CN101136177B - 显示设备、显示设备的驱动方法和电子设备 - Google Patents

Abstract

这里披露了一种显示设备，包括：像素阵列部分，其中分别包括电光元件，驱动晶体管、采样晶体管和电容器的多个像素电路以矩阵形式设置；依赖抵消部分，配置为在图像信号由所述采样晶体管写入的状态下所述电光元件发光之前的修正周期内，将所述驱动晶体管的漏极-源极电流负反馈至所述驱动晶体管的栅极输入侧，以抵消所述驱动晶体管的漏极-源极电流对迁移率的依赖关系；以及扫描部分，配置为使用AC电源作为输出电路的最后级缓冲器的电源，从而产生限定修正周期的扫描信号。

Description

显示设备、显示设备的驱动方法和电子设备

技术领域

本发明涉及显示设备、显示设备的驱动方法和电子设备，更具体来说，涉及一种其中以矩阵形式设置多个分别包括电光元件的像素电路的显示设备，一种用于该显示设备的驱动方法和包括该显示设备的电子设备。

背景技术

近年来，在图像显示设备领域，有机EL(电致发光)显示设备已经得以发展并商业化，其中以矩阵形式设置分别包括电流驱动型电光元件的大量像素电路，电流驱动型电光元件的发光亮度随流过例如作为像素的发光元件的有机EL元件的电流值而变化。由于有机EL元件是自发光元件，因此有机EL显示设备的优点是显示图像的可视性较高，与液晶显示设备相比，背光不是必要的，且元件的反应速度较高，而在液晶显示设备中，光源(背光)的光强受包括液晶单元的像素电路的控制。

有机EL显示设备可采用简单(无源)矩阵型或有源矩阵型作为其驱动方法，因此类似于液晶显示设备。然而，尽管简单矩阵型的显示设备结构简单，但其具有难以实施具有高清晰度的大尺寸显示设备的问题。因此近年来，对发展有源矩阵型的显示设备进行了努力，其中流过发光元件的电流由位于像素电路中的有源元件进行控制，该像素电路具有发光元件，例如绝缘栅型场效应管(通常为薄膜晶体管(TFT))。

在薄膜晶体管(以下称为“TFT”)用作有源元件的像素电路中，如果可能将N沟道型晶体管用作TFT，则可能将现有的非晶态硅(a-Si)处理用于基板上TFT的形成。a-Si处理的使用使降低形成有TFT的基板的成本成为可能。

顺便指出，有机EL元件的电流/电压(I-V)特性通常随时间而恶化(老化)。在使用N沟道TFT的像素电路中，由于有机EL元件连接于用电流驱动有机EL元件的晶体管(以下称为“驱动晶体管”)的源极，如果有机EL元件的I-V特性经历老化，则驱动晶体管的栅极-源极电压Vgs改变。结果，有机EL元件的发光亮度也改变。

这将给予更具体的描述。驱动晶体管的源极电压取决于有机EL元件和驱动晶体管的工作点。如果有机EL元件的I-V特性恶化，则驱动晶体管和有机EL元件的工作点改变，并且随后，即使相同的电压施加于驱动晶体管的栅极，驱动晶体管的源极电压也会改变。然后，驱动晶体管的源极-栅极电压Vgs改变，并且流过驱动晶体管的电流值改变。结果，流过有机EL元件的电流值也改变，导致有机EL元件的发光亮度的改变。

而且，在使用多晶硅TFT的像素电路中，除了有机EL元件的I-V特性的老化之外驱动晶体管的阈值电压Vth在不同的像素中显示了老化或不同(单个晶体管的特性分散)。因为如果阈值电压Vth在不同的驱动晶体管中有所不同，则流过驱动晶体管的电流值显示出分散性，所以即使相同的电压施加于驱动晶体管的栅极，有机EL元件也以不同亮度发光，导致屏幕的一致性受到损失。

过去，为了保持有机EL元件的发光亮度固定，而不受有机EL元件的I-V特性老化的影响或即使这种老化或改变发生时也不受驱动晶体管的阈值电压Vth的老化的影响，相对于有机EL元件的特性改变的补偿功能和相对于驱动晶体管的阈值电压Vth的改变的补偿功能被提供给每个像素电路。所述配置例如在日本专利申请No.2004-361640中披露。

发明内容

然而，在多晶硅TFT用于像素电路的场合，除了有机EL元件的I-V特性的老化、驱动晶体管的阈值电压Vth的老化以及像素中的分散之外，驱动晶体管的载流子(carrier)的迁移率μ在不同的像素中有所不同。

由于驱动晶体管的设计使其在饱和区工作，因此其用作恒流源。结果，下面的表达式(1)给出的固定的漏极-源极电流Ids从驱动晶体管施加于有机EL元件：

Ids＝(1/2)·μ(W/L)Cox(Vgs-Vth)²......(1)

其中Vth是驱动TFT202的阈值电压，μ是载流子的迁移率，W是沟道宽度，L是沟道长度，Cox是每个单元面积的栅极电容，Vgs是栅极-源极电压。

从上面的表达式(1)明显可见，如果迁移率μ在不同的像素中有所不同，由于流过驱动晶体管的漏极-源极电压Ids的分散在像素之间发生，因此有机EL元件的发光亮度在像素之间有所不同。结果，最终的显示屏显示出不均匀的画质，包括条纹或不规则或不均匀的亮度。

因此，需要提供一种显示设备及其驱动方法以及电子设备，其中防止像素之间驱动晶体管迁移率分散的修正功能被实施，从而获得均匀画质的显示图像，避免条纹或亮度不均匀。

根据本发明的实施例，提供了一种显示设备，包括：像素阵列部分，其中以矩阵形式设置的多个像素电路均包括电光元件、配置为驱动电光元件的驱动晶体管、配置为采样并写入图像信号的采样晶体管以及配置为在显示周期中保持驱动晶体管的栅极-源极电压的电容器；依赖(dependence)抵消部分，在图像信号由采样晶体管写入的状态下电光元件发光之前的修正周期内配置为负反馈驱动晶体管的漏极-源极电流到驱动晶体管的栅极输入侧，从而抵消驱动晶体管的漏极-源极电流对迁移率的依赖关系；以及扫描部分，配置为使用AC电源作为输出电路的最后级缓冲器的电源，从而产生限定修正周期的扫描信号。

在显示设备中，由于驱动晶体管的漏极-源极电流被负反馈至驱动晶体管的栅极输入侧，所以驱动晶体管的漏极-源极电流值在迁移率不同的像素之间被一致化。结果，可实现防止分散的迁移率修正。负反馈的数量可通过迁移率修正时间的调整进行优化。最佳的迁移率修正时间取决于图像信号的信号电压。这里，通过使用AC电源作为扫描电路的最后级缓冲器的电源，可产生模拟波形的扫描信号。然后，通过确定利用模拟波形的扫描信号的迁移率修正时间，可设定适合于图像信号的信号电压的迁移率修正时间。

利用该显示设备，响应于图像信号的信号电压，通过设定适合于图像信号的信号电压的迁移率修正时间，可抵消驱动晶体管的漏极-源极电流对迁移率的依赖关系。因此，可获得均匀画质的显示图像，避免了由不同像素之间的驱动晶体管的迁移率不同引起的条纹、不均匀亮度等等。

附图说明

图1是表示应用本发明的有源矩阵显示设备的配置和用在该显示设备中的像素电路的电路图；

图2是表示写信号、驱动信号、第一和第二修正扫描信号之间的时序关系以及驱动晶体管的栅极电压和源极电压变化的时序波形图；

图3是表示像素电路的操作的特性图；

图4是表示迁移率修正周期中像素电路状态的电路图；

图5是表示具有较高迁移率的一个像素和具有较低迁移率的另一个像素的输入信号电压和漏极-源极电流之间关系的图；

图6是表示时间宽度为0μs和2.5μs时输入信号电压和漏极-源极电流的图；

图7是表示写信号的下降沿波形的波形图；

图8是表示根据本发明第一实施例的写扫描电路的电路结构实例的电路图；

图9是表示第一实施例的电源电压波形以及扫描脉冲、翻转扫描脉冲和写脉冲之间的时序关系的时序波形图；

图10是表示产生电源电压的电路系统的方框图；

图11是表示电源电压发生电路的电路结构实例的电路图；

图12是表示图11的电源电压发生电路的输入开关和放电开关的开/关驱动的时序关系的时序图；

图13是表示写信号的下降沿波形的波形图，其中使用具有折线所示的下降沿波形的电源电压；

图14是表示电源电压发生电路的另一种电路结构实例的电路图；

图15是表示图14的电源电压发生电路的输入开关和放电开关的开/关驱动的时序关系的时序图；

图16是表示某个时序处图8的写扫描电路的工作的方框电路图；

图17是根据本发明的第二实施例表示写扫描电路的电路结构的电路图；

图18是表示第二实施例的电源电压波形以及扫描脉冲、翻转扫描脉冲和写脉冲之间的时序关系的时序波形图；

图19是表示某个时序处图17的写扫描电路的工作的方框电路图；

图20是表示修正图17的写扫描电路的电路图，其中AC电源用于电源电压负极；

图21是表示图10的修正写扫描电路中的电源电压波形以及扫描脉冲、翻转扫描脉冲和写脉冲之间的时序关系的时序波形图；

图22是修正图8和图17的写扫描电路的方框电路图；

图23是表示保护电路连接方案的方框电路图；

图24是表示图23的连接方案的缺点的时序波形图；

图25至27是表示保护电路的不同连接方案的方框电路图；

图28是表示像素电路的另一种电路结构的电路图；

图29是表示用于图28的像素电路的写信号、驱动信号和第一修正扫描信号之间的时序关系以及驱动晶体管的栅极电压和源极电压变化的时序波形图；

图30是表示像素电路另一个电路结构的电路图；

图31是表示用于图30的像素电路的写信号、驱动信号、第一和第二修正扫描信号之间的时序关系以及驱动晶体管的结点电压和栅极电压变化的时序波形图；

图32是表示用于图30的像素电路的第一修正扫描信号的上升沿波形的波形图；

图33是表示第一修正扫描信号的上升沿波形的波形图，其中具有折线所示的上升沿波形的电源电压用于图30的像素电路；

图34是表示又一个像素电路的电路结构的电路图；

图35是表示用于图34的像素电路的写信号、驱动信号、第一、第二和第三修正扫描信号之间的时序关系以及驱动晶体管的结点电压和栅极电压变化的时序波形图；

图36是表示应用本发明的电视机的立体图；

图37A和37B是表示分别从前侧和后侧看，应用本发明的数码相机的立体图；

图38是应用本发明的笔记本型个人电脑的立体图；

图39是应用本发明的摄像机的立体图；

图40A和40B分别是应用本发明的处于非折叠状态时的便携式电话机的正视图和侧视图，图40C、40D、40E、40F、40G分别是处于折叠状态时的便携式电话机的正视图、左视图、右视图、顶视图以及底视图。

具体实施方式

图1表示应用本发明的有源矩阵显示设备的配置和用在该显示设备中的像素电路。

(像素阵列部分)

参照图1，应用本发明的有源矩阵型有机EL显示设备包括像素阵列部分12，其中以矩阵形式二维设置的作为像素的发光元件的多个像素电路11的每个均包括电流驱动型的电光元件，其发光亮度随流过例如有机EL元件31的电流值而变化。在图1中，为了简化表示，表示了一个像素电路11的具体电路结构。

在像素阵列部分12中，对于每个像素电路11，扫描线13、驱动线14以及第一修正扫描线15和第二修正扫描线16为每个像素行布线，数据线(信号线)17为每个像素列布线。在像素阵列部分12周围，设置用于驱动并扫描扫描线13的写扫描电路18、用于驱动并扫描驱动线14的驱动扫描电路19、用于分别驱动并扫描第一修正扫描线15和第二修正扫描线16的第一修正扫描电路20和第二修正扫描电路21、以及用于根据亮度信息向数据线17施加数据信号(图像信号)的数据线驱动电路22。

在图1所示的有源矩阵型有机EL显示设备中，写扫描电路18和驱动扫描电路19相对于像素阵列部分12设置在一侧(例如图1的右侧)，第一修正扫描电路20和第二修正扫描电路21设置在相对侧。然而，上述组件不是以所述的位置关系严格设置，而是能以不同的方案设置。写扫描电路18、驱动扫描电路19、第一修正扫描电路20和第二修正扫描电路21适合输出写信号WS、驱动信号DS、第一修正扫描信号AZ1和第二修正扫描信号AZ2，以分别驱动并扫描扫描线13、驱动线14、第一修正扫描线15和第二修正扫描线16。

