CN101138181B - 多输入系统中的无线通信装置以及信道估计和分离方法 - Google Patents

多输入系统中的无线通信装置以及信道估计和分离方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供多输入系统中的无线通信装置以及信道估计和分离方法。在多输入系统的无线通信装置中，通过傅立叶变换，估计接收信号的频率响应，进一步变换成时间区域的脉冲响应，使用具有简单的低通滤波特性的窗函数，将该脉冲响应分离成各信道的脉冲响应。具有低通滤波特性的窗函数的运算比较简单且受信道统计特性的影响小，所以能够同时实现多天线的信道脉冲响应的分离和高精度的信道估计。

Description

多输入系统中的无线通信装置以及信道估计和分离方法
技术领域
本发明涉及利用MIMO(Multiple input Multiple Output：多输入多输出)-OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：正交频分复用)的无线局域网(无线LAN)、移动通信、数字传输等中的无线通信装置、以及信道估计和分离方法，特别涉及能够高精度地估计和分离信道的传递函数的无线通信装置、以及信道估计和分离方法。
背景技术
MIMO(Multiple input Multiple Output)系统是多输入/多输出系统的总称，在通信领域中是指使用阵列天线(array antenna)向收发双方进行信息传送的系统，现今用于无线局域网或移动通信，将来有望应用于宽带无线通信。
为了利用MIMO对宽带的信息信号进行处理，也正在对利用了正交频分复用(OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)的MIMO-OFDM无线通信系统进行研究，该正交频分复用对频率选择性衰落的抵抗性强且频率利用效率高。
在MIMO-OFDM无线通信系统中，为了估计由传送路所产生的每个副载波的振幅以及相位的变动，需要估计信道传递函数。MIMO-OFDM中的信道估计采用如下方式求出：使用所发送的导频码元(pilotsymbol)(训练码元，training symbol)和接收到的信号，测定来自各天线的导频码元的每个频率副载波的振幅和相位的与理想状态之间的偏差。在不能进行高精度的信道估计的情况下，无法利用MIMO-OFDM系统解调具有可靠性的数据。
在现有技术中，已知有几种信道估计方法。在非专利文献1(Y.Li“Simplified channel estimation for OFDM systems with multiple transmitantennas”(IEEE Trans.Wireless Commun.，vol.1，pp.67-75，January.2002))的方法中，事前需要很多的乘法运算和很多的IFFT，运算量庞大。并且，非专利文献2(G.Auer“Channel Estimation for OFDM with Cyclic DelayDiversity”(Proc.IEEE PIMRC 2004，Vol.3，pp.1792-1796，Sept.2004))中，使用求出最小均方差(MMSE)的时间区域内的维纳滤波器(Wienerfilter)，能够改善信道估计精度，同时还能够进行信道分离。MMSE Filter(Wiener filter)需要信道的预统计特性，能够通过估计求出。但是，接收侧通常不知道信道的已知统计特性。信道的统计特性的估计需要相关度等计算，运算复杂，运算量也多。而且，在噪声和干扰等大的情况下，还存在估计精度的问题。另外，作为本申请发明中的在先技术文献，已公开有如下的文献。
非专利文献1：Y.Li，“Simplified channel estimation for OFDM systemswith multiple transmit antennas”，“IEEE Trans.Wireless Commun.”，vol.1，pp.67-75，January.2002
非专利文献2：G.Auer，“Channel Estimation for OFDM with CyclicDelay Diversity”，“Proc.IEEE PIMRC 2004”，Vol.3，pp.1792-1796，Sept.2004
专利文献1：日本特开2004-180313号公报
