M1P～M3P及M1M～M3M的尺寸设置得彼此相等，且将电流源CS1～CS3的电流值设置得彼此相等，并且，在输入到T1～T3的电压彼此接近(～0.2V左右)时，输出电压为公式(1)所示的值。

并且，通过正负切换器121、及开关122P、122M、123P、123M，可对差动放大电路的非反转输入(+)和反转输入(-)进行切换。

即，将正负切换器121的开关群1211接通、将开关群1212断开，将开关122P、123P接通、将开关122M、123M断开时，差动对Dif1～Dif3的晶体管M1P、M2P、M3P的栅极变为非反转输入(+)，差动对Dif1～Dif3的晶体管M1M、M2M、M3M的栅极变为反转输入(-)。

相反，将正负切换器121的开关群1212接通、将开关群1211断开，将开关122M、123M接通、将开关122P、122P断开时，差动对Dif1～Dif3的晶体管M1M、M2M、M3M的栅极变为非反转输入(+)，晶体管M1P、M2P、M3P的栅极变为反转输入(-)。

如果计算器12是理想的计算器，则与连接状态无关，公式(1)所示的电压输出到Tout。

而实际上，产生因计算器12内部的晶体管彼此的制造偏差(失谐，Mismatch)引起的计算误差或偏移的情况较多。特别是在图2所示的DAC中使用计算器12的情况下，当偏差较大时，可能产生灰度反转或灰度跳跃。

因此，为了明示本发明的发明效果，使图6的计算器12的差动对Dif1～Dif3、电流源CS1～CS3、负荷电路L1的晶体管尺寸随机产生偏差，适用本发明，在按时间切换第1连接状态、和第2连接状态并输出的条件下，获得偏移电压的时间平均的最大值/最小值如图7所示，获得相邻灰度间电压(DNL：Differential Non-Linearity)的时间平均的最大值/最小值如图8所示。

其中，DNL是表示DAC线形性的值，越接近0表示线形性越好(接近于理想的直线)，当DNL超过1时，表示相邻灰度中产生灰度跳跃，当变为-1以下时，表示相邻灰度中产生灰度反转。

并且，作为用于表示本发明效果的比较对象，图7、图8中还表示不进行差动对间的切换，仅切换差动对的非反转输入(+)和反转输入(-)时的时间平均。

参照图7、图8，可知和未进行切换的状态(连接状态1)(A)相比，偏移电压及DNL得到改善，DNL中尤其是31～32灰度之间得到大幅改善。

从比较例可知，通过差动对的+-输入切换，偏移电压得到改善(参照图7(C))，但DNL完全没得到改善(参照图8(C))。

从而可知，通过适用本发明，不仅可改善偏移电压，而且可改善DNL。

接着说明本实施例的连接切换器11的构造。

连接切换器11在第1连接状态下，在中间端子T1～T3中，将V1输出到T1，将V2输出到T2、T3；

在第2连接状态下，在中间端子T1～T3中，将V1输出到T3，将V2输出到T2、T1。

因此，具体而言，在输入了V1的端子Tin1和中间端子T1之间、及在输出了V2的端子Tin2和中间端子T3之间，通过根据连接切换信号(CP)控制的开关进行连接。

在输入了V1的端子Tin1和中间端子T3之间、及在输出了V2的端子Tin2和中间端子T1之间，通过根据连接切换信号的互补信号(CPB)控制的开关进行连接。

中间端子T2与连接切换信号的状态无关，只要是能够输出V2的构造即可。与所述方法对应的构造例如图9所示。Tin1和T1之间具有开关SW11，在Tin1和T3之间具有开关SW13，在Tin2和T1之间具有开关SW21，在Tin2和T3之间具有开关SW23，Tin2与T2直接连接。开关SW11、SW23构成开关群1101，由连接切换信号CP进行接通/断开控制，开关SW21、SW13构成开关群1102，由连接切换信号CPB(CP的互补信号)进行接通/断开控制。

在图9中，在第1连接状态下，开关群1101接通、开关群1102断开，从而V1输出到中间端子T1，V2输出到中间端子T2、T3。在第2连接状态下，开关群1102接通、开关群1101断开，从而V1输出到中间端子T3，V2输出到中间端子T2、T1。V2和中间端子T2之间短路，但与连接状态无关，只要是V2输出到中间端子T2的构造即可。