像素阵列部分12通常形成在透明绝缘基板上，例如玻璃基板，并具有平面或扁平型面板结构。像素阵列部分12的每个像素电路11可使用非晶态硅TFT(薄膜晶体管)或低温多晶硅TFT形成。在下述有源矩阵型有机EL显示设备中，像素电路11使用低温多晶硅TFT形成。在这种场合使用低温多晶硅TFT，而且写扫描电路18、驱动扫描电路19、第一修正扫描电路20和第二修正扫描电路21以及数据线驱动电路22可集成在形成像素电路11的面板上。

(像素电路)

像素电路11具有这样的电路结构，其中包括驱动晶体管32、采样晶体管33、开关晶体管34至36、电容器37(像素电容/维持电容)以及有机EL元件31作为其组件。

在像素电路11中，N沟道TFT用于驱动晶体管32、采样晶体管33、开关晶体管35和36，而P沟道TFT用于开关晶体管34。然而，驱动晶体管32、采样晶体管33、开关晶体管34至36的导通类型的组合仅是一种实例，并非严格限定。

有机EL元件31的阴极连接于第一电源电压VSS，其在图1所示的设置中为接地电压GND。驱动晶体管32用电流驱动有机EL元件31，驱动晶体管32的源极连接于有机EL元件31的阳极，形成源极跟随电路。采样晶体管33在其源极连接于数据线17，在其漏极连接于驱动晶体管32的栅极，在其栅极连接于扫描线13。

开关晶体管34的源极连接于第二电源电压VDD，在图1所示的设置中，第二电源电压VDD为正电源电压，开关晶体管34的漏极连接于驱动晶体管32的漏极，开关晶体管34的栅极连接于驱动线14。开关晶体管35在其漏极连接于第三电源电压Vofs，在其源极连接于采样晶体管33的漏极和驱动晶体管32的栅极，在其栅极连接于第一修正扫描线15。

开关晶体管36在其漏极连接于驱动晶体管32的源极和有机EL元件31的阳极之间的结点N11，在其源极连接于第四电源电压Vini，在图1所示的设置中Vini为负电源电压，在其栅极连接于第二修正扫描线16。电容器37在其一个接线端连接于驱动晶体管32的栅极和采样晶体管33的漏极之间的结点N12，而在其另一个接线端连接于驱动晶体管32的源极和有机EL元件31的阳极之间的结点N11。

在上述组件以上述连接方案连接的像素电路11中，各个组件以如下方式工作。具体来说，当采样晶体管33被置于导通状态时，其对通过数据线17输入的图像信号的信号电压Vsig(＝Vofs+Vdata；Vdata＞0)进行采样。图像信号的信号电压以下仅称为“信号电压”或“输入信号电压”。采样的输入信号电压Vsig保持在电容器37中。当开关晶体管34处于导通状态时，开关晶体管34将来自第二电源电压VDD的电流施加于驱动晶体管32。

当开关晶体管34处于导通状态时，驱动晶体管32将基于电容器37中所保持的输入信号电压Vsig的数值的电流施加于有机EL元件31，以驱动有机EL元件31(电流驱动)。当开关晶体管35和36被适当地置于导通状态时，其在电流驱动有机EL元件31之前检测驱动晶体管32的阈值电压Vth32，并将检测到的阈值电压Vth32保持在电容器37中，以抵消阈值电压Vth32的影响。电容器37在显示周期中保持驱动晶体管32的栅极-源极电压。

在像素电路11中，作为确保正常工作的条件，第四电源电压Vini被设置为低于第三电源电压Vofs与驱动晶体管32的阈值电压Vth32之间的电压差。具体来说，第四电源电压Vini、第三电源电压Vofs和阈值电压Vth32满足Vini＜Vofs-Vth32的电平关系。另外，在图1所示的构造中，具有接地电压GND的有机EL元件31的阴极电压Vcat与有机EL元件31的阈值电压Vthel合计的电平被设置为高于第三电源电压Vofs与驱动晶体管32的阈值电压Vth32之间的差值电平。换句话说，阴极电压Vcat、阈值电压Vthel、第三电源电压Vofs和阈值电压Vth32满足Vcat+Vthel＞Vofs-Vth32(＞Vini)的电平关系。

注意由于上述像素电路11不具有写信号WS和第一修正扫描信号AZ1同时为“H”电平的周期，因此一般能够将开关晶体管35用作采样晶体管33并将第三电源电压Vofs的电源线用作数据线17(信号线)。在该实例中，在第一修正扫描信号AZ1为“H”电平的周期中，可从信号线17施加第三电源电压Vofs，而在另一个写信号WS为“H”电平的周期中，从信号线17施加输入信号电压Vsig。

(电路工作)

下面参照图2描述有源矩阵型有机EL显示设备的电路工作，其中具有上述结构的多个像素电路11以二维设置。在图2的时序波形图中，从时间t1到时间t9的周期由一个场周期限定。像素阵列部分12的像素行在一个场周期中被连续扫描一次。

图2表示写信号WS、驱动信号DS、第一修正扫描信号AZ1和第二修正扫描信号AZ2之间的时序关系，以及驱动晶体管32的栅极电压Vg和源极电压Vs的变化，其中写信号WS通过扫描线13在第i行从写扫描电路18施加到像素电路11，驱动信号DS通过驱动线14从驱动扫描电路19施加到像素电路11，第一修正扫描信号AZ1和第二修正扫描信号AZ2通过第一修正扫描线15和第二修正扫描线16从第一修正扫描电路20和第二修正扫描电路21施加到像素电路11。

由于采样晶体管33和开关晶体管35、36为N沟道型，所以写信号WS、第一修正扫描信号AZ1和第二修正扫描信号AZ2处于高电平的状态(在该实例中为电源电压VDD；以下称为“H”电平)称为有源状态，而写信号WS、第一修正扫描信号AZ1和第二修正扫描信号AZ2处于低电平的状态(在该实例中为电源电压VSS(接地电平)；以下称为“L”电平)称为无源状态。另外，由于开关晶体管34为P沟道型，所以驱动信号DS处于“L”电平的状态称为有源状态，而驱动信号DS处于“H”电平的状态称为无源状态。

(发光周期)

首先，在普通发光周期(t7至t8)中，从写扫描电路18输出的写信号WS，从驱动扫描电路19输出的驱动信号DS，分别从第一修正扫描电路20和第二修正扫描电路21输出的第一修正扫描信号AZ1和第二修正扫描信号AZ2均处于“L”电平。因此，采样晶体管33以及开关晶体管35和36处于非导通(关断)状态，而开关晶体管34处于导通(接通)状态。

此时，驱动晶体管32用作恒流源，因为其被设计为工作在饱和区。因此，由表达式(1)所限定的固定漏极-源极电流Ids通过开关晶体管34从驱动晶体管32施加于有机EL元件31。然后，当驱动信号DS的电平在时间t8从“L”电平变为“H”电平时，开关晶体管34被置于非导通状态，从第二电源电压VDD施加于驱动晶体管32的电流被中断。结果，有机EL元件31停止发光，进入非发光周期。

(阈值修正准备周期)

当从第一修正扫描电路20和第二修正扫描电路21输出的第一修正扫描信号AZ1和第二修正扫描信号AZ2的状态在时间t1(t9)分别从“L”电平变为“H”电平而开关晶体管34处于非导通状态时，开关晶体管35和36被置于导通状态。结果，进入阈值电压修正准备周期，用于修正下面所述的驱动晶体管32的阈值电压Vth32，以抵消阈值电压Vth32的分散。

无论开关晶体管35或36都可以首先进入导通状态。开关晶体管35和36被置于导通状态之后，第三电源电压Vofs通过开关晶体管35施加于驱动晶体管32的栅极，而第四电源电压Vini通过开关晶体管36施加于驱动晶体管32的源极和有机EL元件31的阳极。

此时，由于如上所述满足Vini＜Vcat+Vthel的电平关系，有机EL元件31被置于反偏压状态。因此，没有电流流过有机EL元件31，且有机EL元件31处于非发光状态。另外，驱动晶体管32的栅极-源极电压Vgs的值为Vofs-Vini。这里，如上所述，满足Vofs-Vini＞Vth32的电平关系。

当从第二修正扫描电路21输出的第二修正扫描信号AZ2的电平在时间t2从“H”电平变为“L”电平，开关晶体管36被置于非导通状态，且阈值修正准备周期由此结束。

(阈值修正周期)

此后，从驱动扫描电路19输出的驱动信号DS的电平在时间t3从“H”电平变为“L”电平，从而将开关晶体管34被置于导通状态。当开关晶体管34处于导通状态时，电流流经的路径为电源电压VDD→开关晶体管34→结点N11→电容器37→结点N12→开关晶体管35→电源电压Vofs。

此时，驱动晶体管32的栅极电压Vg保持于电源电压Vofs，电流继续流经上述路径，直至驱动晶体管32被切断之后(从导通状态进入非导通状态)。此时，结点N11的电压即驱动晶体管32的电源电压Vs从第四电源电压Vini随时间逐渐升高，如图3所示。

然后，当经过固定的时间间隔且结点N11和结点N12之间的电势差即驱动晶体管32的栅极-源极电压Vgs变为等于阈值电压Vth32时，驱动晶体管32被切断。结点N11和结点N12之间的阈值电压Vth32保持于电容器37进行阈值修正的电压。此时，满足条件Vel＝Vofs-Vth32＜Vcat+Vthel。

此后，从驱动扫描电路19输出的驱动信号DS的电平从“L”电平变为“H”电平，且从第一修正扫描电路20输出的第一修正扫描信号AZ1的电平在时间t4从“H”电平变为“L”电平。结果，开关晶体管34和35被置于非导通状态。从时间t3到时间t4的周期中，驱动晶体管32的阈值电压Vth32被检测。从时间t3到时间t4的检测周期在下面称为阈值修正周期。

当开关晶体管34和35在时间t4处于非导通状态时，阈值修正周期结束。此时，开关晶体管34先于开关晶体管35被置于非导通状态。结果，驱动晶体管32的栅极电压Vg的变化可以被抑制。

(写周期)

此后，在时间t5，从写扫描电路18输出的写信号WS的电平从“L”电平变为“H”电平。结果，采样晶体管33被置于导通状态，输入信号电压Vsig的写周期开始。在该写周期中，输入信号电压Vsig被采样晶体管33采样并写入电容器37。

有机EL元件31具有电容元件。这里，有机EL元件31的电容元件由Coled表示，电容器37的电容元件由Cs表示，驱动晶体管32的寄生电容由Cp表示，驱动晶体管32的栅极-源极电压Vgs由下面的表达式(2)确定：

Vgs＝{Coled/(Coled+Cs+Cp)}·(Vsig-Vofs)+Vth32 ......(2)

通常，与电容器37的电容Cs和驱动晶体管32的寄生电容值Cp相比，有机EL元件31的电容元件的电容值Coled足够高。因此，驱动晶体管32的栅极-源极电压Vgs近似等于(Vsig-Vofs)+Vth。另外，与有机EL元件31的电容元件的电容值Coled相比，由于电容器37的电容值Cs足够低，因此输入信号电压Vsig的大部分被写入电容器37。更精确地说，驱动晶体管32的输入信号电压Vsig和源极电压Vs，即电源电压Vofs，之间的差Vsig-Vofs作为有效的输入信号电压Vdata被写入。

有效的输入信号电压Vdata(＝Vsig-Vofs)由电容器37以叠加于在电容器37中保持的阈值电压Vth32的方式保持。换句话说，电容器37的保持电压，即驱动晶体管32的栅极-源极电压Vgs，为Vsig-Vofs+Vth32。为了下面描述简单起见，如果假定第三电源电压Vofs＝0V，则栅极-源极电压Vgs由Vsig+Vth32给出。在这种方式中，通过在电容器37中预先保持阈值电压Vth32，阈值电压Vth32的分散或老化的修正可如下面所述被执行。

具体来说，阈值电压Vth32被预先保持在电容器37中，一旦利用输入信号电压Vsig驱动驱动晶体管32，驱动晶体管32的阈值电压Vth32被保持在电容器37中的阈值电压Vth32抵消。换句话说，由于阈值电压Vth32的修正被执行，即使阈值电压Vth32遭受分散或老化，有机EL元件31的发光亮度可保持固定，而不受这种分散或老化的影响。

(迁移率修正周期)

当从驱动扫描电路19输出的驱动信号DS的电平从“H”电平变为““L”电平从而将开关晶体管34置于导通状态、而写信号WS处于“H”电平状态时，数据写周期结束，进入迁移率修正周期，其中驱动晶体管32的迁移率μ的分散修正被执行。在迁移率修正周期中，写信号WS的有源周期(“H”电平周期)和驱动信号DS的有源周期(“L”电平周期)相互重叠。