发明内容
本发明的目的在于，提供一种在MIMO-OFDM无线通信中可以用简单的方法进行高精度的信道估计和信道分离的无线通信装置、以及信道估计和分离方法。
为了达到上述目的，本发明的无线通信装置，其是利用接收天线接收从多个发送天线分别发送的多个信号的多输入系统中的无线通信装置，所述无线通信装置的特征在于，其包括：信道估计单元，其对所述接收天线接收到的信号进行傅立叶变换，根据预先提供的导频信号，估计将接收天线与各发送天线之间的各信道的传递函数进行复用而得到的传递函数；以及信道分离单元，其对所述估计出的传递函数进行逆傅立叶变换，将其变换成时间区域的脉冲响应，使用具有低通滤波特性的窗函数(window function)，将该脉冲响应分离成各信道的脉冲响应，所述信道估计单元对相应的各信道的脉冲响应进行傅立叶变换，来估计各信道的传递函数。
并且，为了达到上述目的，本发明的信道估计和分离方法，其是多输入系统中的信道估计和分离方法，所述方法的特征在于，其包括执行如下处理的步骤：利用接收天线接收从多个发送天线分别发送的多个信号；对所述接收天线接收到的多个信号进行傅立叶变换，根据预先提供的导频信号，估计将接收天线与各发送天线之间的各信道的传递函数进行复用而得到的传递函数；对所述估计出的传递函数进行逆傅立叶变换，变换成时间区域的脉冲响应，使用具有低通滤波特性的窗函数，将该脉冲响应分离成各信道的脉冲响应；以及对相应的各信道的脉冲响应进行傅立叶变换，估计各信道的传递函数。
在上述本发明的无线通信装置、以及信道估计和分离方法中，优选对从发送天线发送的多个信号进行正交频分复用(OFDM)调制。
而且，为了达到上述目的，本发明的无线通信装置包括：变换单元，其对接收天线接收到的信号进行傅立叶变换，将其变换成频率区域的信号；第一估计单元，其根据该变换得到的频率区域的信号和已知的导频信号，估计将与多个发送天线的各天线和上述接收天线之间的各信道相关的传递函数进行复用而得到的传递函数；逆变换单元，其对该估计出的传递函数进行逆傅立叶变换，将其变换成时间区域的脉冲响应；质量测定单元，其测定所述接收天线接收到的信号的接收质量；信道分离单元，其使用与该测定到的接收质量对应地转换的窗函数，将所述脉冲响应分离成各信道成分的脉冲响应；以及第二估计单元，其通过分别对该分离出的各信道成分的脉冲响应进行傅立叶变换，分别估计各信道的传递函数。
在本发明中，利用质量测定单元测定接收信号的接收质量，根据该接收质量，转换信道分离单元中使用的窗函数。该接收质量也可以利用信噪比，该信噪比是使用变换单元所变换的频率区域的信号、已知的导频信号以及第一估计单元所估计的传递函数求出的。
在信道分离单元中，通过使用转换后的窗函数，从复用了各信道成分的脉冲响应分离出各信道成分的脉冲响应。该分离出的各信道成分的脉冲响应最终分别进行傅立叶变换，从而分别作为各信道的传递函数输出。对于该信道分离单元进行的窗函数的转换，在该接收质量比预定阈值好的情况下，使用矩形窗函数，在该接收质量比预定阈值差的情况下，使用具有低通滤波特性的窗函数。
这样，根据本发明，通过利用适合于与接收质量对应的特性的窗函数，从而各信道成分的脉冲响应得到分离，因此在任何接收环境下均能进行高精度的信道估计。例如，接收质量好(信噪比大)的情况下，利用矩形窗函数，所以能够减少使用具有低通滤波特性的窗函数时的信道估计值的偏差。
另外，本发明可以是使计算机实现以上任意功能的方法。并且，本发明也可以是实现以上任意功能的程序。
发明效果
根据本发明的无线通信装置、以及信道估计和分离方法，能够以更加简单的方法进行高精度的信道估计和信道分离。并且，由此能够实现MIMO系统中的无线通信装置的成本和耗电的降低。
附图说明
图1是示出具有2个发送天线T1、T2和2个接收天线R1、R2的MIMO系统的概念图的图。
图2是示出具有2个发送天线的MIMO-OFDM系统中的帧格式的图。
图3是说明本发明的实施方式例中的第一信道估计和分离方法的框图。
图4是说明时间区域中的信道分离的图。
图5是示出具有4个发送天线T1、T2、T3、T4和4个接收天线R1、R2、R3、R4的MIMO系统的概念图的图。
图6是示出具有4个发送天线的MIMO-OFDM系统中的帧格式的图。
图7是说明本发明的实施方式例中的第二信道估计和分离方法的框图。
图8是示出MIMO系统中的接收侧无线通信装置的概要框图的图。