在图9中，开关1101、1102可由MOS晶体管构成。即，将源极或漏极中的一个连接到输入有V1(或V2)的端子(Tin1或Tin2)、将另一个连接到中间端子(T1或T2)，将连接切换信号(CP)或其互补信号(CPB)输入到栅极即可。开关为N沟道晶体管时，连接切换信号(CP)在高电平时导通，在低电平时截止，因此在第1连接状态下，使连接切换信号(CP)高，在第2连接状态下使连接切换信号(CP)低即可。

开关为P沟道晶体管时，导通/截止原理与N沟道晶体管相反，因此在第1连接状态下，使连接切换信号(CP)低、在第2连接状态下，使连接切换信号(CP)高即可。并且，开关也可由组合了N沟道晶体管和P沟道晶体管的传输门构成。

并且，也可使控制正负切换器121的信号与控制连接切换器11的信号相同。此时，可将正负切换器121和连接切换器11统一为一个连接切换器。

图10是在本实施例中将正负切换器121和连接切换器11统一为一个连接切换器11B的构造例。

在图10中，在第1连接状态下，开关群1111接通、开关群1112断开，从而V1输出到TIP，V2输出到T2P、T3P，Tout输出到T1M、T2M、T3M。在第2连接状态下，开关群1112接通、开关群1111断开，从而V1输出到T3M，V2输出到T2M、T1M，Tout输出到T1P、T2P、T3P。这样一来，通过将正负切换器121和连接切换器统一而构成，可减少总开关数。

图11是表示本发明的第2实施例的构造的图。连接切换器11中输入第1、第2、第3电压(V1、V2、V3)，根据连接切换信号，对输入V1、V2、V3的端子、及中间端子T1～T7的连接状态进行切换，向T1～T7分别包括重复地选择输出V1、V2、V3。

或者，连接切换器11根据连接切换信号切换第1连接状态、和第2连接状态，在第1连接状态下，T1～T7中，将V1输出到T1，将V2输出到T2、T3，将V3输出到T4、T5、T6、T7。

在第2连接状态下，T1～T7中，将V1输出到T7，将V2输出到T6、T5，将V3输出到T4、T3、T2、T1。

计算器12将输入到T1～T7的7个电压V(T1)～V(T7)的平均电压输出到输出端子Tout。

通过连接切换器11，V(T1)～V(T7)中一个变为V1、二个变为V2、四个变为V3，因此输出电压Vout是：

Vout = \frac{1 {\cdot V}_{1} + 2 \cdot V_{2} + 4 {\cdot V}_{3}}{7} . . . (2)

即，输出将V1、V2、V3以1∶2∶4加权平均的电压。

进一步，可利用该连接切换器11及计算器12构成DAC(数字模拟转换器)。

图12是表示本实施例中的6位-DAC的构造的概念的图。选择电路13具有通过6位数据，从4个参照电压中包括重复地选择3个电压，分配到Tin1～Tin3的功能。

设4个参照电压在6位＝64电平的均等间隔的电压中为第1个、第8个、第57个、第64个(将这些分别标记为VG00、VG07、VG56、VG63)，选择电路13根据图13所示的表，选择输入到Tin1～Tin3的电压V1～V3时，可获得从和6位数据(D5、D4、D3、D2、D1、D0)＝(0、0、0、0、0、0)对应的0灰度到和(D5、D4、D3、D2、D1、D0)＝(1、1、1、1、1、1)对应的63灰度为止的、64电平的线形输出电压(图14)。图1 3中一览表示了灰度0至63的各位数据和选择电路的输出V1、V2、V3。

选择电路13的一个示例为图15所示的构造。VG00、VG07、VG56、VG63中的一个根据D0、D3及其互补信号，经由导通的开关输出到Tin1。VG00、VG07、VG56、VG63中的一个根据D1、D4及其互补信号输出到Tin2，根据D2、D5及其互补信号输出到Tin3。通过使用选择电路13及计算器12，可将4³＝64个电压从四个参照电压输出到计算器的输出端子Tout(参照图14)。

图16是表示本实施例的计算器12的构造的图。参照图16，其包括：第1～第7差动对Dif1～Dif7；输出端子Tout；第1～第7电流源CS1～CS7，将电流提供到第1～第7差动对Dif1～Dif7；以及负荷电路L1，共同连接到第1～第7差动对Dif1～Dif7的输出对。

