CN101151789A - 谐振转换器的控制 - Google Patents

Abstract

本发明涉及使用控制参数来控制谐振LLC转换器。对谐振回路中流动的主电流和谐振回路中预定点上的电压进行监测，并针对高端导通间隔设置控制参数，以及针对低端导通间隔设置控制参数，两个导通间隔的控制参数是该间隔的峰值电流和该间隔的预定电压。谐振转换器包括与电源相连的串联布置的可控开关。通过根据包括所述4个控制参数的准则建立断开开关的准则，操作所述谐振转换器。

Description

谐振转换器的控制

技术领域

本发明涉及一种谐振转换器的控制，具体涉及使用控制参数来控制谐振转换器。

背景技术

在现有技术的谐振LLC转换器的状态中，谐振电容器和两个电感器形成了谐振电路，还可能与额外的部件连接。该转换器还包括变压器和整流电路，用于产生DC输出电压。通过在整流电路中添加串联电阻，能够使输出电流变得连续。这种转换器存在许多变体，包括利用桥式整流器进行整流，或在照明应用中完全不使用整流。此外，有些情况下可以省去变压器。

为了实现谐振转换器令人满意的操作，在正确的时刻闭合和断开用于产生交流的开关是重要的。开关操作的频率定义了转换器的操作模式。

现有技术的转换器的状态通常由控制逻辑电路的50％占空比的频率而控制，其中通过改变操作频率而控制转换器的输出功率。还可以使用与50％不同的占空比。在这种情况下，占空比也决定了输出功率。

这种通过频率进行控制的原理具有一些严重的缺点：

-当由频率来控制时，谐振部件在每个时间间隔(高端(high side)或低端(low side)导通间隔)开始时的电压和电流不仅取决于频率，而且还取决于先前导通过程的历史。这个历史引起相当大的瞬时响应以及控制回路更为复杂的稳定性问题，特别是转换器在接近于谐振的情况下而操作时。

-对于现代设计，低负载上的小路和待机(无输出功率)期间的输入功率变为主要问题。在传统的50％占空比控制的情况下，难以解决这个问题，这是因为低负载上的大循环能量(circulating energy)。对此，一种解决方案是突发模式，但突发模式不总是被允许，因为输出端具有大纹波。此外，从准则模式到突发模式或相反方向的突然转变会在输出端上产生无法容忍的瞬变。

-在低占空比上操作是保持低功率上的高效率的一种解决方案。然而，在固定的频率上改变占空比会对回路增益产生无法容忍的符号改变。

美国专利6,711,034公开了一种谐振转换器，其中，开关导通次数的频率由定时器来控制，同时通过测量电量值(例如主电流)次级二极管电流中的非对称进行补偿。

发明内容

本发明提供了一种改进的谐振转换器。本发明由独立权利要求来限定。从属权利要求限定了有利的实施例。

本发明的实施例提供了用于控制转换器的改进的手段，从而能够提供更加简单、更具有鲁棒性和更便宜的谐振转换器。优选地，本发明单独地或以任意组合的形式缓解、减轻或消除了上述或其他缺点中的一个或更多个。

在本发明的实施例中，提供了一种谐振转换器，其中对状态变量进行监测，并实施控制算法，使得谐振转换器根据由控制参数而设立的准则而操作。谐振回路(resonant tank)中流动的电流也被称作主电流。

以这种方式操作谐振转换器带来许多优点。通过监测主电流和预定点上的电压而直接操作开关，能够提供对系统更快的控制和更好的系统稳定性。此外，通过准则的设置和/或控制参数的设置，可以直接包括安全特征，例如短路输出保护。此外，通过建立考虑不同方面的不同准则，可以把50％占空比的高输出功率的平滑组合与高效率低输出功率/待机模式相组合，甚至在期望时允许以不同于50％的占空比而操作。另一个优点是，如果需要，能够获得对称受控的转换器。应当注意的是，本专利的范围还覆盖了预定电压由间接测量所取代的实施例，这将在下文结合图7来说明。