图9是示出具有2个发送天线T1、T2和1个接收天线R1的MISO(Multiple input Single output：多输入单输出)系统的概念图的图。
图10是示出实现本发明的实施方式例中的第三信道估计和分离方法的功能部的结构的框图。
图11是说明第三方法中SNR较小时的信道分离的图。
图12是说明第三方法中SNR较大时的信道分离的图。
图13是示出本实施方式中的各信道估计和分离方法的仿真结果的曲线图。
符号说明
10快速傅立叶变换部；12 LS信道估计部；14逆快速傅立叶变换部；16窗函数；18、18A、18B快速傅立叶变换部；20加法器；22减法器；100保护间隔(guard interval)去除部；102开关；104快速傅立叶变换部；106相关检测部(Coherent Detection)；108信道估计部；110最大比合成部；112 FEC解码器；51信噪比(SNR)估计部；52A、52B窗函数选择/运算部。
具体实施方式
下面，参照附图，说明本发明的实施方式。但是，所涉及的实施方式例并不限定本发明的技术范围。
本发明在MIMO-OFDM系统中利用了Cyclic delay preamble(周期性延迟前导)的情况下，利用傅立叶变换(具体地说，DFT(Discrete FourierTransform：离散傅立叶变换)或FFT(Fast Fourier Transform：快速傅立叶变换))的特性，使用在时间区域具有简单的低通滤波器(Low passfilter)特性的window函数(窗函数)，从而使计算简单且来自信道的统计特性的影响小，能够同时实现多天线的信道脉冲响应的分离和高精度的信道估计。
图1是示出具有2个发送天线T1、T2和2个接收天线R1、R2的MIMO系统的概念图的图。在图1的结构中，发送天线T1和接收天线R1之间存在信道H11，发送天线T2和接收天线R1之间存在信道H21，发送天线T1和接收天线R2之间存在信道H12，发送天线T2和接收天线R2之间存在信道H22。
图2是示出具有2个发送天线的MIMO-OFDM系统中的帧格式的图。各帧格式中的短序列(Short Sequence)(SS)、长序列(Long Sequence)(LS)、信号(Signal)是前同步信号(preamble)，前同步信号的后面接着数据(Data)。长序列、信号以及数据上附加有保护间隔(GI)。为了将从一个天线(图2中的发送天线T2)发送的信号帧格式的前同步信号和从另一个天线(图2中的发送天线T1)发送的信号帧格式的前同步信号区别开，相对于发送天线T1的帧格式进行预定长度量的循环转移(CS，cyclic shift)。
图3是说明本发明的实施方式例中的第一信道估计和分离方法的框图。具体地说，图3是对具有2个发送天线的MIMO-OFDM系统中的接收侧无线通信装置的任意一个接收天线(此处，作为一例设为接收天线R1)所接收的信号进行信道估计和分离的功能框图。
首先，接收天线R1接收从发送天线T1、T2发送的信号。接收天线R1在从2个发送天线T1、T2分别发送的信号相混合的状态下接收信号。
接收侧无线通信装置中的快速傅立叶变换部(FFT)10对接收信号的长序列进行快速傅立叶变换，LS信道估计部(LS Estimate)12根据预选提供的长序列，使用最小二乘法(Least Square(LS))，进行信道估计。即，作为已知的导频信号，预先向LS信道估计部(LS Estimate)12提供正确的长序列，LS信道估计部(LS Estimate)12根据已知的导频信号，对接收到的信号中包含的长序列实施最小二乘法运算，进行信道估计。由此得到的频率响应(传递函数)中，2个发送天线T1、T2和接收天线R1之间的各个信道H11、H21的频率响应相重叠。
接着，逆快速傅立叶变换部(IFFT)14将信道估计部(LS Estimate)12所估计的频率响应(信道H11、H21的频率响应相重叠的传递函数)变换成时间区域的脉冲响应。通过DFT或FFT的特性，2个信道的脉冲响应以时间区域分离。但是，对于该阶段的分离，各脉冲响应中包含噪声等，2个脉冲响应未完全分离。
而且，窗函数运算部(Window)16使用具有低通滤波器(Low passfilter)特性的Window函数(窗函数)，将所分离的脉冲响应分离成按照每个信道的脉冲响应。
根据DFT或FFT的特性，时间区域的乘法(Window)是频率区域的卷积(滤波器特性)，所以通过使用具有该低通滤波特性的Window函数，能够同时实现来自2个发送天线的信道脉冲响应的分离和噪声等的降低。