第1～第7差动对Dif1～Dif7的各输出对的第1输出彼此共同连接到第1连接节点N1，第1～第7差动对Dif1～Dif7的第2输出对彼此共同连接到第2连接节点N2。

第1连接节点N1连接到构成负荷电路L1的P沟道晶体管PM1的漏极，第2连接节点N2连接到构成负荷电路L1的P沟道晶体管PM2的漏极。P沟道晶体管PM1和PM2的栅极连接，源极连接到电源。P沟道晶体管PM1的漏极和栅极之间连接有开关122M，P沟道晶体管PM2的漏极和栅极之间连接有开关122P，开关122P在控制信号S为高电平时接通，开关122M在控制信号S为低电平时接通。

正负切换器121根据控制信号S及其互补信号SB进行如下切换：

分别将连接切换器11的中间端子T1～T7、和第1～第7差动对的第1输入(晶体管M1P、M2P、...、M7P的栅极)连接，且将差动放大器的输出端子Tout、和第1～第7差动对的第2输入(晶体管M1M、M2M、...、M7M的栅极)连接，或者，

将差动放大器的输出端子Tout、和第1～第7差动对的第1输入(晶体管M1P、M2P、...、M7P的栅极)，且将连接切换器11的中间端子T1～T7、和第1～第7差动对的第2输入(晶体管M1M、M2M、...、M7M的栅极)连接。

图16的构造是在图6所示的计算器12中将差动对从3个增加到7个的构造。

该计算器12(差动放大器)将构成差动对Dif1～Dif7的晶体管M1P～M7P及M1M～M7M的尺寸设定得彼此相等，且将电流源CS1～CS7的电流值设定得彼此相等，进一步当输入到T1～T7的电压彼此接近(～0.2V左右)时，输出电压为公式(2)所示的值。

并且，图16的构造和图6的计算器12同样地，可通过正负切换器121及开关122P、122M、123P、123M切换差动对的非反转输入(+)和反转输入(-)。差动对的非反转输入(+)和反转输入(-)的切换动作和图6相同，因此省略说明。

如上述第1实施例所述，产生因计算器12内部的晶体管彼此的制造偏差(失谐)造成的计算误差或偏移的情况较多。

因此，为了明示本发明的发明效果，使图16的计算器12的差动对Dif1～Dif7、电流源CS1～CS7、负荷电路L1的晶体管尺寸随机产生偏差，适用本发明，在按时间切换第1连接状态、和第2连接状态并输出的情况下，获得偏移电压的时间平均的最大值/最小值如图17所示，获得相邻灰度间电压(DNL)的时间平均的最大值/最小值的时间平均如图18所示。

并且，作为用于明确本发明效果的比较对象，图17(C)、图18(C)还表示不进行差动对间的切换、仅切换差动对的非反转输入(+)和反转输入(-)时的时间平均。

参照图17、图18，可知和不进行切换的状态(连接状态1)(A)相比，偏移电压及DNL得到改善，DNL中尤其是31～32灰度之间得到大幅改善。

从图17(C)、图18(C)的比较例可知，通过差动对的非反转输入(+)和反转输入(-)的输入切换，偏移电压得到改善，但DNL完全未改善。

由此可知，通过适用本发明，除了可改善偏移电压外，还可改善DNL。

接着说明本实施例的连接切换器11的具体构造。

本实施例中的连接切换器11在第1连接状态下，在中间端子T1～T7中，将V1输出到T1，将V2输出到T2、T3，将V3输出到T4、T5、T6、T7；

在第2连接状态下，在中间端子T1～T7中，将V1输出到T7，将V2输出到T6、T5，将V3输出到T4、T3、T2、T1。

因此，在输入了V1的端子Tin1和T1之间；在输入了V2的端子Tin2和T2、T3之间；在输出了V3的端子Tin3和T5～T7之间，通过根据连接切换信号(CP)控制的开关连接，

在输入了V1的端子Tin1和T7之间；在输入了V2的端子Tin2和T5、T6之间；在输出了V3的端子Tin3和T1～T3之间，连接有根据连接切换信号的互补信号控制的开关，