由于开关晶体管34被置于导通状态以开始从电源电压VDD到驱动晶体管32的电流供给，所以像素电路11从非发光周期进入发光周期。在采样晶体管33仍然以这种方式保持导通状态的周期中，即，在时间t6到时间t7的周期中，采样周期的尾部部分和发光周期的引导部分相互重叠，执行抵消驱动晶体管32的漏极-源极电流Ids对漏极-源极电流Ids的依赖的迁移率修正。

注意在发光周期的顶部t6至t7执行迁移率修正中，漏极-源极电流Ids在驱动晶体管32的栅极电压Vg固定于输入信号电压Vsig的状态下流过驱动晶体管32。这里，由于使用了Vofs-Vth32＜Vthel的设定，有机EL元件31被置于反偏压状态，因此即使像素电路11进入发光周期，有机EL元件31也不发光。

在迁移率修正周期t6至t7中，由于有机EL元件31处于反偏压状态，有机EL元件31不显示二极管特性，而是显示出简单的电容特性。因此，流过驱动晶体管32的漏极-源极电流Ids被写入电容器37的电容值Cs和有机EL元件31的电容元件的电容值Coled的组合电容C(＝Cs+Coled)。写入的结果是，驱动晶体管32的源极电压Vs升高。在图2的时序图中，源极电压Vs的增大以ΔV表示。

源极电压Vs的增量ΔV毕竟起作用，以便从电容器37保持的驱动晶体管32的栅极-源极电压Vgs减去ΔV，即释放电容器37积累的电荷，从而等价于使用负反馈。换句话说，源极电压Vs的增量ΔV是负反馈中的反馈量。在该实例中，栅极-源极电压Vgs由Vsig-ΔV+Vth32给出。在流过驱动晶体管32的漏极-源极电流Ids施加为输入到驱动晶体管32的栅极输入，也就是说，负反馈至栅极-源极电压Vgs，驱动晶体管32的迁移率μ的分散可得到修正。

(发光周期)

此后，当从写扫描电路18输出的写信号WS的电平变为“L”电平且采样晶体管33在时间t7被置于非导通状态时，迁移率修正周期结束且发光周期开始。结果，驱动晶体管32的栅极从数据线17断开连接，以抵消施加的输入信号电压Vsig，接着，允许驱动晶体管32的栅极电压Vg升高并随后与源极电压Vs一起升高。同时，保持在电容器37中的栅极-源极电压Vgs维持Vsig-ΔV+Vth32。

然后，当驱动晶体管32的源极电压Vs升高时，有机EL元件31的反偏压状态不久便被抵消，接着，驱动晶体管32的漏极-源极电流Ids流入有机EL元件31，以便有机EL元件31确实开始发光。

在该实例中，通过将Vsig-ΔV+Vth32代入上面给出的表达式(1)的Vgs，给出漏极-源极电流Ids和栅极-源极电压Vgs之间的关系，如下面的表达式(3)所示：

Ids＝kμ(Vgs-Vth32)²＝kμ(Vsig-ΔV)²  ......(3)

其中k＝(1/2)(W/L)Cox。

由上面的表达式(3)明显可见，驱动晶体管32的阈值电压Vth32该项被抵消，从驱动晶体管32施加于有机EL元件31的漏极-源极电流Ids不取决于驱动晶体管32的阈值电压Vth32。基本上，漏极-源极电流Ids取决于输入信号电压Vsig。换句话说，有机EL元件31的发光亮度取决于输入信号电压Vsig，而不受驱动晶体管32的阈值电压Vth32的分散或老化的影响。

另外，从上面给出的表达式(3)明显可见，输入信号电压Vsig通过漏极-源极电流Ids负反馈至驱动晶体管32的栅极输入的反馈量ΔV被修正。反馈量ΔV用于抵消位于表达式(3)系数部分的迁移率μ的影响。因此，漏极-源极电流Ids基本上仅取决于输入信号电压Vsig。换句话说，有机EL元件31的发光亮度取决于输入信号电压Vsig，既不受驱动晶体管32的阈值电压Vth32的影响，也不受驱动晶体管32的迁移率μ的分散或老化的影响。结果，可获得均匀的画质而不带有条纹或不均匀的亮度。

最后，在时间t8从驱动扫描电路19输出的驱动信号DS的电平从“L”电平变为“H”电平，从而将开关晶体管34置于非导通状态。接着，从第二电源电压VDD施加于驱动晶体管32的电流被中断，从而结束了发光周期。此后，下一个场的处理在时间t9(t1)开始，以便阈值修正、迁移率修正和发光操作等一系列操作被重复执行。

这里，在某些其它的有源矩阵型显示设备中，其中每个像素电路11包括有机EL元件31，有机EL元件31是以矩阵形式设置的电流驱动型电光元件，如果有机EL元件31的发光周期变长，则有机EL元件31的I-V特性改变。因此，有机EL元件31的阳极和驱动晶体管32的源极之间的结点N11的电压也发生变化。

另一方面，在该有源矩阵型显示设备中，由于驱动晶体管32的栅极-源极电压Vgs维持在固定值，流经有机EL元件31的的电流不发生变化。因此，即使有机EL元件31的I-V特性恶化，固定的漏极-源极电流Ids继续流经有机EL元件31，接着，有机EL元件31的发光亮度不发生变化(用于有机EL元件31的特性变化的补偿功能)。

另外，由于写入输入信号电压Vsig之前，驱动晶体管32的阈值电压Vth32预先保持在电容器37中，所以驱动晶体管32的阈值电压Vth32被抵消(修正)，以便不受阈值电压Vth分散或老化影响的固定的漏极-源极电流Ids可施加于有机EL元件31。因此，可获得高画质的显示图像(驱动晶体管32的阈值电压变化的补偿功能)。

另外，在迁移率修正周期t6至t7中，漏极-源极电流Ids被负反馈至驱动晶体管32的栅极输入，以便利用反馈量ΔV修正输入信号电压Vsig。接着，可抵消驱动晶体管32的漏极-源极电流Ids对迁移率μ的依赖，且仅取决于输入信号电压Vsig的漏极-源极电流Ids可施加于有机EL元件31。因此，可获得均匀画质的显示图像，避免因驱动晶体管32的迁移率μ的分散或老化引起的条纹或不均匀的亮度(用于驱动晶体管32的迁移率μ的补偿功能)。

(迁移率修正)

这里研究对驱动晶体管32的迁移率μ的补偿功能。通过调整迁移率修正周期t6至t7的时间宽度t，漏极-源极电流Ids负反馈至驱动晶体管32的栅极输入的反馈量ΔV可被优化。

图4表示像素电路11在迁移率修正周期t6至t7中的状态。在图4中，为了表示简单起见，利用开关符号表示采样晶体管33和开关晶体管34至36。

参照图4，在迁移率修正周期t6至t7中，采样晶体管33和开关晶体管34处于导通状态(写信号WS和驱动信号DS处于激活状态)。同时，开关晶体管35和36处于非导通状态(第一修正扫描信号AZ1和第二修正扫描信号AZ2处于未激活状态)，且驱动晶体管32的栅极电压Vg固定于输入信号电压Vsig。在这种状态下，漏极-源极电流Ids流过驱动晶体管32。

这里，在应用上述Vofs-Vth32＜Vthel的设置的场合，有机EL元件31被置于反偏压状态，因此不显示二极管特性，而是显示简单的电容特性。因此，流过驱动晶体管32的漏极-源极电流Ids流入有机EL元件31的等效电容和电容器37的组合电容C(＝Cs+Coled)。换句话说，部分漏极-源极电流Ids被负反馈至电容器37，结果驱动晶体管32的迁移率μ的修正被执行。

图5表示表达式(3)的图，表达式(3)是漏极-源极电流Ids和栅极-源极电压Vgs的关系表达式。纵轴表示漏极-源极电流Ids，横轴表示输入信号电压Vsig。

图5所示的图表示像素1和另一个像素2的比较特性曲线，像素1的驱动晶体管32具有较高的迁移率μ，像素2的驱动晶体管32具有较低的迁移率μ。在驱动晶体管32均由多晶硅薄膜晶体管等形成的场合，不可避免迁移率μ在不同像素之间，如在像素1和像素2之间分散。

例如，如果在迁移率μ在像素1和像素2之间分散的场合下，相等电平的图像信号Vsig被单独写入像素1和像素2，则如果不执行迁移率修正，则流至像素1的具有较高迁移率μ的漏极-源极电流Ids1和流至像素2的具有较低迁移率μ的漏极-源极电流Ids2之间会相差很大。如果在这种方式下因迁移率μ的分散所引起的不同像素之间的漏极-源极电流Ids1产生较大差异，则会破坏屏幕的一致性。

因此，根据本发明的实施例，通过将驱动晶体管32的漏极-源极电流Ids负反馈回输入信号电压Vsig侧，可获得抵消(补偿)像素中驱动晶体管32的迁移率μ的分散的补偿功能。从上面的表达式(1)给出的晶体管特性表示明显可见，当迁移率μ增大时，漏极-源极电流Ids增大。因此，负反馈的反馈量ΔV随迁移率μ的增大而增大。

如图5所见，具有高迁移率μ的像素1的反馈量ΔV1大于具有低迁移率μ的像素2的反馈量ΔV2。因此，由于负反馈量随迁移率μ的增大而增大，所以可抑制迁移率μ的分散。具体来说，如果反馈量ΔV1的修正施加于具有较高迁移率μ的像素1，则漏极-源极电流Ids从Ids1大幅度减小至Ids1。

另一方面，由于修正量即具有低迁移率μ的像素2的反馈量ΔV2较小，因此漏极-源极电流Ids从Ids2减小至Ids2且不大幅度减小。结果，像素1的漏极-源极电流Ids1和像素2的漏极-源极电流Ids2变为基本相等，接着，迁移率μ的分散被抵消。由于在输入信号电压Vsig从黑色电平至白色电平的整个电平范围内对迁移率μ的分散进行修正，因此显著增强了屏幕的一致性。

总的来说，在像素1和另一个像素2的迁移率μ相互不同的场合，迁移率μ较高的像素1的反馈量ΔV1大于迁移率μ较低的像素2的反馈量ΔV2。换句话说，具有较高迁移率μ的像素包含较大的反馈量ΔV，并显示出漏极-源极电流Ids较大的减幅。这样，通过将驱动晶体管32的漏极-源极电流Ids负反馈回至输入信号电压Vsig侧，漏极-源极电流Ids的电流值在迁移率μ不同的像素之间被一致化，结果，迁移率μ可被修正以避免分散。

这里，执行上述迁移率修正的数值分析。如果假定在图4所示的采样晶体管33和开关晶体管34处于导通状态的情况下，将驱动晶体管32的源极电压Vs作为变量V进行分析，则由以下表达式(4)给出的漏极-源极电流Ids流经驱动晶体管32：

Ids＝kμ(Vgs-Vth32)²＝kμ(Vsig-V-Vth32)²  ......(4)

同时，根据漏极-源极电流Ids和电容C(＝Cs+Coled)之间的关系，从下面的表达式(5)可得出Ids＝dQ/dt＝CdV/dt。注意在表达式(5)中，Vth32表示为Vth。

$\mathrm{Ids}=\frac{\mathrm{dQ}}{\mathrm{dt}}=C\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dt}},\∫\frac{1}{C}\mathrm{dt}=\∫\frac{1}{\mathrm{Ids}}\mathrm{dV}\·\·\·\·\·\·\·\left(5\right)$

由

$\⇔{\∫}_0^t\frac{1}{C}\mathrm{dt}={\∫}_{-\mathrm{Vth}}^V\frac{1}{\mathrm{k\μ}{(\mathrm{Vsig}-\mathrm{Vth}-V)}^2}\mathrm{dV}$

$\⇔\frac{\mathrm{k\μ}}{C}t={\left[\frac{1}{\mathrm{Vsig}-\mathrm{Vth}-V}\right]}_{-\mathrm{Vth}}^V=\frac{1}{\mathrm{Vsig}-\mathrm{Vth}-V}-\frac{1}{\mathrm{Vsig}}$

$\⇔\mathrm{Vsig}-\mathrm{Vth}-V=\frac{1}{\frac{1}{\mathrm{Vsig}}+\frac{\mathrm{k\μ}}{C}t}=\frac{\mathrm{Vsig}}{1+\mathrm{Vsig}\frac{\mathrm{k\μ}}{C}t}$

将表达式(4)代入表达式(5)并将两侧积分。这里，假定源极电压V(Vs)的初始状态是-Vth32，迁移率修正周期t6至t7的时间宽度表示为t(以下称之为“迁移率修正时间t”)。通过解该差分方程，相对于迁移率修正周期t的漏极-源极电流Ids由下面的方程式(6)给出。