具有低通滤波特性的Window函数是例如信号处理领域中众所周知的布拉克曼窗(Blackman Window)或海明窗(Hamming Window)等。
图4是说明时间区域中的信道分离的图。横轴表示时间，纵轴表示振幅。如图4所示，通过具有低通滤波特性的Window函数(作为一例，布拉克曼窗)，分离信道H11、H21。
并且，窗函数(Window)16中完全分离的时间区域的2个信道脉冲响应再次通过快速傅立叶变换部(FFT)18变换为频率响应。由此，能够估计和分离分别分离成2个信道的频率响应(传递函数)。所获得的信道的传递函数用于信道均衡等。
图5是示出具有4个发送天线T1、T2、T3、T4和4个接收天线R1、R2、R3、R4的MIMO系统的概念图的图。在图5的结构中，与图1的结构相同，在各发送天线和各接收天线之间存在16个信道H11、H12、…、H43、H44。另外，为了便于图示，并未对16个信道全部附加参照符号。
图6是示出具有4个发送天线的MIMO-OFDM系统中的帧格式的图。与图2相同，各帧具有包括短序列(SS)、长序列(LS)、信号的前同步信号，前同步信号的后面接着数据(Data)。长序列、信号以及数据上附加有保护间隔(GI)。而且，为了分别识别出4个帧格式，在前同步信号上设置2个长序列(LS)(Part 1，Part 2)，发送天线T2、T3、T4的LS与Part 1和Part 2一起相对于发送天线T1分别循环转移(CS)1600ns、100ns、1700ns，进而，发送天线T3、T4的LS Part 2被附加负的符号，处于反转状态。
图7是说明本发明的实施方式例中的第二信道估计和分离方法的框图。具体地说，图7是对具有4个发送天线的MIMO-OFDM系统中的接收侧无线通信装置的任意一个接收天线(此处，作为一例设为接收天线R1)所接收的信号进行信道估计和分离的功能框图。
首先，接收天线R1接收从发送天线T1、T2、T3、T4发送的信号。接收天线R1在从4个发送天线T1、T2、T3、T4分别发送的信号混合的状态下接收信号。
接收侧无线通信装置中的快速傅立叶变换部(FFT)10A对接收信号的长序列(LS)Part 1进行快速傅立叶变换，快速傅立叶变换部(FFT)10B对接收信号的长序列(LS)Part 2进行快速傅立叶变换。而且，LS信道估计部(LS Estimate)12A根据预先提供的长序列(LS)Part 1，使用最小二乘法(Least Square(LS))进行信道估计，LS信道估计部(LSEstimate)12B根据预先提供的长序列(LS)Part 2，使用最小二乘法(LeastSquare(LS))进行信道估计。与图3的结构相同，作为已知的导频信号，对各LS信道估计部(LS Estimate)12A、12B分别预先提供正确的长序列(LS)Part 1、Part 2，LS信道估计部(LS Estimate)12A、12B根据已知的导频信号，对接收到的信号中包含的长序列实施最小二乘法运算，进行信道估计。由此获得的频率响应(传递函数)中，4个发送天线T1、T2、T3、T4和接收天线R1之间的各个信道H11、H21、H31、H41的频率响应重叠。
接着，逆快速傅立叶变换部(IFFT)14A、14B分别将LS信道估计部(LS Estimate)12A、12B所估计的频率响应(信道H11、H21、H31、H41的频率响应重叠的传递函数)变换为时间区域的脉冲响应。通过逆傅立叶变换，4个信道的脉冲响应以时间区域分离。其中，对于此阶段的分离，各脉冲响应中包含噪声等，不能将4个脉冲响应完全分离。
来自逆傅立叶变换部14A、14B的输出分别输入到加法器(addition)20、减法器(Subtraction)22。如图5所示，从发送天线T3、T4发送的信号的长序列(LS)在Part 1和Part 2中符号相反。因此，通过将来自逆快速傅立叶变换部(IFFT)14A、14B的输出相加，接收天线R1与发送天线T3、T4之间的信道H31、H41成分得到消除，从加法器(addition)20输出包括接收天线R1与发送天线T1、T2之间的信道成分H11、H21的脉冲响应。另外，来自逆傅立叶变换部14A、14B的2个输出相加，所以加法器(addition)20所得到的合计值被除以2后输出。