权利要求2的可选特征是有利的，因为除了设立主电流和预定点上的电压与控制参数的关系的特定准则外，可以确保的是：尽管在导通间隔开始时满足准则，然而可以忽视该准则。可以理解的是，不需要由定时器装置来获得对经过最小时间的准则的满足。例如，这也可以通过主电流和/或预定点上的电压与特定准则相关的已知发展来获得.或其它等的方式。

权利要求3的可选特征是有利的，因为可以提供通用的谐振转换器，这是由于不需要专用的转换器电路以使谐振转换器在期望的操作模式下操作。

权利要求4的可选特征是有利的，因为可以提供更加稳定的谐振转换器，这是因为稳定性不与可能表现为瞬时响应、纹波、脉冲串等的状态变量直接有关。

权利要求5的可选特征是有利的，因为可以获得通用的谐振转换器，这是因为不需要专用的转换器电路以使谐振转换器在具有不同输出功率的模式下操作。

权利要求6和7的可选特征是有利的，因为可以避免规定多个控制参数以使谐振转换器在给定操作模式下操作，这是因为可以通过单一操作参数考虑多个控制参数之间的关系。

权利要求8的可选特征是有利的，因为在谐振转换器的控制中考虑到了转换器的电源电压和操作频率，能够获得控制参数和输出功率之间的直接联系。

根据本发明的附加方面，提供了用于控制谐振转换器的控制逻辑、控制谐振转换器的方法以及用于执行所述方法的步骤的计算机可读代码。一般地，本发明的各个方面能够以落入本发明范围内的任意方式进行组合和关联。根据下文参考实施例的描述，本发明的这些和其他方面、特征和/或优点将会变得明显。

附图说明

参考附图，仅作为示例对本发明的实施例进行描述，其中：

图1示出了谐振转换器的第一实施例，

图2示出了在0至2的范围中随Poutrel而变化的Vcapl，

图3示出了在0至2的范围中随Poutrel而变化的Iprim，

图4示出了在使用第一组参数的情况下的仿真中的各个参数的时间变化，

图5示出了在使用第二组参数的情况下的仿真中的各个参数的时间变化，

图6示出了全桥配置的实施例，

图7示出了从电路到控制逻辑和模拟控制功能元件的状态参数耦合，

图8示出了控制逻辑和模拟控制功能元件的第一实施方式，以及

图9示出了控制逻辑和模拟控制功能元件的第二实施方式。

具体实施方式

图1示出了谐振转换器的实施例。该电路是谐振LLC转换器，包括谐振电容器Cr以及电感器L1和磁化电感L2，以及形成谐振电路或谐振回路的一部分的部件。这里，变压器和整流电路用于产生DC输出电压Vo。通过添加串联电感L3，可以使输出电流变得连续。该电路包括三个部分。第一部分1是控制部分，包括用于产生控制信号的控制逻辑CL，该控制信号用于借助于驱动器HSD和LSD打开和闭合开关6、7。第二部分2是主电路，而第三部分3是次级电路。谐振转换器与电源Vs相连，从而可以向例如连接到次级端的输出端子4的负载提供电能。谐振转换器包括第一受控开关6和第二受控开关7，它们以串联的方式而布置，而且与电源相连，第一开关是高端开关(HSS)，高端开关的一个臂连接至电源Vs，第二开关是低端开关(LSS)，低端开关的一个臂连接至地。此外，可以想像具有全桥配置的实施例。图6中示出了全桥配置的实施例，并在文中相应的部分讨论。

转换器通常受到具有50％占空比频率的时钟CL的控制。转换器的输出功率可以由操作频率的变化而控制。还可以使用与50％不同的占空比。在这种情况下，占空比也会决定输出功率。本发明提出了一种新的且具有创造性的谐振转换器的操作方式。