$\mathrm{Ids}=\mathrm{k\μ}{\left(\frac{\mathrm{Vsig}}{1+\mathrm{Vsig}\frac{\mathrm{k\μ}}{C}t}\right)}^2......\left(6\right)$

当上面给出的表达式(5)中t＝0μs和t＝2.5μs时，迁移率μ相互不同的像素的输入信号电压Vsig和漏极-源极电流Ids之间的关系如图6所示。从图6明显可见，与没有对t＝0的迁移率进行修正时的迁移率μ相比，t＝2.5μs的迁移率μ被充分修正，以避免分散。而没有对迁移率进行修正的场合存在40％的迁移率μ的分散，通过进行迁移率修正，迁移率μ的分散被抑制到10％或更小。

在迁移率修正操作中，通常必须满足V(Vs)＜Vtheld的关系。在当前的有源矩阵型有机EL显示设备的像素电路11中，有机EL元件31的电容值Cs(电容器37)和电容值Coled用于迁移率的修正。由于有机EL元件31的电容值Coled高于电容值Cs，而且组合电容C的值较大，因此可提供迁移率修正时间t的余量。

这里研究最佳的迁移率修正时间t。首先，利用包括代替系数k的迁移率μ的系数β(＝μ·(W/L)·Cox)对使用系数k(＝(1/2)·(W/L)·Cox)的表达式(6)进行变形，获得如下表达式(7)：

Ids＝(β/2)·{(1/Vsig)·(β/2)·(t/C)}²  ......(7)

其中C是结点电容，当执行迁移率修正时进行放电。在该电路中，组合电容C为C＝Cs+Coled。然而，组合电容C根据电路结构不限于C＝Cs+Coled。

最佳条件是漏极-源极电流Ids相对于迁移率μ的分散变化最小的点，即dIds/dμ＝0的点。如果在该条件下解表达式(7)，则在β的平均值由β0表示的情况下，最佳时间t0为

t0(β＝β0)＝C/(β·Vsig)......(8)

从表达式(8)可以看出，当输入信号电压Vsig(＝Vdata)增大时，最佳的迁移率修正时间t减小。具体来说，可以看出最佳的迁移率修正时间t和输入信号电压Vsig具有反比例的相互关系。换句话说，如果迁移率修正时间t被设定以便相对于输入信号电压Vsig反比例增大，则可抵消驱动晶体管32的漏极-源极电流Ids对迁移率μ的依赖。

通过将表达式(8)代回表达式(7)，获得

Ids(t＝t0，β＝β0)＝β0·/(Vsig/2)²  ......(9)

换句话说，可以看出使电压介于驱动晶体管32的栅极和源极之间是最佳的，也就是说，电容器37的电压Vgs-Vth32从输入信号电压Vsig放电降至Vsig/2。

另外，如果任意系数β(任意迁移率μ的系数β，平均值为β0)的误差量r(＝(β-β0)/β0)用于将系数β定义为

β＝β0·(1+r) ......(10)

则迁移率修正时间t中的任意系数β的漏极-源极电流Ids为

Ids(t＝t0，β＝β0)＝β0·{(1+r)/2}·{Vsig/(2+r)}² ......(11)

下面估算β和β0的分散。具体来说，

Ids(t＝t，β＝β0)/Ids(t＝t0，β＝β0)

＝(1+r)/{1+(r/2)}²          .......(12)

＝(1+r)/{1+r+(r²/4)}

这样，如果r²足够小，则迁移率μ(∝β)被完全修正。

从上述迁移率修正的数值分析明显可见，通过设置迁移率修正时间t以便相对于输入信号电压Vsig反比例增大，驱动晶体管32的漏极-源极电流Ids对迁移率μ的依赖可被抵消。换句话说，不同像素之间迁移率μ的分散可被修正。

注意在表达式(8)表示的最佳迁移率修正时间t为t0的场合，当β＝β0时，迁移率修正时间t分散时的影响由以下表达式表示：

Ids(t，β＝β0)/Ids(t0，β＝β0)＝(2/(1+t/t0))² ......(13)

这里，如果假定允许大约10％的分散作为在视觉观察中不提供不熟悉的感觉，例如作为漏极-源极电流Ids的分散，则通过近似解上面的表达式(13)，获得

Ids∝t/t0  ......(14)

换句话说，为了漏极-源极电流Ids的分散和迁移率修正时间t相互之间成比例，允许迁移率修正时间t的分散达到大约10％。

由图2的时序图可明显看到，由于采样晶体管33和开关晶体管34在迁移率修正时间t内(t6至t7)均处于导通状态，迁移率修正时间t取决于采样晶体管33的状态从导通状态变为非导通状态的时序。然后，当其栅极和数据线17之间的电势差即栅极-源极电压等于其阈值电压Vth33时，采样晶体管33切断，即从导通状态进入非导通状态。

因此，在该目前有源矩阵型有机EL显示设备中，产生通过扫描线13从写扫描电路18施加于N沟道采样晶体管33的栅极的写信号WS，以便当其电平从“H”电平变为“L”电平时，其(其中采样晶体管33是P沟道型的上升沿波形)下降沿波形可显示出与有效输入信号电压Vdata(＝Vsig-Vofs)的反比例关系，如图7所见。

通过设定写信号WS的下降沿波形，以便其增长与输入信号电压Vsig成反比例，当采样晶体管33的栅极-源极电压等于阈值电压Vth33时，采样晶体管33切断。最后，可设定迁移率修正时间t，以便其增长与输入信号电压Vsig成反比例。

具体来说，从图7的波形图明显可见，当对应于白色电平的输入信号电压Vsig(white)输入到采样晶体管33时，迁移率修正时间t(white)被设为最短，以便当采样晶体管33的栅极-源极电压等于Vsig(white)+Vth33时，采样晶体管33可切断。然而，当对应于灰色电平的输入信号电压Vsig(gray)输入到采样晶体管33时，迁移率修正时间t(gray)被设为长于迁移率修正时间t(white)，以便当栅极-源极电压等于Vsig(gray)+Vth33时，采样晶体管33可切断。

通过设定迁移率修正时间t，以便在该方式下其增长与输入信号电压Vsig成反比例，可对输入信号电压Vsig设定最佳的迁移率修正时间t。因此，在从黑色电平到白色电平的输入信号电压Vsig的整个电平范围内(所有等级)，驱动晶体管32的漏极-源极电流Ids对迁移率μ的依赖可以较大程度地抵消。换句话说，可以较大程度地修正迁移率μ，以防止不同像素之间的分散。

(写扫描电路)

下面描述本发明的具体实施例，其中本发明应用于写扫描电路18，以产生具有其波形在下降沿处与输入信号电压Vsig成反比例增长的写信号WS。

(第一实施例)

图8表示根据本发明第一实施例的写扫描电路18A的电路结构。具体来说，图8表示对应于第i行像素阵列部分12的移位级(i)的电路结构。然而，其它移位级也具有相同的电路结构。

参照图8，根据本发明第一实施例的写扫描电路18A的移位级(i)包括包含逻辑电路的移位寄存器级181(i)，电平转换电路182(i)以及由例如两个级缓冲器183(i)和184(i)形成的输出电路。应注意的是电平转换电路182(i)基本上是不需要的，但是在必要的场合用于执行移位寄存器级181(i)的输出信号的电平转换。

写扫描电路18A包括由大量移位寄存器级181(i)形成的移位寄存器，其等于像素阵列部分12的像素行的数量。移位寄存器级181(i)以级联方式连接。每个移位寄存器级181(i)接收负极电源电压VSSVa(例如0V)和正极电源电压VDDVa(例如+8V)作为操作电源电压，而且连续输出与垂直扫描同步的幅度为VSSVa-VDDVa的脉冲波形的扫描脉冲A(i)。

电平转换电路182(i)使用负极电源电压VSSVb(例如0V)和正极电源电压VDDVb(例如+15V)作为操作电源电压，将从移位寄存器级181(i)输出的幅度为VSSVa-VDDVa的脉冲波形的扫描脉冲A(i)执行电平转换，成为幅度为VSSVb-VDDVb的扫描脉冲B(i)。

然而，当施加于移位寄存器级181(i)的正极电源电压VDDVa为DC电源时，施加于电平转换电路182(i)的正极电源电压VDDVb为AC电源。因此，下面将正极电源电压VDDVb称为电源电压VDDVbAC。下面描述电源电压VDDVbAC。

缓冲器183(i)包括连接在电源电压VDDVbAC和负极电源电压VSSVb之间的CMOS转换器，并翻转从电平转换电路182(i)输出的扫描脉冲B(i)的极性。

缓冲器184(i)也包括连接在电源电压VDDVbAC和负极电源电压VSSVb之间的CMOS转换器，并翻转从缓冲器183(i)输出的反相扫描脉冲C(i)的极性，形成写信号WS(i)进行输出。

图9表示电源电压VDDVbAC以及扫描脉冲A(i)、A(i+1)、B(i)、B(i+1)、翻转扫描脉冲C(i)、C(i+1)与写脉冲WS(i)、WS(i+1)的时序关系的波形。

在具有上述结构的写扫描电路18A中，负极电源电压VSSVb是第一电源电压VSS。另一方面，通过由电路板形成的显示面板60外侧设置的VDDVbAC发生电路40，AC电源的电源电压VDDVbAC基于DC电源的第二电源电压VDD(VDDVb)产生，其中电路板上形成有像素阵列部分12，扫描电路18至21以及数据线驱动电路22。由于AC电源的电源电压VDDVbAC基于DC电源的电源电压VDDVb产生，因此电源电压VDDVbAC的最大值等于电源电压VDDVb。

从图9可见，VDDVbAC发生电路40基于DC电源的电源电压VDDVb产生，这样一种模拟波形(参照图7)的电源电压VDDVbAC在从第I级移位寄存器级181(i)输出的脉冲波形的扫描脉冲A(i)的末端部分与输入信号电压Vsig成反比例下降。在本说明书中，这种模拟波形的电源电压VDDVbAC称为AC电源。

以这种方式在扫描脉冲A(i)的末端部分与输入信号电压Vsig成反比例下降的AC电源的电源电压VDDVbAC作为正极电源电压分别施加于电平转换电路182(i)、缓冲器183(i)和184(i)。另外，从移位寄存器级181(i)输出的扫描脉冲A(i)通过电平转换电路182(i)、缓冲器183(i)和184(i)作为写信号WS(i)输出。结果，可产生这种下降沿波形的写信号WS(i)，其与图9所示的输入信号电压Vsig成反比例增加。

(VDDVbAC发生电路)

这里描述了VDDVbAC发生电路40的具体电路结构的几个实例，其中VDDVbAC发生电路40基于DC电压的第二电源电压VDD(VDDVb)产生AC电源的电源电压VDDVbAC。

<第一实例>

图11表示VDDVbAC发生电路40的电路结构的第一实例。参照图11，VDDVbAC发生电路40包括输入开关SW11，例如两个放电开关SW12和SW13，两个电流源I11和I12以及电容器C。

输入开关SW11有选择地提取DC电源的电源电压VDDVb。电容器C连接于输入开关SW11的输出端和电源电压VSS，即如图11所示的设置中的接地电压GND，之间，并由通过输入开关SW11输入的电源电压VDDVb充电。

放电开关SW12和电流源I11串联连接，放电开关SW13和电流源I12串联连接，其均位于输入开关SW11的输出端和电源电压VSS之间，其中输入开关SW11的输出端是电容器C的输入端。电流源I11的电流值被设为高于电流源I12的电流值。

图12表示输入开关SW11和放电开关SW12、SW13的开(关断)/关(接通)驱动的时序关系。输入开关SW11在进入迁移率修正时间t的调整周期之前保持开状态，在此调整期间内迁移率修正时间t响应于输入信号电压Vsig而调整。接着，电容器C处于由第二电源电压VDDVb充电的状态，因此其为电容器C的端电压(输出电压)的电源电压VDDVbAC等于电源电压VDDVb。

当在时间t11进入迁移率修正时间t的调整周期时，输入开关SW11被关断，放电开关SW12和SW13被接通。接着，电容器C的电荷通过放电开关SW12和电流源I11的放电路径以及放电开关SW13和电流源I12的另一个放电路径被释放。此时，由于具有电流源I11和I12的电流值组成的电流值的电容器C的电荷被快速释放，因此电源电压VDDVbAC从电源电压VDDVb突然下降。

然后，在时间t13，放电开关SW13被关断，而放电开关SW12保持开状态。接着，充电的电容器C通过放电开关SW12和电流源I11的放电路径放电，其中电流源I11的电流值低于放电开关SW12和SW13均为开状态的情况下的电流值。此时，与放电开关SW12和SW13均为开状态的情况下的下降坡度相比，电源电压VDDVbAC更平缓地沿斜坡下降。