另一方面，如图6所示，从发送天线T1、T2发送的信号的长序列(LS)的符号在Part 1和Part 2中相同。因此，通过将来自逆快速傅立叶变换部(IFFT)14A、14B的输出相减，接收天线R1与发送天线T1、T2之间的信道H11、H21成分得到消除，从减法器(subtraction)22输出包括接收天线R1与发送天线T3、T4之间的信道成分H31、H41的脉冲响应。另外，减法器(subtraction)22中，也将来自逆傅立叶变换部14A、14B的2个输出相加，所以减法器(addition)20所得到的合计值被除以2后输出。
而且，窗函数运算部(Window)16A、16B使用具有低通滤波器(Lowpass filter)特性的Window函数(窗函数)，将所分离的脉冲响应分离成按照每个信道的脉冲响应。具体地说，窗函数运算部(Window)16A分离来自加法器(Addition)20的输出中包含的信道H11、H21的脉冲响应，窗函数运算部(Window)16B分离来自减法器(Subtraction)22的输出中包含的信道H31、H41的脉冲响应。
与上述第一实施方式相同，根据FFT的特性，时间区域的乘法运算(Window)是频率区域的卷积(滤波器特性)，所以通过利用具有该低通滤波特性的Window函数，能够同时实现分别来自2个发送天线的信道脉冲响应的分离和噪声等的降低。另外，具有低通滤波特性的Window函数是例如布拉克曼窗或海明窗等。
窗函数(Window)16A、16B中完全分离的时间区域的4个信道脉冲响应分别通过快速傅立叶变换部(FFT)18A、18B再次变换为频率响应。由此，能够估计和分离分别分离成4个信道的频率响应(传递函数)。
图8是示出MIMO系统中的接收侧无线通信装置的概要框图的图。图8示出作为一例的具有2个接收天线的无线通信装置的结构。各接收天线接收到的信号首先通过保护间隔去除部(GI Removal)100A、100B去除保护间隔(GI)。开关(SW)102A、102B识别接收信号中的长序列(LS)和长序列之外的部分，进行转换，以将长序列(LS)输出到信道估计部108，将长序列之外的部分输出到快速傅立叶变换部(FFT)104A、104B。
信道估计部(Channel Estimation)108具有上述的图3或图7的结构，根据预先提供的长序列(LS)，对接收到的长序列(LS)实施信道估计和分离。
相关检测部(Coherent Detection)106A、106B使用信道估计部108所得到的传递函数，分别针对来自快速傅立叶变换部(FFT)104A、104B的输出，求出与各接收天线中的接收信号对应的原始发送信号。而且，来自相关检测部106A、106B的输出被输入到最大比合成部(MaximumRatio Combining)110，进行与接收电力对应的加权合成、即最大比合成。
另外，通过FEC(Forward Error Correction)解码部(FEC Decoder)112进行纠错解码，再现发送信号的数据系列。FEC解码部(FEC Decoder)112中的解码例如使用维托毕解码(viterbi decoding)。维托毕解码中的路径度量(path metric)也可以进行基于各信道的频率响应的加权。
在上述的实施方式例中的第一、第二信道估计和分离方法中，窗函数运算部(Window)16、16A、16B使用布拉克曼窗或海明窗等具有低通滤波器(Low pass filter)特性的Window函数(窗函数)，将分离出的脉冲响应分离成按照每个信道的脉冲响应。在下面所述的第三信道估计和分离方法中，根据信噪比(之后表示为SNR(Signal Noise Ratio))，转换该窗函数运算部(Window)16、16A、16B中利用的窗函数。
下面，使用图10，说明本发明的实施方式例中的第三信道估计和分离方法。图10是示出实现本发明的实施方式例中的第三信道估计和分离方法的功能部的结构的框图。在下面的说明中，以具有2个发送天线的MIMO-OFDM系统中的接收侧无线通信装置为例进行说明(参照图1)。图10中，示出担当对该接收侧无线通信装置的任意一个接收天线(此处，作为一例设为接收天线R1)所接收的信号进行第三信道估计和分离的功能的各功能部(电路部)。作为实现第三信道估计和分离方法的功能部，新设置有SNR估计部51(相当于本发明的质量测定单元)，替代窗函数运算部16，设置窗函数选择/运算部(Window Selection)52A以及52B(相当于本发明的信道分离单元)，除此之外，与第一和第二方法的情况相同。另外，快速傅立叶变换部10相当于本发明的变换单元，LS信道估计部12相当于本发明的第一估计单元，逆快速傅立叶变换部14相当于本发明的逆变换单元，快速傅立叶变换部18、18A以及18B相当于本发明的第二估计单元。