在根据本发明的转换器中，可以以如下方式对占空比和频率变化进行组合：能够实现输出功率的平滑调整。然而，转换器不会直接受到频率和占空比的控制，而是利用变压器初级端的电流和电压。因此，使用图1中所示的变量Iprim和Vcapl。在每一个导通间隔，把这两个变量与两个控制值相比较，从而按逐个周期(cycle-by-cycle)的方式来控制转换器。电流Iprim是根据开关的打开和闭合而在谐振回路中流动的电流。可以以任意其他等效的方式来提供电流测量，例如根据Rs上的电压、开关中的电流等。电流Iprim也被称作主电流。Vcapl也被称作电容器电压；电压Vcapl是预定点上的电压。在这个实施例中，预定点是由附图标记9指示的点。

第一导通间隔在第一开关接通时出现，而第二导通间隔在第二开关接通时出现。第一导通间隔和第二导通间隔的两个控制参数是间隔的峰值电流以及Vcapl点上出现的预定电压。

第一和第二开关根据包括4个控制参数的准则而断开：高端开关导通间隔期间的控制参数Ipeak、H VcapH，以及低端开关导通间隔期间的控制参数IpeakL、VcapL。

高端开关和低端开关根据下列准则或控制算法而断开；该控制算法由控制逻辑(CL)进行操作：

●HSS断开：

1)[主电流＞IpeakH]OR

2)[Vcapl到达顶部]AND[Vcapl＜VcapH]

●LSS断开

3)[主电流＜IpeakL]OR

4)[Vcapl到达谷值]AND[Vcapl＞VcapL]

由于微分动作以及噪声和干扰，主电流的顶部或谷值(valley)检测可能引起实际问题。Vcap的顶部或谷值分别与主电流＞0或主电流＜0相等效。因此，等效控制算法为：

●HSS断开：

1A)[主电流＞IpeakH]OR

2A)[主电流＞0]AND[Vcapl＜VcapH]

●LSS断开

3A)[主电流＜IpeakL]OR

4A)[主电流＜0]AND[Vcapl＞VcapL]

在这个实施例中，获得4个控制参数：

-IpeakH、IpeakL、VcapH和VcapL

利用该控制算法，每一个导通间隔开始时的初始状态与控制变量更为相关。因此先前循环的历史产生的影响减弱。

下文描述不同的实施例，其中更加详细且精心地规定控制参数。

可使用不同的操作方案来接通高端开关(HSS)和低端开关(LSS)，例如通过根据现有技术状态的自适应非重叠或固定非重叠或其他准则来确定HSS/LSS的接通。这意味着在断开导通开关后的固定时间后，接通相对的开关。还可以在检测到半桥整流后把相对的开关接通。这被称作自适应非重叠，例如可以通过检测半桥点上的dV/dt而实现。本发明的范围涉及用于断开指定开关的准则，然而为了驱动转换器而再次接通开关，如下文所述。

通过把控制参数设置为指定的值，谐振转换器可以以期望的操作模式而操作，例如通过向控制变量赋予下列值而实现待机模式：

IpeakH＝固定值，根据期望的输出功率和整流能量来确定该固定值。

IpeakL＝大的负值，这确保控制算法不由此参数来确定。

VcapH＝小于高端开关导通行程结束时的Vcapl的值，这确保控制算法不由此参数来确定。

VcapL＝接近0的值，这确保在Iprim出于其最大负值时断开低端开关。

当IpeakH增大时，输出功率增大。在特定的输出功率，VcapH接管该控制，而且IpeakH不再决定高端开关的导通间隔。以这种方式，能够对输出功率进行平滑控制，不会使输出功率或回路增益的符号发生突然改变。

可以通过对4个控制参数设置适当的边界条件来控制输出功率，下文详细阐述。

可以计算出，所转换的能量几乎与导通间隔开始和结束时的Vcapl之间的电压差成正比，因为转换器的操作频率几乎不变。因此，在Vcapl顶部或谷值开始，选择Vcapl作为状态参数，因为能量在顶部/谷值前被传递至Cr，而在顶部后，该能量从Cr传递至谐振回路的其余部分以及负载。由此给出了从Vcapl至输出功率的几乎为线性的转移。该转移为线性函数是一个优点，这进一步指出Vcapl是用于控制算法的良好参数。