然后，在时间t14，放电开关SW12被关断，放电开关SW13被接通。接着，电容器C的电荷沿放电开关SW13的放电路径和电流源I12流动，并以电流源I12的电流值放电，该电流值低于放电开关SW12处于开状态时的电流值。此时，与放电开关SW12为开状态的情况下的下降坡度相比，电源电压VDDVbAC沿更平缓的斜坡下降。

此后，放电开关SW13在时间t15关断，然后输入开关SW11在时间t16接通。接着，电容器C由电源电压VDDVb开始充电。最后，电源电压VDDVbAC聚于第二电源电压VDDVb。

在这种方式下，通过连接多个电流源，在本实例中为两个电流源I11和I12，使两个相互不同的电流值的电流源I11和I12以适当的组合与处于由电源电压VDDVb充电的状态的电容器C并联，在上面图12所示的实例中，可产生具有在图12中所见的点1和点2处弯曲的折线的下降沿波形的电源电压VDDVbAC。这里，放电开关SW12和电流源I11以及放电开关SW13和电流源I12形成放电部分，用于以不同的时间量逐步释放电容器C的电荷。

图13表示写信号WS的下降沿波形，其中使用具有折线所示的下降沿波形的电源电压VDDVx作为电平转换电路182(i)的正极和写扫描电路18的缓冲器183(i)、184(i)的电源电压。在该实例中，写信号WS的下降沿波形也变为具有在点1和点2弯曲的折线的下降沿波形。

这里，由于通过选择电流源I11和I12的电流值为期望的值，可产生具有折线的下降沿波形的写信号WS，其基本与输入信号电压Vsig成反比例增加，可设定迁移率修正时间t，以便基本与输入信号电压Vsig成反比例增加。接着，由于可设定对应于输入信号电压Vsig的迁移率修正时间t，所以可在从黑色电平到白色电平的输入信号电压Vsig的整个电平范围内的较高程度下修正像素之间的迁移率μ的分散。

在图11的电路结构中，通过增加电流源的数量可增加弯曲点的数量，通过选择电流源的电流值为期望的值，可产生具有近似于图7的上升沿特征的折线的下降沿波形的写信号WS。

<第二实例>

图14表示VDDVbAC发生电路40的电路结构的第二实例。

参照图14，根据第二实例的VDDVbAC发生电路40B包括输入开关SW11，例如两个电阻元件R11和R12，两个放电开关SW12和SW13，以及电容器C。

具体来说，VDDVbAC发生电路40B包括电阻元件R11和R12，代替第一实例的VDDVbAC发生电路40A的电流源I11和I12。电阻元件R12的电阻值高于电阻元件R11。结果，由电阻元件R11和开关SW12形成的放电路径中通过的其电流值高于由电阻元件R12和开关SW13形成的放电路径中的电流值。

图15表示VDDVbAC发生电路40B的输入开关SW11和放电开关SW12、SW13的开/关驱动的时序关系。进入迁移率修正时间t的调整周期之前，输入开关SW11保持开状态。接着，由于电容器C处于利用电源电压VDDVb充电的状态，所以电源电压VDDVb即电容器C的端电压等于电源电压VDDVb。

在时间t11进入迁移率修正时间t的调整周期之后，输入开关SW11被关断，然后放电开关SW12和SW13在时间t12均被接通。接着，电容器C的电荷通过电阻元件R11和开关SW12的放电路径以及电阻元件R12和开关SW13的放电路径被释放。此时，由于电容器C的电荷通过两个放电路径被快速释放，因此电源电压VDDVbAC从电源电压VDDVb突然下降。

然后，在时间t13，开关SW12被关断，而开关SW13保持开状态。接着，电容器C的电荷通过电阻元件R12和开关SW12的放电路径被释放，其电流值低于放电开关SW12和SW13均为开状态的情况下的电流值。此时，与放电开关SW12和SW13均为开状态的情况下的下降坡度相比，电源电压VDDVbAC更平缓地沿斜坡下降。

然后，在时间t15，开关SW13被关断，然后输入开关SW11在时间t16被接通。接着，电容器C开始由电源电压VDDVb充电。最后，电源电压VDDVbAC聚于电源电压VDDVb。

在这种方式下，通过连接多个电阻元件，在本实例中为两个电阻元件R11和R12，使两个电阻元件R11和R12相互不同的电阻值以适当的组合与处于由电源电压VDDVb充电的状态的电容器C并联，在上面图15所示的实例中，可产生具有在图15所示的一点弯曲的折线的下降沿波形的电源电压VDDVbAC。这里，电阻元件R11和放电开关SW12以及电阻元件R12和放电开关SW13形成放电部分，用于以不同的时间量逐步释放电容器C的电荷。

注意在第一实施例中，虽然利用多个电流源产生折线波形，但是作为偶然所需，可使用单个电流源，以便改变其电流值，从而获得可产生折线波形的放电。另外，电容器C可位于显示面板60上(参见图10)，其电源电压VDDVbAC侧连接于显示面板60，或由显示面板60本身的寄生电容形成。

(第一实施例的写扫描电路的能量消耗)

这里，根据第一实施例的写扫描电路18A的能量消耗被检验。图16表示在图9的时序A写扫描电路18A的操作。

这里假定扫描线数量m即像素阵列部分12的行数为480；一特扫描线13的电容Cvscan为100pF；最后级缓冲器184(i)的P晶体管Tr1p和N晶体管Tr1n的栅极电容Cp1和Cn1均为0.6pF；倒数第二级缓冲器184(i)的P晶体管Tr2p和N晶体管Tr2n的栅极电容Cp2和Cn2为0.2pF。

参照图16，在由写扫描电路18A的缓冲器183和184形成的输出电路的最后级，对于电源电压VDDVbAC的电源线的电容Cvdd1给予考虑，由于所连接的晶体管Tr1p仅在输出为“H”电平的一个级(第i级)处于导通状态，电容Cvdd1如下所示给出

Cvdd1＝Cp1+Cvscan＝100.6pF

这里，为了描述简单起见，晶体管Tr1p的栅极和源极之间的寄生电容被忽略。

然后，如果考虑输出电路的倒数第二级对电源电压VDDVbAC的电源线的电容Cvdd2，则由于所连接的晶体管Tr2p仅在输出为“L”电平的第m-1级(而不是第i级)处于导通状态，电容Cvdd2如下所示给出

Cvdd2＝(m-1)·(Cp2+Cn1)＝383.2pF

由此可见，电源电压VDDVbAC的电源线的电容在除了一级之外晶体管处于导通状态的倒数第二级受电容Cvdd2的影响比仅仅在一级晶体管处于导通状态的输出电路的最后级受电容Cvdd1的影响更大。尽管上面仅计算了倒数第二级的电容Cvdd2，如果输出电路的其它在先的一级或多级的一个或多个电路被进一步相加，则电源电压VDDVbAC的电源线的电容进一步增大。

通过上述VDDVbAC线的电容关系，如果AC波形输出至任意VDDVbAC线，则写扫描电路18A的能量损耗可能显著增大。根据下述第二实施例的写扫描电路18B考虑到了这种可能。

(第二实施例)

图17表示根据第二实施例的写扫描电路18B的电路结构。图17显示了对应于第i行像素阵列部分12的移位级(i)的电路结构，然而其它移位级也具有相同的电路结构。

参照图17，类似于根据第一实施例的写扫描电路18A的移位级(i)，根据第二实施例的写扫描电路18B的移位级(i)包括包含有逻辑电路的移位寄存器级181(i)、电平转换电路182(i)以及由例如缓冲器183(i)和184(i)两级形成的输出电路。但是注意电平转换电路182(i)实质上是不需要的，而是在必要的场合用于执行移位寄存器级181(i)的输出信号的电平转换。

写扫描电路18B包括由等于像素阵列部分12的像素行数量的多个移位寄存器级181(i)形成的移位寄存器。移位寄存器级181(i)以级联方式连接。每个移位寄存器级181(i)接收负极电源电压VSSVa(例如0V)和正极电源电压VDDVa(例如+8V)作为操作电源电压，而且连续输出与垂直扫描同步的幅度为VSSVa-VDDVa的脉冲波形的扫描脉冲A(i)。

电平转换电路182(i)使用负极电源电压VSSVb(例如0V)和正极DC电源的电源电压VDDVb(例如+15V)作为操作电源电压，对从移位寄存器级181(i)输出的幅度为VSSVa-VDDVa的脉冲波形的扫描脉冲A(i)执行电平转换。

缓冲器183(i)包括连接在正极DC电源的电源电压VDDVbDC和负极电源电压VSSVb之间的CMOS转换器，并翻转从电平转换电路182(i)输出的扫描脉冲B(i)的极性。

缓冲器184(i)也包括连接在正极AC电源的电源电压VDDVbAC和负极电源电压VSSVb之间的CMOS转换器，并进一步翻转从缓冲器183(i)输出的反相扫描脉冲C(i)的极性，形成写信号WS(i)进行输出。

图18表示电源电压VDDVbAC的波形和扫描脉冲A(i)、A(i+1)、B(i)、B(i+1)、翻转扫描脉冲C(i)、C(i+1)以及写脉冲WS(i)、WS(i+1)的时序关系。

在具有上述结构的写扫描电路18B中，如图10所示，基于其为DC电源的第二电源电压VDD(VDDVb)，由VDDVbAC发生电路40B产生将其作为正极电源电压施加于输出电路的最后级的缓冲器184(i)的AC电源的电源电压VDDVbAC。

(第二实施例的写扫描电路的能量消耗)

这里，对根据第二实施例的写扫描电路18B的能量消耗进行研究。图19表示在图18的时序A写扫描电路18B的操作。

类似于根据第一实施例的写扫描电路18A的情况，这里假定扫描线数量m为480；一条扫描线13的电容Cvscan为100pF；最后级缓冲器184(i)的P晶体管Tr1p和N晶体管Tr1n的栅极电容Cp1和Cn1均为0.6pF；倒数第二级缓冲器183(i)的P晶体管Tr2p和N晶体管Tr2n的栅极电容Cp2和Cn2为0.2pF。

参照图19，考虑在由写扫描电路18B的缓冲器183和184形成的输出电路的最后级用于电源电压VDDVbAC的电源线的电容Cvdd1，由于所连接的晶体管Tr1p仅在输出为“H”电平的一个级(第i级)处于导通状态，因此电容Cvdd1如下给出

Cvdd1＝Cp1+Cvscan＝100.6pF

这里，为了描述简单起见，晶体管Tr1p的栅极和源极之间的寄生电容被忽略。

由于DC电压在倒数第二级施加于缓冲器183(i)，AC波形施加于最后级缓冲器184(i)，所以VDDVbAC线的电容等于电容Cvdd1。接着，当与根据第一实施例的写扫描电路18A比较时，根据第二实施例的写扫描电路18B中的电能消耗至少可减小到Cvdd1/(Cvdd1+Cvdd2)，即100.6/(100.6+383.2)。

具体来说，在写扫描电路18中，在扫描脉冲A(i)末端部分与输入信号电压Vsig成反比例增大的AC电源的电源电压VDDVbAC用于连续输出具有与输入信号电压Vsig成反比例增加的下降沿波形的写信号WS(i)，AC电源用作输出电路的最后级缓冲器184(i)的电源和DC电压用作倒数第二级缓冲器184(i)的电源。通过所述结构，当与AC电源也用作倒数第二级缓冲器184(i)的电源的另一结构相比时，可减小写扫描电路18的能量消耗。

注意在上述第一和第二实施例中，基于DC电源的电源电压VDDVb，产生AC电源的电源电压VDDVbAC，以便电源电压VDDVbAC的最大值变为等于电源电压VDDVb，而不必使电源电压VDDVbAC和电源电压VDDVb的最大值彼此相等。

然而，在使电源电压VDDVbAC和电源电压VDDVb的最大值彼此相等的场合，由于可基于DC电源的电源电压VDDVb产生AC电源的电源电压VDDVbAC，因此不必增加用于产生AC电源的电源电压VDDVbAC的DC电源的数量，为了获得简化的电源结构这是最佳的。

另外，在上述第一和第二实施例中，每个像素电路11的采样晶体管33为N沟道型，写扫描电路18B产生具有与输入信号电压Vsig成反比例增大的下降沿波形的写信号WS(i)。然而，在像素电路11的采样晶体管33为P沟道型的情况下，为了产生具有与输入信号电压Vsig成反比例增大的上升沿波形的写信号WS(i)，图20所示的写扫描电路18C具有修改的结构，以便AC电源用于输出电路的最后级缓冲器184(i)的负极电源电压VSSVb，DC电源用作输出电路的倒数第二级缓冲器184(i)的负极电源电压VSSVb。由此，可预期类似的工作效果。