接收天线R1接收分别从发送侧无线通信装置的2个发送天线T1、T2发送的信号混合而成的信号，该接收信号中的长序列(参照图2)(之后表述为LS信号)输入到快速傅立叶变换部10。快速傅立叶变换部10利用FFT或DFT将所输入的LS信号变换成频率区域的信号。此时，所变换的信号可以分离成与各副载波对应的信号成分。与各副载波对应的LS信号(图10所示的y(k)。k表示副载波序号)分别输入到SNR估计部51和LS信道估计部12。
LS信道估计部12分别对各副载波预先保持从快速傅立叶变换部10传递的LS信号的原始的LS信号、即与发送侧无线通信装置所发送的信号相同的LS信号(图10所示的p(k))。该原始的LS信号作为例如已知的导频信号预先保持。LS信道估计部12根据该预先保持的LS信号p(k)，对从快速傅立叶变换部10输出的与各副载波对应的LS信号y(k)进行最小二乘法(Least Square(LS))运算，进行信道估计。由此得到的各副载波的频率响应(传递函数)(图10所示的H(k))处于2个发送天线T1、T2和接收天线R1之间的信道H11以及H21的频率响应重叠的状态。该频率响应H(k)传递给逆快速傅立叶变换部(IFFT)14以及SNR估计部51。
信噪比(SNR)估计部51与LS信道估计部12相同地将LS信号p(k)作为已知信号预先保持。SNR估计部51根据所保持的LS信号p(k)、从快速傅立叶变换部10输出的LS信号y(k)、以及从LS信道估计部12输出的频率响应H(k)，计算SNR。将该SNR估计部51的SNR计算方法表示成下述式(1)。下述式(1)中的K表示所使用的副载波数量。计算出的SNR分别输入到各窗函数选择/运算部(Window selection)52A以及52B。
[数学式1]
SNR = Σ k = 1 K | H ( k ) p ( k ) | 2 Σ l = 1 K | y ( k ) - H ( k ) p ( k ) | 2 ...式(1)
逆快速傅立叶变换部(IFFT)14利用IFFT或IDFT，将从LS信道估计部12传递的针对各副载波的频率响应(信道H11以及H21的频率响应重叠的传递函数)变换为时间区域的信号(脉冲响应)。所变换的脉冲响应分别输入到各窗函数选择/运算部(Window Selection)52A以及52B。
另外，在该时刻的脉冲响应可以通过DFT或FFT的特性分离成2个信道成分。但是，在该阶段中，由于各信道的脉冲响应中分别包含噪声成分等，所以不能进行完全分离。因此，为了完全分离成按照每个信道的脉冲响应，利用后面的窗函数选择/运算部52A以及52B进行处理。
窗函数选择/运算部52A以及52B对从逆快速傅立叶变换部14接收的针对各副载波的信道脉冲响应分别乘以预定的窗函数(Window函数)。此时，窗函数选择/运算部52A以及52B根据从SNR估计部51接收到的SNR，选择应乘的窗函数。具体地说，窗函数选择/运算部52A以及52B保持SNR阈值(例如，30分贝(dB))，判断从SNR估计部51接收到的SNR是否大于该SNR阈值，大于该SNR阈值的情况下，选择矩形窗(Rectangular Window)，小于该SNR阈值的情况下，选择布拉克曼窗或海明窗等具有低通滤波器(Low pass filter)特性的窗函数。
通常，已知矩形窗具有主成分的频率分辨率优异的优点，海明窗等具有从主成分稍微偏离的较小的信号成分的频率分辨率优异的特性。窗函数选择/运算部52A以及52B根据这些窗函数的特性，选择适合此时的接收信号的脉冲响应的窗函数。
这样的窗函数选择/运算部52A以及52B所执行的时间区域的乘法运算(Window)是频率区域的卷积(滤波器特性)，所以窗函数选择/运算部52A以及52B能够同时实现来自2个发送天线的信道脉冲响应的完全分离和噪声等的降低。窗函数选择/运算部52A分别从由逆快速傅立叶变换部14接收到的与各副载波相关的信道脉冲响应分离第一个信道成分，窗函数选择/运算部52B分别从与该各副载波相关的信道脉冲响应分离第二个信道成分。