T4与连接切换信号的状态无关地输出V3。

所述连接切换器11的构造例如如图19所示。在图19中，

在第1连接状态下，由开关SW11、SW22、SW23、SW35、SW36、SW37构成的开关群1103接通、由开关SW31、SW32、SW33、SW25、SW26、SW17构成的开关群1104断开，从而V1输出到T1，V2输出到T2、T3，V3输出到T4、T5、T6、T7。此外，开关SWab表示连接在端子Tina(a为1、2、3)和端子Tb(b为1～7)之间的开关。

在第2连接状态下，开关群1104接通、开关群1103断开，从而V1输出到T7，V2输出到T6、T5，V3输出到T4、T3、T2、T1。

V3和V4之间短路，但与连接状态无关地只要是输出V3的构造即可。

图19所示的连接切换器11无论连接状态如何，都可将输出相同电压的开关统一。例如，中间端子T2、T3在第1连接状态下均输出V2，在第2连接状态下均输出V3。

因此，中间端子T2、T3在任意一种连接状态下均输出彼此相同的电压，因此中间端子T2、T3、及开关群1103中，连接V2的开关群可统一为一个开关。

图20表示将图19的连接切换器11的开关统一的构造。在图20中，对图19的中间端子T2和T3、中间端子T5和T6分别统一为一个(开关共用化)。图20所示的构造下，和图19相比，可降低开关个数。另外，在图19、20中，各开关和上述实施例1同样地，可由N沟道晶体管、P沟道晶体管等构成。

进一步，和上述实施例1同样地，控制正负切换器121的信号和控制连接切换器11的信号相同时，也可将正负切换器121和连接切换器11进行统一，作为一个连接切换器。

图21表示在本实施例中，统一正负切换器121和连接切换器11作为一个连接切换器11B，以减少开关总数。连接切换信号CP为high时，开关群1113接通，开关群1114断开，Tin1连接到T1P，Tin2连接到T2P和T3P，Tin3连接到T4P、T5P、T6P、T7P，输出端子Tout连接到T1M～T7M。连接切换信号CP为low时(CPB为high)，开关群1114接通，开关群1113断开，Tin1连接到T7M，Tin2连接到T5M和T6M，Tin3连接到T1M、T2M、T3M、T4M，Tout连接到T1P～T7P。

进一步，与将图19的构造改成图20的构造同样地，对于图21的构造，在第1和第2连接状态下，也可将输入输出相同的开关统一，例如可构成为图22所示。对T2P和T3P、T5P和T6P、T2M和T3M、T5M和T6M分别统一为一个(开关共用化)。

以上对差动对为3个时和7个时的二个实施例，列举了适用本发明的例子，而如果扩展图2或图12的示例，则一般可如下描述。

即，可构成具有以下部件的DAC：

选择电路，从2K个参照电压中包括重复地选择M个电压V1～VM；

连接切换器，其具有输入V1～VM的M个端子、和2^M-1个中间端子T1～T(2^M-1)，在该中间端子T1～T(2^M-1)中，

向1个中间端子输出V1，

向2个中间端子输出V2，

向4个中间端子输出V3，

...，

向2^(i-1)个中间端子输出Vi(其中1≤i≤M)，

...，

向2^M-1个中间端子输出VM；以及

计算器，将施加到2^M-1个中间端子T1～T(2^M-1)的电压V(T1)～V(T(2^M-1))的平均电压输出到输出端子Tout。

在该DAC中，将参照电压设定为均等间隔的2^KM电平的电压中的第1+(2^M-1)Σ_i＝1 ^K(αi×2^(i-1)M)个(其中α1～αK取0或1)，从而可获得2^KM个均等间隔的输出电压。

而在实施例1及实施例2中说明的任意一个例子中，中间端子(T1等)的个数＝(输入电压数(V1等)的二次方)-1均成立。

进一步，V1～V3中的任意一个肯定被分配到所有中间端子(＝N个)中的(N+1)/2个中间端子，在第1连接状态下，将分配到该(N+1)/2个中间端子的电压设为Vx，则可知在第2连接状态下进行如下切换：在第1连接状态下分配到Vx的(N+1)/2个中间端子中的一个仍为Vx，剩余的(N-1)/2个中间端子被分配Vx以外的电压，在第1连接状态下分配了Vx以外的(N-1)/2个中间端子被分配Vx。