图21表示电源电压VDDVbAC的波形和扫描脉冲A(i)、A(i+1)、B(i)、B(i+1)、翻转扫描脉冲C(i)、C(i+1)以及写脉冲WS(i)、WS(i+1)的时序关系，其中AC电源用于负极电源电压VSSVb。

在根据第二实施例的写扫描电路18B中，以这种方式AC电源用作输出电路的最后级缓冲器184(i)的负极电源电压VSSVb，DC电源用作输出电路的倒数第二级缓冲器183(i)的负极电源电压VSSVb，能够有效地抵消像素之间的驱动晶体管32的特性分散，同时抑制因写信号WS采用AC波形提高画质的作用引起的能量损耗。结果，显示设备可获得高画质并降低能量损耗。

在上述第一和第二实施例中，如果电源电压VDDVbAC下降，则产生这样的问题，即把最后级的缓冲器184(i)的电源电压VDDVb与写信号WS的扫描线13互连的P沟道MOS晶体管的栅极-源极电压的绝对值减小，也就是说，MOS晶体管的电阻增大。如果最后级的缓冲器184(i)的P沟道MOS晶体管的电阻以这种方式增大，则取决于电源电压VDDVbAC的波形的写信号WS的波形因电阻的延迟不能精确再现，从而降低了分散抵消能力。

为了解决这个问题，可使用图22所示的扫描电路。参照图22，在所示的扫描电路中，不是P沟道MOS晶体管而是CMOS晶体管被用作互连最后级的缓冲器184(i)的电源电压VDDVb和写信号WS的扫描线13的开关。使用CMOS晶体管的结果是，互连最后级的缓冲器184(i)的电源电压VDDVb和写信号WS的扫描线13的开关可保持低电阻状态，结果，分散以某种程度被抵消。

(保护电路)

顺便指出，用于产生AC电源的电源电压VDDVbAC的VDDVbAC保护电路40位于显示面板60外部，例如扫描电路18至21和数据线驱动电路22形成在显示面板60上，如上面图10所述。

由VDDVbAC发生电路40产生的电源电压VDDVbAC通过端子61被引入显示面板60，如图23所见。同时，电源电压VDDVbAC作为电源电压通过电连接于端子61的第一电源线62施加于写扫描电路18的输出电路的最后级的缓冲器。

同时，DC电源的第二电源电压VDDV(VDDVb)通过端子63被引入显示面板60，并作为电源电压通过电连接于端子63的第二电源线64施加于写扫描电路18的输出电路的倒数第二级的缓冲器。

通过这种方式，在制造过程中，如果端子61或63从具有这种端子61和63等等的显示面板60暴露出来，则存在这样的可能性，即显示面板60中的电路元件等可被显示面板60等的静电、充电破坏，即被静电放电损伤。

(实例1)

因此，例如图23所见，保护电路65例如保护电阻连接在第一电源线62和例如接地电压结点的参考电压结点之间，其中第一电源线62连接于端子61，电源电压VDDVbAC提供给端子61。注意保护电路65不限于电阻元件，而可以是二极管等元件。

以这种方式保护电路65连接于例如传送电源电压VDDVbAC的第一电源线62和参考电压结点之间，在制造过程中，即使端子61被暴露出来且高电压由静电产生，显示面板60等的充电通过端子61被输入到第一电源线62，由于高电压通过保护电路65被释放到参考电压结点，所以显示面板60中的电路元件等可被保护免于静电放电损伤。

这里，对VDDVbAC发生电路40进行研究，VDDVbAC发生电路40用于将电源电压VDDVbAC施加于第一电源线62，例如图14所示的VDDVbAC发生电路40B。

VDDVbAC发生电路40B连接于确定DC电平的电源电压VDDVb，还通过转换开关S11至S13经由电阻元件R11和R12连接于任意其它的电源电压。另外，VDDVbAC发生电路40B根据电阻元件R11和开关SW12以及电阻元件R12和开关SW13的多组串联连接(放电路径)的并联连接的时间常数，来控制电压变化的时间常数。

这里，如果VDDVbAC发生电路40B的电容器C的电容值以Cper表示，电阻元件R11和R12的电阻值分别以R1和R2表示，显示面板60的寄生电容66(参见图23)的电容值以Cpanel表示，则开关SW12接通时的时间常数τ1如下给出

τ1＝(Cper+Cpanel)·R1

而开关SW13接通时的时间常数τ2如下给出

τ2＝(Cper+Cpanel)·R2

然而，如果输入开关SW11和开关SW12(或输入开关SW11和开关SW13)同时接通，则由于直通电流从电源电压VDDVb流至地，有必要提供充足的时间周期(t21至t22)，以便在开关SW11的接通和开关SW12的接通(或输入开关SW11和开关SW13的接通)转换的时序中，开关SW11和开关SW12(或者输入开关SW11和开关SW13)不同时接通。

结果，在周期t11至t1中，所有开关SW11至SW13处于关状态，接着，VDDVbAC发生电路40B的输出结点即电容器C的输出端显示浮置状态。然后，在执行从输入开关SW11的开状态变为开关SW12的开状态的转换的时序处，VDDVbAC发生电路40B的输出电压即电源电压VDDVbAC下降。

这是由于电容器C的电荷通过保护电路65释放。这里，如果保护电路65的电阻值以Rprotect表示，则关于通过保护电路65放电的时间常数τ如下给出

τ＝(Cper+Cpanel)·Rprotect

当以这种方式通过保护电路65放电导致电源电压VDDVbAC下降时，保护电路65的电阻值Rprotect的分散引起电源电压VDDVbAC的电平的分散，并干扰精确的迁移率修正操作，导致显示图像恶化。下面提供的实例2至4是为了消除保护电路65的所述缺点。

(实例2)

图25表示根据保护电路的实例2的连接关系。参照图25，保护电路65由电阻元件形成，并插在第一电源线62和第二电源线64之间。

在具有上述结构的保护电路65中，即使在输入开关SW11的开状态和开关SW12的开状态之间发生转换或在输入开关SW11的开状态和开关SW13的开状态之间发生转换的时序处，即在图15所示的周期t11至t12中，VDDVbAC发生电路40B的输出结点被置于浮置状态，由于没有路径用于电容器C的电荷的释放，因此可避免电源电压VDDVbAC的下降。

结果，可执行精确的迁移率修正操作。另外，在制造过程中，即使端子61被暴露出来，且高电压通过显示面板60等的静电、充电经由端子61施加于第一电源线62，由于高电压通过保护电路65被释放到DC电源侧，所以显示面板60中的电路元件等可免于静电放电损伤。因此，可能获得防止静电、充电等的显示设备，并可显示高画质的图像。

(实例3)

图26表示根据保护电路的实例3的连接关系。参照图26，根据实例3的保护电路65包括第一保护电路65A和第二保护电路65B。第一保护电路65A由例如电阻元件形成，并插在第一电源线62和第二电源线64之间。同时，第二保护电路65B由例如电阻元件形成，并连接在第二电源线64和例如接地电压结点的参考电压结点之间。

根据具有上述结构的保护电路65，即使在输入开关SW11的开状态和开关SW12的开状态之间发生转换或在输入开关SW11的开状态和开关SW13的开状态之间发生转换的时序处，VDDVbAC发生电路40B的输出结点被置于浮置状态，也就是说，在图15所示的周期t11至t12中，由于没有路径用于电容器C的电荷的释放，因此可避免电源电压VDDVbAC的下降。

另外，由于第一电源线62通过第一保护电路65A、第二电源线64和第二保护电路65B直接连接于参考电压结点，所以即使端子61在制造过程中被暴露出来、且高电压通过显示面板60等的静电、充电等经由端子61施加于第一电源线62，由于高电压通过第二保护电路65A和65B被释放到参考电压结点，因此显示面板60中的电路元件等也可免于静电放电损伤。

通过这种方式，在VDDVbAC发生电路40B的输出结点的浮置周期中，由于可通过防止电源电压VDDVbAC下降执行精确的迁移率修正操作，因此可获得较高画质的显示图像。另外，第二保护电路65A和65B的动作使显示设备免于静电和充电。

(实例4)

图27表示根据保护电路的实例4的连接关系。参照图27，根据实例4的保护电路65包括第一保护电路65A和第二保护电路65B。第一保护电路65A由例如电阻元件形成，并插在第一电源线62和第二电源线64之间。同时，第二保护电路65B由例如电阻元件形成，并连接在第一电源线62和例如接地电压结点的参考电压结点之间。第二保护电路65B的电阻值高于第一保护电路65A的电阻值。

根据具有上述结构的保护电路65，在输入开关SW11的开状态和开关SW12的开状态之间发生转换或在输入开关SW11的开状态和开关SW13的开状态之间发生转换的时序处，当VDDVbAC发生电路40B的输出结点被置于浮置状态时，也就是说，在图15所示的周期t11至t12中，尽管第二保护电路65B位于第一电源线62和参考电压结点之间，但是由于第二保护电路65B的电阻值高于第一保护电路65A的电阻值，因此电容器C的电荷的释放可被最小化。结果，与实例1相比，电源电压VDDVbAC的下降被抑制到较低的水平。

另外，即使端子61在制造过程中被暴露出来、且高电压通过显示面板60等的静电、充电等经由端子61施加于第一电源线62，由于高电压通过第一保护电路65A经由第二电源线64被释放到DC电源侧并通过第二保护电路65B被释放到参考电压结点，所以显示面板60中的电路元件等也可免于静电放电损伤。

通过这种方式，在VDDVbAC发生电路40B的输出结点的浮置周期中，由于可通过最小化电源电压VDDVbAC的下降执行精确的迁移率修正操作，因此可获得较高画质的显示图像。另外，第二保护电路65A和65B的动作使显示设备免于静电和充电。

注意在上述实例1至4中，尽管VDDVbAC发生电路40B用作VDDVbAC发生电路40，可选择的，VDDVbAC发生电路40A也可用作VDDVbAC发生电路40。

另外，在上述实例1至4中，尽管假定VDDVbAC发生电路40(40A、40B)位于显示面板60外侧，本发明也可用于VDDVbAC发生电路40位于显示面板60内侧的场合。在VDDVbAC发生电路40位于显示面板60内侧的场合，不需要端子61和63。然而，在该实例中，由于高电压可能通过面板60的充电等施加于第一电源线62，所以保护电路65(65A、65B)应该使显示设备免于充电等。

然而，将本申请应用于VDDVbAC发生电路40位于显示面板60外侧的设置是更有利的，其中显示设备可免于静电和充电等。另外，在VDDVbAC发生电路40位于显示面板60外侧的场合，由于VDDVbAC发生电路40A的电流源I11和I12的电流值的改变或VDDVbAC发生电路40B的电阻元件R11和R12的电阻值的改变可以很容易地实施，因此存在这样的优点，其中电容器C的电荷的放电时间常数可任意调整或设置。

〔修正〕

在上述实施例中，为了产生具有与输入信号电压Vsig成反比例增长的上升沿波形或下降沿波形的写信号WS，AC电源在写扫描电路18的输出电路的最后级用于缓冲器184(i)。然而，本发明的应用不限于产生具有与输入信号电压Vsig成反比例增长的下降沿波形或上升沿波形的写信号WS的情况。换句话说，根据本发明的实施例，AC电源用于输出电路的最后级缓冲器的技术思想可用于各种信号发生电路，其中基于脉冲波形的扫描脉冲产生模拟波形的写信号WS。

另外，在上述实施例中，尽管本发明应用于使用有机EL元件作为像素电路11的电光元件的有机EL显示设备，但是本发明的应用不限于此。具体来说，本发明可应用于各种使用电光元件或电流驱动型发光元件的显示设备，其发光亮度随流过该装置的电流值改变。

另外，在上述实施例中，尽管本发明应用于使用像素电路11的显示设备，像素电路11除例如有机EL元件31作为电光设备之外，包括驱动晶体管32、采样晶体管33、开关晶体管34至36以及电容器37，但是本发明的应用不限于此。下面结合几个实例描述本发明，其中使用不同的像素电路。

(不同的像素电路1)

图28表示不同的像素电路1(11A)的电路结构。参照图28，所示的不同的像素电路11A的结构除了有机EL元件31之外还包括驱动晶体管32、采样晶体管33、开关晶体管35和电容器37作为其组件。

N沟道TFT用作驱动晶体管32、采样晶体管33和开关晶体管35。然而，驱动晶体管32、采样晶体管33和开关晶体管35的导电类型的组合仅仅是一个实例，而且不是限制性地使用。

有机EL元件31的阴极连接于第一电源电压VSS，在图28的设置中为接地电压GND。驱动晶体管32用电流驱动有机EL元件31，其源极连接于有机EL元件31的阳极，以便形成源极跟随器电路。另外，驱动晶体管32在其漏极接收驱动信号DS。采样晶体管33的源极连接于数据线17，其漏极连接于驱动晶体管32的栅极，并在其栅极接收写信号WS。

