JP2011008161A - 発光装置および電子機器、画素回路の駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の階調について駆動電流の誤差を抑制する。
【解決手段】互いに直列に接続される発光素子Ｅおよび駆動トランジスタＴDRと、駆動トランジスタＴDRのゲートと信号線１４との間に配置される選択トランジスタＴSとを含む画素回路Ｕと、画素回路Ｕを駆動する駆動回路３０とを具備し、駆動回路３０は、書込期間ＰWRTが開始すると、走査信号ＧWRの電位を選択電位ＶSLに設定することで選択トランジスタＴSをオン状態にするとともに、指定階調に応じた時間変化率で経時的に変化するデータ電位ＶXを信号線１４に出力することで、当該データ電位ＶXに応じた電流が駆動トランジスタＴDRを流れるようにする。その後、書込期間ＰWRTの終点ｔeに至るまでの所定の期間において走査信号ＧWRの電位を経時的に変化させることで、選択トランジスタＴSをオフ状態にして駆動トランジスタＴDRに対するデータ電位ＶXの供給を停止する。
【選択図】 図６

Description

本発明は、有機ＥＬ（Electroluminescence）素子などの発光素子を駆動する技術に関する。

発光素子に供給される駆動電流を駆動トランジスタが制御する発光装置においては、駆動トランジスタの電気的な特性の誤差（目標値からの相違や各素子間のバラツキ）が問題となる。特許文献１には、駆動トランジスタのゲート−ソース間の電圧を駆動トランジスタの閾値電圧に設定してから階調に応じた電圧に変化させることで、駆動トランジスタの閾値電圧および移動度の誤差（ひいては駆動電流の電流量の誤差）を補償する技術が開示されている。

特開２００７−３１０３１１号公報

しかし、特許文献１の技術で駆動電流の誤差が有効に補償されるのは特定の階調が指定された場合に限定され、階調によっては駆動電流の誤差を解消できない場合がある。以上の事情に鑑みて、本発明は、複数の階調について駆動電流の誤差を抑制することを目的とする。

以上の課題を解決するために、本発明に係る発光装置は、画素回路と、画素回路を駆動する駆動回路とを具備し、画素回路は、発光素子と、発光素子に直列に接続される駆動トランジスタと、駆動トランジスタのゲートとソースとの間に介在する保持容量と、駆動トランジスタのゲートと当該画素回路に対応する信号線との間に配置される選択トランジスタと、を具備し、駆動回路は、書込期間が開始すると、選択トランジスタのゲートに供給する選択信号（例えば図６に示す走査信号ＧWR）の電位を選択電位に設定することで選択トランジスタをオン状態にするとともに、経時的に変化するデータ電位を信号線に出力することで、当該データ電位に応じた電流が駆動トランジスタを流れるようにし、その後、書込期間の終点に至るまでの期間において選択信号の電位を選択電位から経時的に変化させることで、選択トランジスタをオフ状態にして駆動トランジスタに対するデータ電位の供給を停止するとともに、駆動トランジスタに対するデータ電位の供給を停止する時点におけるデータ電位の時間変化率が、当該画素回路の指定階調に対応した時間変化率となるように設定する。

本発明においては、経時的に変化するデータ電位が駆動トランジスタのゲートに供給されることで、データ電位の時間変化率に応じた電流（駆動トランジスタの閾値電圧や移動度に依存しない電流）が駆動トランジスタに流れる。保持容量の両端間の電圧は、駆動トランジスタのゲートに対する駆動信号の供給が停止する時点での駆動信号の電位の時間変化率に応じた電流を駆動トランジスタに流すための電圧に設定される。さらに詳述すると、駆動トランジスタのゲートに対するデータ電位の供給を停止する時点におけるデータ電位の時間変化率と、発光素子に付随する容量の容量値との乗算値に相当する電流が、当該駆動トランジスタに流れるように、保持容量の両端間の電圧が設定される。データ電位の供給の停止時における時間変化率は画素回路の指定階調に応じて可変に設定される。したがって、保持容量の両端間の電圧に応じて発光素子に供給される駆動電流は、指定階調に応じた電流量（駆動トランジスタの閾値電圧や移動度に依存しない電流量）に設定される。なお、電位の時間変化率とは、電位が時間の経過とともに変化する割合を意味し、時間軸に対する電位の勾配や電位の時間微分値と同義である。