可以导出下列等式，该等式描述了转换器的输出功率：

Pout＝[Vsupply-(VcapH-VcapL)]×(Cr×Fswitch×Vsupply)×eff

其中eff是转换器的效率。

根据这个等式，可以推断：

●[Vsupply-(VcapH-VcapL)是输出功率的指示

●当VcapL＝-VcapH时，出现50％占空比

●当VcapL＜＞-VcapH时，出现＜＞50％占空比

●只要[Vsupply-(VcapH-VcapL)]×(Cr×Fswitch×Vsupply)减小，则功率随着占空比的变化而减小。

可以想像其他控制协议：

●对于高/中负载，使用VcapH＝-VcapL来确定开关导通间隔的结束，给定50％占空比。

●对于低负载，使用HSS导通期间的Ipeak(IpeakH)和VcapL＝0(在最大负电流处给出dI/dt＝0)来获得期望的低占空比模式。

●对于两个占空比模式之间的接管区，把VcapL增大至0，同时减小Vsupply-(VcapH-VcapL)

这导致如下实现：

一个操作参数Poutrel用于控制输出功率

●Pout＝eff×Vsupply²×(1-[VcapH-VcapL]/Vsupply)×Cr×Fswitch

●Pout＝eff×Vsupply²×Poutrel×Cr×Fswitch。

Poutrel＝1-[VcapH-VcapL]/Vsupply

进一步仔细检查Poutrel，得到三个参数区：

区1(R1)：Poutrel＞Prelborder：

VcapH＝Vsupply/2[1-Poutrel]

VcapL＝-Vsupply/2[1-Poutrel]

区2(R2)：Poutrel＜Prelborder且VcapL＜0：

VcapL＝-Vsupply/2[1-Poutrel]+Vsupply×K2×(Poutrelborder-Poutrel)

VcapH＝Vsupply/2[1-Poutrel]+Vsupply×K2×(Poutrelborder-Poutrel)

区3(R3)：其他：

VcapL＝0

VcapH＝Vsupply/[1-Poutrel]

常数K2限定区域2的宽度。选择的K2大于特定最小值，使得从VcapH的控制到IpeakH的控制的接管优选地在K2区域中的某处发生，而在接管点处，IpeakH的幅度没有超过HSS导通间隔期间的局部最大值。选择的K2还小于特定最大值，使得从VcapH的控制到IpeakH的控制的接管优选地发生，同时在接管点处，IpeakH的幅度大于特定最小值。

图2示出了在0至2的范围随Poutrel而变化的Vcapl的行为。在区域3中，VcapL等于0，而VcapH从高的正值减小。在区域2中，VcapL和VcapH均减小，而在区域1中，VcapL和VcapH关于Y轴上的零点对称。

在区域2中，选择共模项Vsupply×K2×(Poutrelborder-Poutrel)与Vsupply成正比以获得相同的Poutrel值，其中从区域2至区域1发生的接管与Vsupply无关。可以理解的是，可以把Vsupply当作可以改变的参数和谐振电路的控制中不使用的常数。在不考虑Vsupply的情况下，所述3个区域被定义为：

R1)：Poutrel＞Prelborder：

VcapH＝Vsupply/2[1-Poutrel]

VcapL＝-Vsupply/2[1-Poutrel]

R2)：Poutrel＜Prelborder且VcapL＜0：

VcapL＝-Vsupply/2[1-Poutrel]+K2×(Poutrelborder-Poutrel)

VcapH＝Vsupply/2[1-Poutrel]+K2×(Poutrelborder-Poutrel)

R3)：其他：

VcapL＝0

VcapH＝Vsupply/[1-Poutrel]