开关晶体管35的漏极连接于第三电源电压Vofs，其源极连接于采样晶体管33的漏极和驱动晶体管32的栅极，并在其栅极接收驱动信号DS。电容器37的一个端子连接于驱动晶体管32的栅极和采样晶体管33的漏极，另一个端子连接于驱动晶体管32的源极和有机EL元件31的阳极。

在其中元件以上述连接方式连接的不同的像素电路11A中，其以如下方式工作。具体来说，当采样晶体管33处于导通状态时，对从数据线17施加于此的输入信号电压Vsig(＝Vofs+Vdata；Vdata＞0)进行采样。输入信号电压Vsig保持在电容器37中。

当电源电压VDD施加于驱动晶体管32的漏极时，驱动晶体管32将基于保存在电容器37中的输入信号电压Vsig的当前值的电流施加于有机EL元件31，以驱动有机EL元件31(电流驱动)。开关晶体管35适当进入导通状态，其中先于有机EL元件31的电流驱动，检测驱动晶体管32的阈值电压Vth32，并将所检测的阈值电压Vth32保持在电容器37中，以预先抵消阈值电压Vth32的影响。

在不同的像素电路11A中，第二电源VDD不是固定的，而是变为“L”电平，在本实施例中为第一电源电压VSS，在适当的时序执行图1所示的开关晶体管34至36的功能。具体来说，电源电压VDD对应于用于驱动图1的驱动像素电路11中的开关晶体管34的驱动信号DS。根据不同的像素电路11A的电路结构，两个晶体管可从像素电路11减少，与图1的像素电路11的接线相比，图1的驱动线14和第二修正扫描线16的接线可以减少。

注意由于上述不同的像素电路11A不具有写信号WS和修正扫描信号AZ同时显示“H”电平的周期，因此可能形成通常具有采样晶体管33的开关晶体管35、以及形成通常具有数据线(信号线)17的第三电源电压Vofs的电源线。在该实例中，将在修正扫描信号AZ具有“H”电平的周期中从数据线17施加电源电压Vofs，和在写信号WS具有“H”电平的另一个周期中从数据线17施加输入信号电压Vsig。

图29表示用于驱动不同的像素电路11A的写信号WS、驱动信号DS和第一修正扫描信号AZ1之间的时序关系以及驱动晶体管32的栅极电压Vg和源极电压Vs的变化。

在图29的时序波形图中，从时间t21至时间t27的周期形成一个场周期。在一个场周期中，周期t21至t22为阈值修正准备周期，周期t22至t23为阈值修正周期，周期t24至t25为数据写入+迁移率修正周期，周期t25至t26为有机EL元件31的发光周期。

具体来说，在不同的像素电路11A中，当修正扫描信号AZ显示“H”电平而第二电源电压VDD具有VSS电平时(t21至t22)，执行准备修正驱动晶体管32的阈值电压Vth32的分散的阈值修正准备。然后，当写信号WS显示“H”电平而第二电源电压VDD具有VDD电平时(t24至t25)，驱动晶体管32的数据Vdata的写入和迁移率μ的分散修正被同时执行。

通过这种方式，在不同的像素电路11A中，也具有这样的结构，其中除有机EL元件31之外包括驱动晶体管32、采样晶体管33、开关晶体管35和电容器37作为其组件，执行修正驱动晶体管32的阈值电压Vth32的阈值修正，以防止像素之间的分散(分散抵消)，而且执行修正驱动晶体管32的迁移率μ的迁移率修正，以防止像素之间的分散。执行修正功能的结果是，显示设备可显示高画质的图像，避免了由驱动晶体管32的特性分散引起的亮度分散。

在迁移率μ的修正中，对输入信号电压Vsig的最佳迁移率修正时间t可通过设定写信号WS的脉冲宽度被设定，或具体来说，通过设定取决于写信号WS的下降沿波形迁移率修正时间t被设定，以便与输入信号电压Vsig成反比例增加。因此，在输入信号电压Vsig从黑色电平到白色电平的整个电平范围内，驱动晶体管32的漏极-源极电流Ids对迁移率μ的依赖以较高的程度被抵消。换句话说，迁移率μ以较高的程度被修正，以防止不同像素之间的分散。

具有下降沿波形的写信号WS可通过施加模拟波形的电源电压VDDVbAC产生，该下降沿波形与施加于驱动晶体管32的栅极的有效输入信号电压Vdata成反比例增加，该模拟波形由图10所示的VDDVbAC发生电路40产生，写信号WS与输入信号电压Vsig成反比例下降，输入信号电压Vsig作为图8所示的写扫描电路18A(i)的缓冲器183(i)和184(i)或者图17所示的写扫描电路18B(i)的缓冲器184(i)的正极电源电压。

注意像素电路11A可被修改，以便输入信号电压Vsig和电源电压Vofs通过数据线17分时施加，以便通过采样晶体管33分时写入。在采用上述结构的场合，可能提供具有开关晶体管35的功能的采样晶体管33。结果，晶体管的数量可进一步减少，且图1的第一修正扫描线15的布线也可减少。

(不同的像素电路2)

图30表示不同的像素电路2(11B)的电路结构。参照图30，所示的像素电路11B包括除有机EL元件51之外的驱动晶体管52、采样晶体管53、开关晶体管54至56以及电容器57和58作为其组件。

P沟道TFT用作驱动晶体管52和开关晶体管55，N沟道晶体管用作采样晶体管53和开关晶体管54和56。然而，驱动晶体管52、采样晶体管53和开关晶体管54至56的导电类型的组合仅仅是一个实例，而且不是限制性地使用。

有机EL元件51的阴极连接于电源电压VSS，在图30的设置中为接地电压GND。驱动晶体管52用电流驱动有机EL元件51，其源极连接于第二电源电压VDD，第二电源电压VDD在图30的设置中为正极电源电压。采样晶体管53的源极连接于数据线17，其漏极连接于结点N21，并在其栅极接收写信号WS。

开关晶体管54的漏极连接于驱动晶体管52的漏极，其源极连接于有机EL元件51的阳极，并在其栅极接收驱动信号DS。开关晶体管55连接在驱动晶体管52的栅极和源极之间，适于在其栅极接收第一修正扫描信号AZ1。

开关晶体管56的漏极连接于第三电源电压Vofs，其源极连接于结点N21，并适于在其栅极接收第二修正扫描信号AZ2。电容器57连接在第二电源电压VDD和结点N21之间。电容器58连接在结点N21和驱动晶体管52的栅极之间。

图31表示用于驱动像素电路11B的写信号WS、驱动信号DS和第一、第二修正扫描信号AZ1、AZ2的时序关系以及结点N21的电压Vin和驱动晶体管52的源极电压Vg的变化。

在图31的时序波形图中，从时间t31至时间t39的周期形成一个场周期。在一个场周期中，周期t31至t32为阈值修正准备周期，周期t32至t33为阈值修正周期，周期t34至t35为数据写入周期，周期t35至t36为迁移率修正周期，周期t37至t38为有机EL元件51的发光周期。

具体来说，在像素电路11B中，当写信号WS和第一修正扫描信号AZ1显示“L”电平而驱动信号DS和第二修正扫描信号AZ2具有“H”电平时(t31至t32)，执行准备修正驱动晶体管52的阈值电压Vth52的分散的阈值修正准备。然后，当写信号WS、驱动信号DS和第一修正扫描信号AZ1均显示“L”电平时(t32至t33)，执行驱动晶体管52的阈值电压Vth52的分散修正。

另外，当写信号WS和第一修正扫描信号AZ1显示“H”电平且驱动信号DS和第二修正扫描信号AZ2显示“L”电平时(t34至t35)，数据Vdata的写入被执行。然后，当第一修正扫描信号AZ1的电平在写信号WS具有“H”电平的状态下变为“L”电平，即输入信号电压Vdata的写入被执行时(t35至t36)，执行驱动晶体管52的迁移率μ的分散修正。

在正常发光周期中(t37至t38)，写信号WS和第一修正扫描信号AZ1均具有“L”电平，驱动信号DS和第二修正扫描信号AZ2均具有“H”电平。结果，采样晶体管53以及开关晶体管55和56显示非导通状态，开关晶体管54显示导通状态。在该实例中，由于将驱动晶体管52设计为工作在饱和区，因此其用作固定电流源。

结果，由上述表达式(1)限定的固定的漏极-源极电流Ids通过开关晶体管54从驱动晶体管52施加于有机EL元件51，接着，有机EL元件51发光。此后，当驱动信号DS的电平在时间t38从“L”电平变为“H”电平时，开关晶体管54变为非导通，通向驱动晶体管52的电流路径被中断。接着，有机EL元件51的发光停止，进入非发光周期。

通过这种方式，在像素电路11B中，也具有这样的结构，其中包括除有机EL元件51之外的驱动晶体管52、采样晶体管53、开关晶体管54至56以及电容器57和58作为其组件，执行修正驱动晶体管52的阈值电压Vth52的阈值修正，以防止分散，而且执行修正驱动晶体管52的迁移率μ的迁移率修正，以防止分散。执行修正功能的结果是，显示设备可显示高画质的图像，避免了由驱动晶体管52的特性分散引起的亮度分散。

在迁移率μ的修正中，输入信号电压Vsig的最佳迁移率修正时间t可通过设定第一修正扫描信号AZ1的脉冲宽度被设定，具体来说，通过设定取决于第一修正扫描信号AZ1的上升沿波形的迁移率修正时间t被设定，以便与输入信号电压Vsig成反比例增加。因此，在输入信号电压Vsig从黑色电平到白色电平的整个电平范围内，驱动晶体管52的漏极-源极电流Ids对迁移率μ的依赖以较高的程度被抵消。换句话说，迁移率μ以较高的程度被修正，以防止不同像素之间的分散。

参照图32，具有与输入信号电压Vsig成反比例增加的上升沿波形的第一修正扫描信号AZ1，通过产生具有上升沿波形的模拟波形的电源电压VSSVbAC，并通过将电源电压VSSVbAC作为负极电源电压施加于具有与图20所示的写扫描电路18C(i)相同结构的第一修正扫描电路的缓冲器184(i)，利用类似于图10所示的VDDVbAC发生电路40的原理产生(但是极性相反)，其中该模拟波形具有的上升沿波形与输入信号电压Vsig成反比例增加。

通过这种方式，当第一修正扫描信号AZ1的电平从“L”电平变为“H”电平时，施加于连接在驱动晶体管52的栅极和源极之间的P沟道开关晶体管55的栅极的第一修正扫描信号AZ1的设定应该使其具有图32所示的上升沿波形(其中开关晶体管55为N沟道型，下降沿波形)。这里，如果假定驱动晶体管52的栅极-源极电压Vgs在迁移率修正之前满足Vgs-Vth＝Vdata，则最佳修正时Vgs-Vth为Vgs-Vth＝Vdata/2，如上述表达式(9)所示。

因此，第一修正扫描信号AZ1的上升沿波形的设定应该使修正时间与施加于驱动晶体管52的栅极的有效输入信号电压Vdata成反比例增加，也就是说，使修正时间与Vdata/2成反比例增加，Vdata/2是施加于驱动晶体管52的栅极的有效输入信号电压Vdata的一半，以便当开关晶体管55的栅极-源极电压变为等于阈值电压Vth53时，开关晶体管55切断。

具体来说，从图32的波形图明显可见，当输入信号电压Vsig为对应于白色电平的输入信号电压Vsig(white)时，迁移率修正时间t(white)被设为最短，以便当开关晶体管55的栅极-源极电压变为等于(Vdata(white)/2)+Vofs+Vth53时，开关晶体管55切断。另一方面，当输入信号电压Vsig为对应于灰色电平的输入信号电压Vsig(gray)时，迁移率修正时间t(gray)被设为长于迁移率修正时间t(white)，以便当开关晶体管55的栅极-源极电压变为等于(Vdata(gray)/2)+Vofs+Vth53时，开关晶体管55切断。

作为特定的VSSVx发生电路，用于产生模拟波形的电源电压VSSVx，该模拟波形具有与施加于驱动晶体管32的栅极的有效输入信号电压Vdata成反比例增大的上升沿波形，可使用与图10所示的VDDVbAC发生电路40原理基本相同(极性相反)的VSSVbAC发生电路。在使用所述VSSVbAC发生电路的场合，可产生具有折线的上升沿波形的电源电压VSSVbAC。然后，在第一修正扫描信号AZ1基于电源电压VSSVbAC产生的场合，第一修正扫描信号AZ1也具有折线的上升沿波形，如图33所见。