在本发明的第2实施例中，相当于上述Vx的电压是V3，V3被分配到7个中间端子T1～T7中的(7+1)/2＝4个中间端子。

在第1连接状态下，分配了V3的4个中间端子中，一个仍为V3，剩余的三个在第2连接状态下，向一个中间端子分配V1，向两个中间端子分配V2。在第1连接状态下未分配V3的(＝分配了V1、V2)的三个中间端子在第2连接状态下分配V3。

这样一来，扩展电压和中间端子的连接切换的算法，则易于推出：对于上述扩展了图2或图12的DAC也可适用本发明。

即，在第1连接状态下，中间端子T1～T(2^M-1)中，将VM分配到2^(M-1)个中间端子，剩余的中间端子中，

将V1分配到1个中间端子，

将V2分配到2个中间端子，

将V3分配到4个中间端子，...，

将V(M-1)分配到2^(M-2)个中间端子。

在第2连接状态下，在第1连接状态下分配了VM的2^(M-1)个中间端子中，

1个中间端子仍为VM，剩余的2^(M-1)-1个中，

将V1分配到1个中间端子，

将V2分配到2个中间端子，

将V3分配到4个中间端子，...，

将V(M-1)分配到2^(M-2)个中间端子，

将VM分配到所有在第1连接状态下分配了V1～V(M-1)的2^(M-1)-1个中间端子。

通过进行所述切换，在差动对为3个、7个时以外(一般情况下2^M-1个)也可适用本发明。例如当M＝4时，中间端子的个数为2⁴-1个＝15个。

连接切换器11在中间端子T1～T15中，将V1分配到1个中间端子，将V2分配到2个中间端子，将V3分配到4个中间端子将V4分配到8个中间端子。

并且，通过本发明的连接切换，在第1连接状态下，在中间端子T1～T15中，向8个中间端子分配V4，在剩余的中间端子中，向1个中间端子分配V1，向2个中间端子分配V2，向4个中间端子分配V3。

在第2连接状态下，可进行如下切换：

在第1连接状态下分配了V4的8个中间端子中，1个仍为V4，剩余的7个中，向1个中间端子分配V1，向2个中间端子分配V2，向4个中间端子分配V3，

向在第1连接状态下分配了V1～V3的7个中间端子均分配V4。

这样，通过适用本发明，可仅通过二个连接状态的切换降低计算器元件偏差的影响，实现高精度的输出电路。

接着，说明将本发明的输出电路适用于液晶等显示装置的数据驱动器的构造。图23是表示本发明涉及的数据驱动器的一个实施例的构造的图。未进行特别限定，但图23中，作为一个示例，表示了数字模拟变换电路(DAC)15由上述实施例2中说明的连接切换器11、计算器12、解码器13构成的例子，是可进行6位输出(64灰度)的数据驱动器。各DAC(15)的输出Tout连接到未图示的显示面板的数据线(图24的962)。

锁存地址选择器921、锁存器922等电路模块和图26所示的相同。

参照电压生成电路(16)对64个输出电平生成4个参照电压(Vref1～Vref4)，由多个DAC(15)共享。并且，在4个各参照电压被设定为等间隔的64个电平的电压中的第1个、第8个、第57个、第64个时，各DAC(15)的输出电压以公式(2)表示，64个输出电平为线性。

因此，相对于64个电平的输出电压数，参照电压为4个，因此可节省DAC的面积。

连接切换器11中，对于多个DAC(15)，输入共同的连接切换信号，根据连接切换信号，将由解码器13选择的三个电压分配到计算器12的7个中间端子。

并且，根据连接切换信号所有DAC(15)为第1连接状态或第2连接状态，因此通过连接切换信号的周期性切换，各DAC的输出在时间上被平均。

或者，其构造也可以是，对于所有DAC(15)具有共同的连接切换信号。

例如，图23的DAC(15)中，若从左开始数向第奇数个DAC中输入连接切换信号，向第偶数个DAC中输入连接切换信号的互补信号，则当第奇数个的DAC为第1连接状态时，第偶数个DAC变为第2连接状态，当第奇数个DAC为第2连接状态时，第偶数个DAC变为第1连接状态。这样一来，在时间上对各DAC的输出电压进行平均的同时，可进行空间平均。