已经解释了VcapH和VcapL对单个操作参数Poutrel的依赖关系，可以看出开关如何闭合。由20和21所标明的插入图示出了时间相关的Poutrel和Vcapl 21与半桥电压Vhb 20的相应的时间依赖关系。在开始时，低端开关断开且高端开关接通，这可以从如下事实中导出：高桥电压从低值22移动至高值23。在Vcapl小于VcapH的第一情况下，Vcapl快速上升24，然而由于Vcapl还没有达到顶部，所以开关维持接通(根据准则1)。在给定时间后，Vcapl增大至VcapH之上25，但在直到达到顶部26，准则1的第一部分才得到满足，而且直到Vcapl下降到VcapH之下28，该准则的第二部分才得到满足，且开关被断开。这可以从下降至其低值27的半桥电压27中看出。在这种情况下，Vcapl的过程对断开进行控制。

图3示出了根据Poutrel而变化的主电流的相应情况。在这个情况下，向IpeakH武予值IpeakH＝K3×Vsupply×Poutrel，最大值为IpeakH_max。向IpeakL赋予值IpeakL_max。可以根据给定的操作模式来选择K3，在这种情况下，选择K3使得IpeakH在区域2中从VcapH接管控制。Iprim由其幅度示出，而且可以看出，在区域1和区域2的部分中，Iprim总是处于IpeakH和IpeakL所设置的边界内，然而在区域3中，Iprim可以大于或等于IpeakH。Ipeak在区域2和区域3中半途接管控制的重要原因是，提供从50％占空比至具有低占空比的待机方法(由IpeakH和VcapL所决定的待机模式)的平滑转变。在区域1中，Ipeakh_max和IpeakL保护转换器免受过大的电流(例如当出现短路的负载时)。在这种情况下，Iprim明显大于图3中给定的Poutrel处所示，因而主电流将受IpeakH和IpeakL的限制。因此，可以看出的是，在区域3中，转换器由参数IpeakH和VcapL控制，而在区域1和2中，转换器仅由VcapH和VcapL控制。

当传递很低的功率时，转换器在模式R3下操作。在实际应用中，这种情况下Poutrel不会减小至0，而是保持在特定最小值。这个最小值给出了HSS的特定最小接通时间，因而给出了谐振电感器中的特定最小能量。这个最小能量在接下来的LSS导通间隔期间循环，并在LSS断开后允许Cp充电至正电源干线，在接下来的周期开始时允许HSS的软接通。由于Poutrel保持不变，因而需要用于控制输出功率的另一种控制机制。在该控制机制下，LSS的断开时刻不为主电流达到其最大负值时的第一时刻，而是在一个或更多个完整的谐振周期之后，所以是Iprim的第n个谷值。这个控制方法可以通过本发明来实现，即把IpeakH设置为期望的最小值且把VcapL设置为0V。能够以如下方式实现谐振周期的跳跃：

如果在准则4或4a得以满足([Vcapl达到谷值]AND[Vcapl＞VcapL]或等效准则[主电流＜0]AND[Vcapl＞VcapL])之后的短时间窗口期间，第二准则也得以满足，则断开LSS：从LSS接通时刻开始经过的时间间隔)。

图4和5示出了使用情况仿真中各个参数的时间变化。顶部的图40、50示出了主电流；接下来的图41、51示出了半桥点8处的电压。高电压表明高端开关接通，因而电路连接至电源干线，而低电压表明低端开关接通。接下来的图42、52示出了电压Vcapl，而最后的图43、53示出了通过谐振器次级端上的电感器L3的电流。

图4示出了使用小占空比的情况，即低开关比高开关的打开时间要长。在附图标记44所示的情况下，高端开关被接通，直到主电流变得大于IpeakH 48(准则1)，这导致高端开关断开，结果半桥电压下降至其低电平。在这种情况下没有规定IpeakL(例如通过将其设置为大的负值)，所以不是根据主电流45的过程而是根据准则4来确定低开关的断开，因为Vcapl达到谷值402且Vcapl变得大于VcapL 47。因此，根据把VcapL设置为预定值49，在确保Vcapl已经达到谷值且Vcapl大于VcapL时(这出现在由附图标记47所表示的时刻)，开关闭合。可以看出，主电流在这个时刻开始上升45，而且半桥电压上升至其高值，指示高端开关已经接通。