注意上面的描述涉及关于数据写入的数据线17的电压变量Vdata完全施加于驱动晶体管52的栅极-源极电压Vgs。这是基于电容器58具有足够高的电容的假设。如果(白色增益：Gw)＝(电压变量Vgs)/(信号线的电压变量)不是100％，则输入信号电压Vdata应该被重新写入Gw·Vdata。

(不同的像素电路3)

图34表示不同的像素电路3(11C)的电路结构。参照图34，像素电路11C的电路结构包括除有机EL元件51之外的驱动晶体管52、采样晶体管53、开关晶体管54至56和59以及电容器57和58作为其组件。

这样，像素电路11C的电路结构除了图30的像素电路11B的组件之外还包括开关晶体管59。开关晶体管59连接在数据线17与驱动晶体管52的漏极和开关晶体管54的漏极之间，并适于在其栅极接收第三修正扫描信号AZ3。

这里，P沟道TFT用作驱动晶体管52和开关晶体管59，N沟道TFT用作采样晶体管53和开关晶体管54至56。然而，驱动晶体管52、采样晶体管53和开关晶体管54至56和59的导电类型的组合仅仅是一个实例，而且不是限制性地使用。

图35表示用于驱动像素电路11C的写信号WS、驱动信号DS和第一、第二、第三修正扫描信号AZ1、AZ2、AZ3之间的时序关系以及结点N21的电压Vin和驱动晶体管52的栅极电压Vg的变化。

从图35的波形图明显可见，在像素电路11C中，像素电路11B的开关晶体管55的功能由两个开关晶体管55和59控制。具体来说，开关晶体管59控制迁移率修正操作。然后，迁移率修正周期t35至t36由第三修正扫描信号AZ3的脉冲宽度确定，更具体来说，由第三修正扫描信号AZ3的上升沿波形确定。

此时，由于驱动晶体管52的栅极电压对应于输入信号电压Vsig而变化，取决于第三修正扫描信号AZ3的上升沿波形的迁移率修正时间t被设定，以便与输入信号电压Vsig成反比例增加，从而迁移率修正时间t与在不同的像素电路2中类似的被确定。因此，驱动晶体管52的漏极-源极电流Ids对迁移率μ的依赖在输入信号电压Vsig从黑色电平到白色电平的整个电平范围内以较高程度被抵消。换句话说，迁移率μ以较高程度被修正，以避免不同像素之间的分散。

第三修正扫描信号AZ3具有与施加于驱动晶体管52的栅极的有效输入信号电压Vdata成反比例增加的上升沿波形，其利用与图10所示的VDDVbAC发生电路40相同的原理产生(极性相反)，类似于第一修正扫描信号AZ1。具体来说，通过产生模拟波形的电源电压VSSVbAC、并将电源电压VSSVbAC作为负极电源电压施加于具有与图20所示的写扫描电路18C(i)相同结构的第三修正扫描电路的缓冲器184(i)，可产生第三修正扫描信号AZ3，其中该模拟波形具有与施加于驱动晶体管52的栅极的有效输入信号电压Vdata成反比例增加的上升沿波形。

注意像素电路11的不同的电路实例不限于上述像素电路11A至11C。具体来说，本发明可应用于各种显示设备，其中多个像素电路的每一个均包括除电光元件之外的用于驱动该电光元件的至少一个驱动晶体管、用于采样并写入图像信号的采样晶体管、以及用于在显示周期中保持按行和列即按矩阵设置驱动晶体管的栅极-源极电压的电容器。

(应用实例)

根据上述本发明实施例的显示设备可作为各种显示设备用于各种领域的电子设备，其中输入电子设备的图像信号或在电子设备中产生的图像信号作为图像显示。例如，根据本发明实施例的显示设备可应用于图36至图40所示的各种电子设备，包括数码相机、笔记本型个人电脑、便携式终端设备例如便携式电话机和摄像机。

根据本发明实施例的显示设备作为显示设备以这种方式用于各种电子设备，在使用该显示设备的电子设备上可获得具有均匀的显示质量的显示图像，避免了因不同像素之间驱动晶体管的迁移率不同引起的条纹或不规则亮度。这是由于利用本发明的显示设备，通过设定适合于图像信号的信号电压的迁移率修正时间周期，所以驱动晶体管的漏极-源极电流对迁移率的依赖可对应于图像信号的信号电压被抵消。

注意根据本发明实施例的显示设备包括具有封闭结构的模块型显示设备。上述类型的显示设备可以是例如通过粘合于透明相对组件例如像素阵列部分12上的玻璃板而形成的显示模块。透明相对组件可包括滤色器、保护膜等并可进一步包括上述光拦截膜。注意显示模块可包括电路部分、柔性印刷电路(FPC)等等，用于从外部向像素阵列部分以及从像素阵列部分向外部输入和输出信号等。

下面描述应用本发明的电子设备的具体实例。

图36表示应用本发明的电视接收机。参照图36，所示的电视接收机包括图像显示屏部分101，图像显示屏部分101包括前面板102和过滤玻璃板103。根据本发明实施例的显示设备作为图像显示屏部分101。

图37A和37B分别表示从前面和后面看到的应用本发明的数码相机。参照图37A和37B，所示的数码相机包括发光部分111，显示部分112，菜单开关113和快门按钮114。根据本发明实施例的显示设备作为显示部分112。

图38表示应用本发明的笔记本型个人电脑。参照图38，所示的笔记本型个人电脑包括主体121，用于输入字符等的键盘122以及用于显示图像的显示部分123。根据本发明实施例的显示设备作为显示部分123。

图39表示应用本发明的摄像机。参照图39，该摄像机包括主体部分131、朝向前方用于捕捉图像捕捉对象的图像的透镜132、用于开始和停止图像捕捉的开始/停止开关133以及显示部分134。根据本发明实施例的显示设备作为显示部分134。

图40A至40G表示应用本发明的便携式终端设备，例如便携式电话机。具体来说，图40A和40B表示处于打开状态的电话机，而图40C至40G表示处于关闭状态的便携式电话机。参照图40A至40G，所示的便携式电话机包括上外壳141，下侧外壳142，铰链形式的连接部分143，显示部分144，子显示部分145，图片光146和照相机147。根据本发明实施例的显示设备作为显示部分144或子显示部分145。

尽管已经利用专用术语描述了本发明的优选实施例，但这种描述仅仅是为了说明目的，应该理解可以进行修改和变化且不偏离以下权利要求的精神或范围。

本发明包含与日本专利申请JP2006-210619和JP2007-139016相关的主题，其分别在2006年8月2日和2007年5月25日向日本专利局提出，其全部内容在此引入作为参考。

Claims (20)

1.一种显示设备，其中，以矩阵形式设置每个包括电光元件的多个像素电路，包括：

像素阵列部分，其中以矩阵形式设置的多个像素电路均包括电光元件、配置为驱动所述电光元件的驱动晶体管，配置为采样并写入图像信号的采样晶体管以及配置为在显示周期中保持所述驱动晶体管的栅极-源极电压的电容器；

依赖抵消装置，用于在图像信号由所述采样晶体管写入的状态下所述电光元件发光之前的修正周期内，将所述驱动晶体管的漏极-源极电流负反馈至所述驱动晶体管的栅极输入侧，以抵消所述驱动晶体管的漏极-源极电流对迁移率的依赖关系；以及

扫描装置，用于使用交流电源作为输出电路的最后级缓冲器的电源，从而产生限定修正周期的扫描信号。

2.根据权利要求1的显示设备，其中扫描信号包含具有下降沿波形或上升沿波形的模拟波形，所述下降沿波形或上升沿波形被设置以便修正周期的校正时间在修正周期之前与所述驱动晶体管的栅极-源极电压和阈值电压之间的差成反比例增加。

3.根据权利要求1的显示设备，进一步包括连接在第一电源线和参考电压结点之间的保护电路，其中第一电源线将交流电源施加于最后级缓冲器。

4.根据权利要求1的显示设备，其中所述扫描装置使用直流电源作为输出电路的倒数第二级缓冲器的电源。

5.根据权利要求4的显示设备，进一步包括连接在第一电源线和第二电源线之间的保护电路，其中第一电源线将交流电源施加于最后级缓冲器，第二电源线将直流电源施加于倒数第二级缓冲器。

6.根据权利要求4的显示设备，进一步包括：

第一保护电路，其连接在第一电源线和第二电源线之间，其中第一电源线将交流电源施加于最后级缓冲器，第二电源线将直流电源施加于倒数第二级缓冲器；和

第二保护电路，其连接在第二电源线和参考电压结点之间。

7.根据权利要求4的显示设备，进一步包括：

第一保护电路，其连接在第一电源线和第二电源线之间，其中第一电源线将 交流电源施加于最后级缓冲器，第二电源线将直流电源施加于倒数第二级缓冲器；和

第二保护电路，其连接在第一电源线和参考电压结点之间；

所述第二保护电路的电阻值高于所述第一保护电路的电阻值。

8.根据权利要求4的显示设备，其中交流电源用作最后级缓冲器的正电源，并具有等于直流电源的正电压值的最大值，或者交流电源用作最后级缓冲器的负电源，并具有等于直流电源的负电压值的最小值。

9.根据权利要求8的显示设备，其中交流电源由如下电路形成，该电路包括：

配置为选择性地输入直流电源的开关；

由通过所述开关输入的直流电源进行充电的电容器；以及

放电装置，用于释放所述由通过所述开关输入的直流电源进行充电的电容器的电荷。

10.根据权利要求9的显示设备，其中形成交流电源的所述电路位于电路板外侧，在电路板上形成所述像素阵列部分和所述扫描装置。

11.根据权利要求9的显示设备，其中所述放电装置以不同的时间常数逐步释放所述由通过所述开关输入的直流电源进行充电的电容器的电荷。

12.根据权利要求2的显示设备，其中扫描信号用于驱动所述采样晶体管。

13.根据权利要求12的显示设备，其中

每个所述像素电路进一步包括第一开关晶体管，配置为由扫描信号驱动，从而选择性地将电流施加于所述驱动晶体管，以及

所述第一开关晶体管进入导通状态之后直至所述采样晶体管进入非导通状态的时间被设为修证周期的时间。

14.根据权利要求12的显示设备，其中所述采样晶体管进入导通状态之后直至所述采样晶体管进入非导通状态的时间被设为修正周期的时间。

15.根据权利要求2的显示设备，其中

每个所述像素电路进一步包括第一开关晶体管，其连接在所述驱动晶体管的栅极和漏极之间，并由扫描信号驱动。

16.根据权利要求15的显示设备，其中所述第一开关晶体管进入导通状态之后直至所述第一开关晶体管进入非导通状态的时间被设为修正周期的时间。

17.根据权利要求2的显示设备，其中

每个所述像素电路进一步包括第一开关晶体管和第二开关晶体管，第一开关 晶体管连接在所述驱动晶体管的栅极和漏极之间，第二开关晶体管连接在提供输入信号电压的数据线和所述驱动晶体管的漏极之间，并由扫描信号驱动第一开关晶体管和第二开关晶体管。

18.根据权利要求17的显示设备，其中所述第二开关晶体管进入导通状态之后直至所述第二开关晶体管进入非导通状态的时间被设为修正周期的时间。

19.一种用于通过以矩阵形式设置多个像素电路而形成的显示设备的驱动方法，其中以矩阵形式设置每个包括电光元件的多个像素电路，每个像素电路包括电光元件、配置为驱动所述电光元件的驱动晶体管、配置为采样并写入图像信号的采样晶体管以及配置为在显示周期中保持所述驱动晶体管的栅极-源极电压的电容器，该驱动方法包括如下步骤：

在图像信号由采样晶体管写入的状态下电光元件发光之前的修正周期中，将驱动晶体管的漏极-源极电流负反馈至驱动晶体管的栅极输入侧，用于抵消驱动晶体管的漏极-源极电流对迁移率的依赖；

当交流电源用作产生扫描信号的扫描电路的最后级缓冲器的电源时，修正周期由扫描信号限定。

20.一种电子设备，以矩阵形式设置每个包括电光元件的多个像素电路，包括：

显示设备，其包括以矩阵形式设置的像素阵列部分，其中多个像素电路的每一个均包括电光元件、配置为驱动所述电光元件的驱动晶体管、配置为采样并写入图像信号的采样晶体管以及配置为在显示周期中保持所述驱动晶体管的栅极-源极电压的电容器；依赖抵消装置，在图像信号由所述采样晶体管写入的状态下所述电光元件发光之前的修正周期内，将所述驱动晶体管的漏极-源极电流负反馈至所述驱动晶体管的栅极输入侧，以抵消所述驱动晶体管的漏极-源极电流对迁移率的依赖关系；以及扫描装置，其使用交流电源作为输出电路的最后级缓冲器的电源，从而产生限定修正周期的扫描信号。 

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