此外，图23的各DAC也可使64(＝2⁶)个输出电平为1个模块，由多个模块构成。这种情况下，参照电压生成电路16中4个参照电压也按模块数设置。

并且，在图23中，参照电压生成电路(灰度电压生成电路)16、解码器13、计算器12分别通过由参照电压生成电路16生成的电压规定其电源电压。

另一方面，锁存地址选择器921、锁存器922可分别与上述电源电压不同地设定，为了节省面积及节电，也可设定为比参照(灰度)电压生成电路16、解码器13、计算器12的电源电压低的电源电压。这种情况下，设有电平移动电路(未图示)用于电平变换。适用于本发明时，电平移动电路(未图示)优选设置在锁存器922和解码器13之间。

图24表示将本发明适用于显示装置时的例子。在图24中，数据驱动器980是按图23的构造构成的数据驱动器，是12位数据输入、4096个线性输出。

使用线性输出的数据驱动器时，通过分配在多个线性输出电平中与显示装置(液晶或有机EL元件等)的伽马特性对应的灰度电压，可输出与显示装置的伽马特性对应的灰度电压。因此，数据驱动器具有比显示灰度数多的线性灰度数。

在图24所示的例子中，具有：数据变换表991，用于将与显示灰度对应的L位的数据变换为与线性灰度对应的12位数据(L＜12)；和数据变换电路990，参照数据变换表991进行数据变换。

数据变换表991例如优选与液晶的伽马曲线、液晶及有机EL(Electro Iuminescence)的各RGB特性对应。

数据变换表991和数据变换电路990只要是向数据驱动器980输入12位数据的构造即可，如图24所示，与显示控制器950链接较为简便。

图23的向数据驱动器的各连接切换器11输入的连接切换信号的切换周期可以以显示装置的1个画面的改写周期(帧周期)的整数倍、或数据线的改写周期(行周期)的整数倍进行切换。这种情况下，显示装置对同一图像数据的亮度以1个画面的改写周期的整数倍平均化，从而可提高显示质量。

并且，连接切换信号的切换周期也可在将灰度电压信号驱动到数据线的1个数据期间内切换多次。这种情况下，数据线是较大的电容性负荷，因此如果交替提供较小的正及负的偏移，则在数据线内缓和并平均化。从而也可提高显示质量。

这样一来，将本发明适用于显示装置时，图23的各DAC的输出电压、即显示装置的驱动电压在时间上被平均，可减少由于DAC内的计算器12的元件偏差引起的图像显示不均。其结果是，可实现高品位的图像显示。

对于包括其他方式在内的这种显示装置的数据驱动器的任意一种，通过适用本发明涉及的DAC，可有助于显示装置的低成本化及窄边框化，同时可获得高品位的图像显示。

例如，和液晶显示装置同样地，对于向数据线输出多值电平的电压信号进行显示的有源矩阵驱动方式的有机EL显示器等显示装置，也可适用本发明涉及的输出电路。

并且，在图24中表示了使用线性输出的数据驱动器的例子，但也可以是不使用数据变换电路990、输入12位图像数据获得12位输出电压的构造，这种情况下，以与显示装置的伽马特性对应地设定参照电压生成电路16的输出电压即可。

在上述实施例中说明的DAC由MOS晶体管构成，在液晶显示装置的驱动电路中，例如也可利用由多晶硅构成的MOS晶体管(TFT)构成。并且，在上述实施例中，列举了适用于集成电路的例子，当然也可适用于分立元件构造。

以上参照上述实施例说明了本发明，但本发明不仅限于上述实施例，当然也包括在本申请的权利要求的各权利要求的发明的范围内本领域技术人员可获得的各种变形、修正。

Claims

1.一种输出电路，其特征在于具有：

连接切换器，具有输入第1及第2电压的第1及第2端子和第1至第3中间端子，向上述第1至第3中间端子中的一个中间端子选择输出上述第1电压并向两个中间端子选择输出上述第2电压，并且根据连接切换信号，对选择输出上述第1及第2电压的中间端子进行切换；和