图11是说明第三方法中的SNR较小时的信道分离的图。图12是说明第三方法中的SNR较大时的信道分离的图。两张图中，均是横轴表示时间(样本)，纵轴表示振幅。
当窗函数选择/运算部52A以及52B判断为从SNR估计部51接收到的SNR小于该SNR阈值时，如图11所示，将具有低通滤波特性的窗函数与从逆快速傅立叶变换部14接收到的信道脉冲响应相乘，从而将信道脉冲响应的信道成分H11和信道成分H21分离。另一方面，当窗函数选择/运算部52A以及52B判断为从SNR估计部51接收到的SNR大于该SNR阈值时，如图12所示，将矩形窗函数与从逆快速傅立叶变换部14接收到的信道脉冲响应相乘，从而分离信道成分H11和信道成分H21。所分离的与各副载波相关的信道脉冲响应的各信道成分分别输入到快速傅立叶变换部(FFT)18A以及18B。
另外，此时，相乘的窗函数的样本宽度由图2所示的帧格式决定，因此，窗函数选择/运算部52可以预先保持与所利用的帧格式一致的样本宽度相关的信息，并使用该信息。同样地也可以预先保持用于分离第二个信道信息(图11和12的右侧所示的样本)的窗函数的开始位置。在图2所示的帧格式例中，发送天线T2中的长序列的循环转移确定为1600纳秒(ns)，所以将采样间隔设定为20兆赫(MHz)时，上述样本宽度设定为32。由此，如图12所示，利用矩形窗的情况下，窗函数选择/运算部52A以从样本1到样本32的样本宽度将矩形窗函数与信道脉冲响应相乘，窗函数选择/运算部52B以从样本33到样本64的样本宽度将矩形窗函数与信道脉冲响应相乘。
快速傅立叶变换部18A以及18B接收窗函数选择/运算部52A以及52B中完全分离的时间区域的两个信道脉冲响应，分别利用FFT或DFT变换成与各副载波相关的各信道的频率响应(图10所示的H1x(k)以及H2x(k)。x是接收天线序号)。这样，与估计和分离的各副载波相关的各信道的频率响应(传递函数)被信道均衡等其它功能部所利用。
如上所述，在第三信道估计和分离方法中，利用SNR估计部51，根据已知的LS信号p(k)、从快速傅立叶变换部10输出的LS信号y(k)、以及从LS信道估计部12输出的频率响应H(k)，计算SNR。然后，根据该SNR和SNR阈值之间的关系，在各窗函数选择/运算部52A以及52B中选择应与利用逆快速傅立叶变换部14对该LS信号y(k)进行变换的信道脉冲响应相乘的窗函数。当SNR大于SNR阈值时，选择矩形窗，当SNR小于SNR阈值时，选择具有低通滤波特性的窗函数。对信道脉冲响应乘以所选择的窗函数，从而分离成其中包含的各信道成分，利用各快速傅立叶变换部18A以及18B再次变换成各信道的频率响应。
这样，根据第三信道估计和分离方法，SNR较小的情况下，通过布拉克曼等低通滤波器窗，能够降低噪声等，SNR较大的情况下，通过使用矩形窗，能够减少使用了低通滤波器窗时的信道估计值的偏差，所以任何接收环境下都能够进行高精度的信道估计。并且，即使在进行空间隔行扫描的通信系统中，该方法也是有效的。
图13是示出上述实施方式中的各信道估计和分离方法的仿真结果的曲线图。图13的横轴表示SNR，纵轴表示分组错误率(PER)。该仿真中，如图13的通例所示，使用如下4个模型。“理想信道”表示计算上的理想值，“自适应”表示第三方法，“矩形窗”表示使用了矩形窗的情况，“布拉克曼窗”表示使用了与第一和第二方法对应的具有低通滤波特性的窗函数的情况。
在图13的仿真结果中，SNR较小的情况下，显示出矩形窗的性能恶化，但在SNR较大的情况下，显示出产生布拉克曼窗的性能恶化。若像第三方法“自适应”那样，使用基于SNR的窗函数选择，则在任何状况下都能够得到最佳的性能。
另外，在与第三信道估计和分离方法相关的上述例中，举出了具有2个发送天线的MIMO-OFDM系统中的接收侧无线通信装置，但与第一和第二方法相同，在具有4个发送天线和4个接收天线的系统(参照图5)中也可以对应，这是显而易见的。该情况下，对于长序列Part 1以及Part 2，分别计算SNR，根据计算出的SNR，分别对各LS进行窗函数选择/运算。并且，上述例子中，构成为转换2种窗函数(矩形窗函数以及具有低通滤波特性的窗函数)，但也可以根据特性，转换2种以上的窗函数。而且，对于长序列，它所使用的副载波的数量也可以与IFFT的点数相同。
在上述本实施方式例中，作为用于进行信道估计处理而预先提供的已知信息(导频信号)，以前同步信号的长序列(LS)为例进行了说明，但导频信号不限于长序列(LS)，例如，作为数据内的副载波，也可以提供导频信号。而且，FFT WINDOW的起始位置在GI以内的情况下，使时间区域的Window右移，提取各信道的脉冲响应。