图5所示的控制算法示出了50％占空比的高功率情况；在该图中，把注意力放在作为控制参数的VacpH和VcapL上。高端开关接通58。首先，检测Vcapl达到顶部54，只要所检测的Vcapl大于VcapH 55，则高端开关维持接通。然而，一旦Vcapl＜VcapH，那么准则2得以满足且高端开关断开。然后是相应的算法56、57，用于确定低端开关应当在何时断开。

该控制算法可以包括这样的特征：利用Vsupply和/或Fswitch对操作参数进行补偿。在这种情况下，新的操作参数Poutrel_comp被定义如下：

Poutrel＝Poutrel_comp×1/[Vsupply²×Fswitch]

其中，Vsupply是转换器的实际电源电压，而Fswitch是转换器的实际操作频率。以这种方式，输出功率的等式变为：

Pout＝eff×Vsupply²×Poutrel×Cr×Fswitch；给出

Pout＝eff×Vsupply²×Poutrel_comp×1/[Vsupply²×Fswitch]×Cr×Fswitch＝eff×Poutrel_comp×Cr

利用这个操作参数Poutrel_comp，控制参数和输出功率之间出现直接联系。

本发明还可以与全桥转换器一同使用。这也落入本发明的范围。图6中提供了一种全桥转换器的电路图的示例。

在全桥转换器的情况下，针对全部的4个开关设立准则。例如，HSS1和HSS2导通或LSS1和LSS2导通。然而，可以实现与半桥转换器有关的等效模式，其中以如下方式对开关组合进行控制：

状态1：HSS1和LSS2导通。

状态2：HSS2和LSS1导通。

与半桥转换器的主要差别是，谐振回路上的电压加倍。在这个模式下，当状态1结束时，HSS1和LSS2断开。然后利用主电流按照半桥转换器相同的方式把Cp2和Cp1充电至相反的电源干线。现在，能够按照与半桥转换器相同的方式来接通HSS2和LSS1。

在这种情况下，针对这些开关的控制参数(或控制算法)的准则可以被扩展为：

●HSS2和LSS断开：

-[主电流＞IpeakH]OR

-[Vtrafol达到顶部]AND[Vtrafol＜VcapH]

●HSS1和LSS2断开：

-[主电流＜IpeakL]OR

-[Vtrafol达到谷值]AND[Vtrafol＞VcapL]

图7示出了把电路的状态参数与控制逻辑CL进行耦合的本发明的实施例，控制逻辑CL连接至或可能包括模拟控制功能元件ACF。此外，与图1中相比，谐振电容器Cr的位置有所改变。电路中的这种改变(例如谐振电容器Cr位置的改变)落入本发明的范围。谐振电容器位置的改变还引起谐振回路中电压监测的预定点的改变。在图7的实施例中，在与图1所示的点9不同的、由附图标记60所示的点处监测电容Vcapl。这两个点9、60是很相似的待测量的点，而9是优选的，因为9处的电压是Vhb(8)+Vcr(9-8)的直接表示。在谐振电容器位于例如L1和L2之间或Rs的另一端时(参见图1)，还可以对谐振电容器上的电压(9-8)进行测量。然后，通过测量Vhb(8)和Vcr并把这两者相加而构建期望的参数(9处的电压)。本发明的范围还覆盖了如下情况的实施例：Cr位于L1和L2之间或Rs和地之间；或是省去Rs(如果以另一种方式来测量电流)；以及使用Vhb+Vcr来代替9或60处的电压。由于Vcr实际上是谐振回路中电流的积分(由于电容器Cr用作积分器)，还可以对电流进行积分，并使用Vhb+积分后的电流来替代9或60处测量的电压。该实施例也被本专利所覆盖。此外，本发明的范围还包括控制算法的变化，例如省去Vcapl的顶部或谷值检测，或由导通间隔开始后的(固定)时间替换顶部或谷值，或是其他兼容的准则。