计算器，接受施加到上述第1至第3中间端子的电压，将施加到上述第1至第3中间端子的电压的平均电压输出到输出电路的输出端子。

2.根据权利要求1所述的输出电路，其特征在于，

上述连接切换器根据上述连接切换信号以规定的时间间隔切换上述第1及第2端子与上述第1至第3中间端子的连接状态，

输出各连接状态下的上述计算器的输出电压在时间上平均的电压。

3.根据权利要求1所述的输出电路，其特征在于，

上述连接切换器根据上述连接切换信号切换第1连接状态和第2连接状态，

在上述第2连接状态下，向上述第1、第2、第3中间端子分别输出上述第2电压、上述第2电压、上述第1电压。

4.根据权利要求3所述的输出电路，其特征在于，

在上述连接切换器中，

5.根据权利要求1所述的输出电路，其特征在于，

上述计算器包括：

第1至第3差动对；

第1至第3电流源，分别向上述第1至第3差动对提供电流；以及

负荷电路，共同连接到上述第1至第3差动对的输出对，

还具有：

差动放大器，其包括：放大级，输出节点连接到上述输出电路的输出端子；以及切换电路，根据规定的控制信号，将上述第1连接节点或上述第2连接节点连接到上述放大级的输入端；和

正负切换器，根据上述控制信号切换第1连接状态和第2连接状态，上述第1连接状态中，上述连接切换器的上述第1至第3中间端子、与上述第1至第3差动对的各输入对的第1输入分别连接，并且上述差动放大器的输出节点连接到上述第1至第3差动对的各输入对的第2输入；上述第2连接状态中，上述差动放大器的输出节点连接到上述第1至第3差动对的各输入对的第1输入，并且上述连接切换器的上述第1至第3中间端子、与上述第1至第3差动对的各输入对的第2输入分别连接。

6.根据权利要求5所述的输出电路，其特征在于，

上述差动放大器中，

构成上述第1至第3差动对的元件尺寸彼此相等，

上述第1至第3电流源的电流值彼此相等。

7.根据权利要求5所述的输出电路，其特征在于，

控制上述连接切换器的上述连接切换信号、和控制上述正负切换器的上述控制信号是同一信号。

8.一种输出电路，其特征在于具有：

连接切换器，输入第1至第3电压，向第1至第7中间端子中的一个中间端子选择输出上述第1电压并向两个中间端子选择输出上述第2电压，并向四个中间端子选择输出上述第3电压，并且根据连接切换信号，对选择输出上述第1至第3电压的中间端子进行切换；和

计算器，接受施加到上述第1至第7中间端子的电压，将施加到上述第1至第7中间端子的电压的平均电压输出到输出电路的输出端子。

9.根据权利要求8所述的输出电路，其特征在于，

10.根据权利要求9所述的输出电路，其特征在于，

在上述连接切换器中，

11.根据权利要求10所述的输出电路，其特征在于，

在上述连接切换器中，

上述第2及第3中间端子共用化，并且上述第2端子和上述第2及第3中间端子之间的开关共用化，并且上述第3端子和上述第2及第3中间端子之间的开关共用化，

上述第5及第6中间端子共用化，并且上述第3端子和上述第5及第6中间端子之间的开关共用化，并且上述第2端子和上述第5及第6中间端子之间的开关共用化。

12.根据权利要求8所述的输出电路，其特征在于，

上述计算器包括：

第1至第7差动对；

第1至第7电流源，分别向上述第1至第7差动对提供电流；以及

负荷电路，共同连接到上述第1至第7差动对的输出对，

还具有：

差动放大器，其包括：放大级，输出节点连接到上述输出电路的输出端子；切换电路，根据规定的控制信号，将上述第1连接节点或上述第2连接节点连接到上述放大级的输入端；和

正负切换器，根据上述控制信号切换第1连接状态和第2连接状态，上述第1连接状态中，上述连接切换器的上述第1至第7中间端子、与上述第1至第7差动对的各输入对的第1输入分别连接，并且上述差动放大器的输出节点连接到上述第1至第7差动对的各输入对的第2输入；上述第2连接状态中，上述差动放大器的输出节点连接到上述第1至第7差动对的各输入对的第1输入，并且上述连接切换器的上述第1至第7中间端子、与上述第1至第7差动对的各输入对的第2输入分别连接。

13.根据权利要求12所述的输出电路，其特征在于，

上述差动放大器中，

构成上述第1至第7差动对的元件尺寸彼此相等，并且

上述第1至第7电流源的电流值彼此相等。

14.一种输出电路，其特征在于具有：

连接切换器，具有输入第1至第M电压V1、V2、...、VM的第1至第M端子、及第1至第(2^M-1)中间端子，将取1至M中的所有值的指数i作为变量时，向上述第1至第(2^M-1)中间端子中的2^(i-1)个中间端子输出上述第1至第M电压中的第i电压Vi，并且根据连接切换信号，切换输出上述第1至第M电压的中间端子；和