上述本实施方式例的MIMO系统中，对MIMO-OFDM无线通信系统进行了说明，但也可以应用到多输入单输出(MISO)-OFDM无线通信系统的实施方式(图9)中。另外，调制方式不限于OFDM，也可以采用通常的FDM(Frequency Division Multiplexing：频分复用)或其它可应用的调制方式。
产业上的可利用性
本发明的无线通信装置用于可适用到无线局域网、移动通信中的多输入系统，通过使用具有低通滤波特性的窗函数或矩形窗函数，可以以比较简单的运算进行高精度的信道估计和分离。

Claims (8)

1.一种无线通信装置，该无线通信装置用于利用接收天线接收从多个发送天线分别发送的多个信号的多输入系统中，所述无线通信装置的特征在于，所述无线通信装置包括：
信道估计单元，其对所述接收天线接收到的多个信号进行傅立叶变换，根据预先提供的导频信号，估计将接收天线与各发送天线之间的各信道的传递函数进行复用而得到的传递函数；以及
信道分离单元，其对所述估计出的传递函数进行逆傅立叶变换，将其变换成时间区域的脉冲响应，使用具有低通滤波特性的窗函数，将该脉冲响应分离成各信道的脉冲响应，
所述信道估计单元对相应的各信道的脉冲响应进行傅立叶变换，来估计各信道的传递函数。
2.根据权利要求1所述的无线通信装置，其特征在于，对所述发送的信号进行正交频分复用调制。
3.一种信道估计和分离方法，该信道估计和分离方法用于多输入系统中，所述方法的特征在于，所述方法包括执行如下动作的步骤：
利用接收天线接收从多个发送天线分别发送的多个信号；
对所述接收天线接收到的多个信号进行傅立叶变换，根据预先提供的导频信号，估计将接收天线与各发送天线之间的各信道的传递函数进行复用而得到的传递函数；
对所述估计出的传递函数进行逆傅立叶变换，将其变换成时间区域的脉冲响应，使用具有低通滤波特性的窗函数，将该脉冲响应分离成各信道的脉冲响应；以及
对相应的各信道的脉冲响应进行傅立叶变换，估计各信道的传递函数。
4.根据权利要求3所述的信道估计和分离方法，其特征在于，对所述发送的多个信号进行正交频分复用调制。
5.一种无线通信装置，该无线通信装置利用接收天线接收从多个发送天线分别发送的多个信号，所述无线通信装置包括：变换单元，其对所述接收天线接收到的信号进行傅立叶变换，将其变换成频率区域的信号；第一估计单元，其根据所述变换后的频率区域的信号和已知的导频信号，估计将与所述多个发送天线和所述接收天线之间的各信道相关的传递函数进行复用而得到的传递函数；逆变换单元，其对所述估计出的传递函数进行逆傅立叶变换，将其变换成时间区域的脉冲响应；质量测定单元，其测定所述接收天线接收到的信号的接收质量；信道分离单元，其使用与所述测定到的接收质量对应地转换的窗函数，将所述脉冲响应分离成各信道成分的脉冲响应；以及第二估计单元，其通过分别对所述各信道成分的脉冲响应进行傅立叶变换，来分别估计各信道的传递函数。
6.根据权利要求5所述的无线通信装置，其中，当所述接收质量好于预定阈值时，所述信道分离单元选择矩形窗函数，当所述接收质量差于预定阈值时，所述信道分离单元选择具有低通滤波特性的窗函数。
7.根据权利要求6所述的无线通信装置，其中，所述质量测定单元将信噪比用作所述接收质量，该信噪比是使用所述频率区域的信号、所述导频信号以及所述第一估计单元所估计的传递函数求出的。
8.一种信道估计和分离方法，所述信道估计和分离方法用于利用接收天线接收从多个发送天线分别发送的多个信号的无线通信装置中，所述信道估计和分离方法包括执行如下处理的步骤：
对所述接收天线接收到的信号进行傅立叶变换，将其变换成频率区域的信号；
根据所述变换后的频率区域的信号和已知的导频信号，估计将与所述多个发送天线和所述接收天线之间的各信道相关的传递函数进行复用而得到的传递函数；
对所述估计出的传递函数进行逆傅立叶变换，将其变换成时间区域的脉冲响应；
测定所述接收天线接收到的信号的接收质量；
使用与所述测定到的接收质量对应地转换的窗函数，将所述脉冲响应分离成各信道成分的脉冲响应；以及
通过分别对所述各信道成分的脉冲响应进行傅立叶变换，来分别估计各信道的传递函数。
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