当谐振回路中的电流流过电流检测电阻器Rs时，对该电流Iprim进行监测。一般地，这里可以使用所有电流检测方法，例如霍尔元件、电流测量变压器等。电阻器Rs放置在电路中电容器Cr和地之间的一点处。监测信号表示被监测的电压信号Vcapl，而被监测的电流Iprim分别通过监测线路71和72被反馈至控制逻辑CL。

在图8中，更为详细地示出了控制逻辑CL和模拟控制功能元件ACF的实施方式。控制逻辑和模拟控制功能元件块表示用于实现所提出控制算法的实施例的功能元件。

可以看出，在控制逻辑CL中输入表示Vcapl的监测电压信号71。可以理解的是，尽管针对与图1所示谐振电路不同的谐振电路的另一实施例而示出把电路的状态参数与控制逻辑进行耦合，然而可同样地针对图1所示电路或本发明范围内的任何其他谐振电路而获得Iprim和Vcapl。图7中的电路引起Vcapl上出现DC电压分量，导致Vcapl的控制变得复杂。控制逻辑包括谷值和顶部检测器VT，或用于确定何时(或确保)Vcapl达到顶部/谷值点的等效装置。谷值和顶部检测器VT的输出被输入输出逻辑OL。

表示Vcapl的被监测电流信号71还与两个比较器82和83相连。在比较器82和83中，把Vcapl信号与控制参数VcapH和VcapL的值进行比较。

此外，把表示电压Iprim的被监测电流信号输入控制逻辑CL与两个比较器84和85。在比较器84和85中，把Iprim信号72与控制参数IpeakL和IpeakH的值进行比较。

这个实施例中的控制参数IpeakL、IpeakH、VcapH和VcapL由控制参数确定块CPD 86来提供，把Poutrel输入CPD 86，并如上文解释的那样基于Poutrel的值来确定控制参数。然而，块86仅出现在期望的操作模式是输出功率由单一参数(即Poutrel)控制的模式的情况下的实施例中。还可以通过其他手段把控制参数提供给比较器。

比较器82-85的输出被提供给输出逻辑OL。输出逻辑根据比较器82-85以及谷值/顶部检测器VT的输入而操作。基于这些输入，输出逻辑针对HS和LS驱动器HSD、LSD而输出HSS和LSS状态输出80、81。

在包括Vsupply和频率补偿的实施例中，可以添加Vsupply-频率补偿块VFC 90以用于Poutrel 86的补偿。

图9示出了使用电源电压和开关频率对Poutrel进行补偿90的实施例。在这个实施例中，开关的操作频率被馈入Vsupply-Fswitch补偿块VFS 90，而且根据上述算法来输出Poutrel。

在实施例中，控制逻辑CL可以由通用计算机装置或专用的可编程计算机装置来提供，其中可以输入监测信号，且该计算机装置可被实现用于操作该控制逻辑，例如通过执行实现本发明的方法的计算机代码。

尽管已经结合优选实施例对本发明进行了描述，然而其并不意欲限制为这里提出的特定形式。相反，本发明的范围仅由所附权利要求来限定。这里，对两个开关的提及不排除具有多于两个开关的实施例。

在这个说明书中，所公开的实施例的特定细节(例如特定实施方案、电路图等)是示意性而非限制性的，以提供对本发明的清楚和完整的理解。然而，本领域的技术人员可以容易地理解，在不背离权利要求所限定的本发明的范围的前提下，本发明可以以不完全遵循这里提出的细节的其他实施例来实践。此外，在这个上下文中，以及为了简明和清晰起见，省略了对公知的装置、电路和方法的详细描述，以避免不必要的细节和可能出现的混淆。

附图标记被包括在权利要求中；然而，附图标记的包括仅为了清楚的原因，不应被解释为对权利要求的范围做出限制。词“包括”不排除除了权利要求中所列的元件或步骤之外还存在其他的元件和步骤。元件前的不定冠词不排除多个该元件的存在。本发明可以借助包括若干不同元件的硬件、和/或适当编程的处理器来实现。在列举若干装置的设备权利要求中，这些装置中的若干可以由同一项硬件来体现。起码的事实是，互不相同的从属权利要求中所陈述的特定措施并不意味着这些措施的组合不能产生优点。