计算器，接受施加到上述第1至第(2^M-1)中间端子的电压，将施加到上述第1至第(2^M-1)中间端子的电压的平均电压输出到上述输出电路的输出端子。

15.根据权利要求14所述的输出电路，其特征在于，

上述计算器包括：

第1至第(2^M-1)差动对；

第1至第(2^M-1)电流源，分别向上述第1至第(2^M-1)差动对提供电流；以及

负荷电路，共同连接到上述第1至第(2^M-1)差动对的输出对，

上述第1至第(2^M-1)差动对的各输出对的第1输出彼此共同连接到第1连接节点，

上述第1至第(2^M-1)差动对的各输出对的第2输出彼此共同连接到第2连接节点，

还具有：

正负切换器，根据上述控制信号切换第1连接状态和第2连接状态，上述第1连接状态中，上述连接切换器的上述第1至第(2^M-1)中间端子、与上述第1至第(2^M-1)差动对的各输入对的第1输入分别连接，并且上述差动放大器的输出节点连接到上述第1至第(2^M-1)差动对的各输入对的第2输入；上述第2连接状态中，上述差动放大器的输出节点连接到上述第1至第(2^M-1)差动对的各输入对的第1输入，并且上述连接切换器的上述第1至第(2^M-1)中间端子、与上述第1至第(2^M-1)差动对的各输入对的第2输入分别连接。

16.根据权利要求14所述的输出电路，其特征在于，

向1个中间端子分配V1，

向2个中间端子分配V2，

向4个中间端子分配V3，...，

向2^(M-2)个中间端子分配V(M-1)，

在上述第2连接状态下，在第1连接状态下分配了VM的2^(M-1)个中间端子中，

1个中间端子仍为VM，剩余的2^(M-1)-1个中，

向1个中间端子分配V1，

向2个中间端子分配V2，

向4个中间端子分配V3，...，

向2^(M-2)个中间端子分配V(M-1)，

17.一种数字模拟变换器，其特征在于，

具有：选择电路，从2^K个参照电压中包括重复地选择M个电压V1、V2、...、VM，其中K为1以上的整数、M为2以上的整数；和

权利要求15所述的上述输出电路，

上述输出电路在第1至第M端子上分别接受来自上述选择电路的M个电压V1、V2、...、VM，

参照电压被设定为均等间隔的2^KM个电平的电压中的第1+(2^M-1)∑_i＝1 ^K(αi×2^(i-1)M)个，获得2^KM个均等间隔的输出电压，其中α1～αK取0或1。

18.一种数据驱动器，根据输入的数字数据信号驱动数据线，其特征在于，

具有权利要求3所述的上述输出电路。

19.根据权利要求18所述的数据驱动器，其特征在于，

具有驱动多个上述数据线的多个输出电路、及控制多个上述输出电路各自的上述连接切换器的连接切换信号，

多个上述输出电路分为2组，

上述连接切换信号将一组上述输出电路控制为上述第1连接状态时，将另一组上述输出电路控制为上述第2连接状态；

在将上述第1连接状态的一组上述输出电路控制为第2连接状态时，将上述另一组输出电路控制为第1连接状态。

20.一种显示装置，其特征在于，

具有：包括权利要求1所述的上述输出电路的数据驱动器、和

显示面板，

根据上述数据驱动器的输出信号，驱动上述显示面板的数据线。

21.一种显示装置，其特征在于，

具有：

多根数据线，在一个方向上彼此平行地延伸；

多根扫描线，在和上述一个方向正交的方向上彼此平行地延伸；以及

多个象素电极，在上述多根数据线和上述多根扫描线的交叉部矩阵状配置，

并且具有多个晶体管，与上述多个象素电极分别对应，漏极及源极中的一个连接到对应的上述象素电极，上述漏极及源极中的另一个连接到对应的上述数据线，栅极连接到对应的上述扫描线，

上述显示装置还具有：

栅极驱动器，对上述多个扫描线分别提供扫描信号；和

数据驱动器，对上述多个数据线分别提供和输入数据对应的灰度信号，

上述数据驱动器由权利要求18所述的上述数据驱动器构成。