Claims (11)

1.一种谐振转换器，用于把来自电源(Vs)的电能提供给负载，所述谐振转换器包括：

第一和第二串联布置的可控开关(6、7)，连接在电源端子之间，

控制装置(CL)，产生用于打开和闭合第一和第二开关的控制信号(80、81)，

谐振回路(2)，与第一和第二开关电连接，所述谐振回路包括谐振电容器(Cr)，

其中，接通第一和第二开关之一，监测(72)所述谐振回路中流动的电流，并监测(71)所述谐振回路中预定点(9、60)处的电压，第一导通间隔在第一开关接通时出现，而第二导通间隔在第二开关接通时出现，而且，针对第一导通间隔设置两个控制参数，并针对第二导通间隔设置两个控制参数，两个导通间隔的控制参数是：该间隔的峰值电流和该间隔的预定电压，并且第一和第二开关根据包括所述4个控制参数的准则而断开。

2.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中，当满足第一准则或第二准则时，第一开关断开，第一准则是电流大于峰值电流，第二准则是开关接通后已经经过最小时间且电压小于由所述间隔的预定电压设置的水平，并且，当满足第一准则或第二准则时，第二开关断开，第一准则是电流小于峰值电流，第二准则是开关接通后已经经过最小时间且电压大于由所述间隔的预定电压所设置的水平。

3.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中，根据期望的操作模式对所述4个控制参数进行设置以操作所述谐振转换器。

4.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中，对所述4个控制参数进行设置，以稳定所述谐振转换器的期望操作模式，而且，稳定回路把所述4个控制参数包含在稳定过程中。

5.根据权利要求3所述的谐振转换器，其中，所述期望操作模式是输出功率受控的模式。

6.根据权利要求5所述的谐振转换器，其中，通过根据单一操作参数的值设置所述控制参数而控制输出功率。

7.根据权利要求6所述的谐振转换器，其中，限定所述单一操作参数的区域，并且通过根据所述区域中单一操作参数的值设置所述控制参数而控制输出功率。

8.根据权利要求6所述的谐振转换器，其中，根据电源电压和所述转换器的操作频率来调整所述单一操作参数。

9.一种用于控制谐振转换器的控制逻辑(CL)，所述控制逻辑包括：

输出逻辑(OL)，用于控制连接在电源端子之间的第一和第二串联布置的开关(6、7)，

至少一个比较器(82-86)，将所述谐振转换器的谐振回路中的电流和所述谐振回路中预定点(9、60)处的电压输入所述比较器，并且将所述电流和所述电压与控制参数进行比较，针对第一开关接通时出现的第一导通间隔设置两个控制参数，并针对第二开关接通时出现的第二导通间隔设置两个控制参数，两个导通间隔的控制参数是：该间隔的峰值电流和该间隔的预定电压，并且，至少第一和第二开关根据包括所述4个控制参数的准则而断开。

10.一种控制谐振转换器将电能从电源(Vs)提供至负载的方法，所述谐振转换器包括：

第一和第二串联布置的可控开关(6、7)，连接在电源端子之间，

控制装置(CL)，产生用于打开和闭合第一和第二开关的控制信号(80、81)，

谐振回路(2)，与第一和第二开关电连接，所述谐振回路包括谐振电容器(Cr)，

所述方法包括如下步骤：

监测(72)所述谐振回路中流动的电流，并监测(71)所述谐振回路中预定点处的电压，

将所述谐振转换器的谐振回路中的电流和所述谐振回路中预定点处的电压与控制参数进行比较(82-85)，针对第一开关接通时出现的第一导通间隔设置两个控制参数，并针对第二开关接通时出现的第二导通间隔设置两个控制参数，两个导通间隔的控制参数是：该间隔的峰值电流和该间隔的预定电压，

根据包括所述4个控制参数的准则，断开第一和第二开关。

11.用于使可编程设备执行权利要求10所述方法的计算机可读代码。

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