さらに、本発明においては、選択信号の電位を選択電位に設定した後、書込期間の終点に至るまでの期間において選択信号の電位を選択電位から経時的に変化させて選択トランジスタをオフ状態に遷移させるから、選択信号の電位を選択電位から非アクティブレベルの電位へ急峻に変化させて選択トランジスタをオフ状態に遷移させる態様に比べて、選択トランジスタがオフ状態に遷移するときの選択信号の電位の変化量を充分に小さくできる。したがって、選択トランジスタをオフ状態に遷移させるために選択信号の電位を変化させたときのフィードスルーに起因した駆動トランジスタのゲートの電位の変動量を抑制できる。これにより、画素の輝度が所定の目標値から乖離することを抑制できるという利点がある。

本発明に係る発光装置の態様として、選択信号の電位は、選択電位に設定された後、書込期間の終点に至るまで一定の時間変化率で変化する。この態様によれば、選択トランジスタがオフ状態に遷移するときの選択信号の電位の変化量は、指定階調に拘わらず同じ値になる。したがって、選択トランジスタがオフ状態に遷移するときのフィードスルーに起因した駆動トランジスタのゲートの電位の変動量が、指定階調ごとにばらつくことを抑制できるという利点がある。

また、書込期間において、選択信号の電位は、駆動トランジスタのゲートの電位の時間変化率がソースの電位の時間変化率に合致する時点よりも後の時点で選択トランジスタがオフ状態になるように設定されることが好適である。この態様によれば、書込期間において駆動トランジスタを確実に平衡状態に到達させる（駆動トランジスタのソースの電位の時間変化率をデータ電位の時間変化率に合致させる）ことが可能になるという利点がある。

本発明に係る発光装置の態様として、画素回路は、駆動トランジスタのソースとリセット線との間に配置される第１スイッチング素子と、駆動トランジスタのゲートと選択トランジスタとの間に介在するノードと初期化線との間に介在する第２スイッチング素子と、
発光素子および駆動トランジスタに直列に接続される発光制御トランジスタと、をさらに備え、駆動回路は、書込期間よりも前の初期化期間において、発光制御トランジスタおよび選択トランジスタをオフ状態に設定するとともに、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子をオン状態に設定することで、駆動トランジスタのゲート・ソース間の電圧を初期化し、初期化期間の後であって書込期間よりも前の補償期間において、第１スイッチング素子をオフ状態に設定するとともに、発光制御トランジスタをオン状態に設定することで、駆動トランジスタのゲート・ソース間の電圧を閾値電圧に漸近させる補償動作を実行し、書込期間において、第２スイッチング素子をオフ状態に設定し、書込期間の後の発光期間において、発光制御トランジスタをオン状態に維持することで、駆動トランジスタのソースの電位（駆動トランジスタと発光素子との接続点の電位）を、発光素子が発光するように変化させる。例えば駆動トランジスタがＮチャネル型のトランジスタである場合、駆動回路は、発光期間において駆動トランジスタのソースの電位を上昇させて発光素子を発光させる。一方、駆動トランジスタがＰチャネル型のトランジスタである場合、駆動回路は、発光期間において駆動トランジスタのソースの電位を下降させて発光素子を発光させるという具合である。

この態様では、初期化期間、補償期間および書込期間において、発光素子が非発光状態となるように、駆動トランジスタのソースの電位が設定される。発光期間の開始前の期間（例えば初期化期間や補償期間などに相当する期間）において発光素子が発光してしまうと、表示画像のコントラストが低下するという問題があるところ、この態様によれば、発光期間の開始前の期間にて発光素子が確実にオフ状態（非発光状態）に維持される。したがって、表示画像のコントラストの低下を抑制できるという利点がある。

本発明に係る発光装置は各種の電子機器に利用される。電子機器の典型例は、発光装置を表示装置として利用した機器である。本発明に係る電子機器としてはパーソナルコンピュータや携帯電話機が例示される。もっとも、本発明に係る発光装置の用途は画像の表示に限定されない。例えば、光線の照射によって感光体ドラムなどの像担持体に潜像を形成するための露光装置（光ヘッド）としても本発明の発光装置が適用される。

本発明は、発光装置を駆動する方法としても特定される。本発明に係る駆動方法は、発光素子と、発光素子に直列に接続される駆動トランジスタと、駆動トランジスタのゲートとソースとの間に介在する保持容量と、駆動トランジスタのゲートと当該画素回路に対応する信号線との間に配置される選択トランジスタと、を含む画素回路の駆動方法であって、
書込期間が開始すると、選択トランジスタのゲートに供給する選択信号の電位を選択電位に設定することで選択トランジスタをオン状態にするとともに、当該画素回路の指定階調に応じた時間変化率で経時的に変化するデータ電位を信号線に出力することで、当該データ電位に応じた電流が駆動トランジスタを流れるようにし、その後、書込期間の終点に至るまでの所定の期間において選択信号の電位を選択電位から経時的に変化させることで、選択トランジスタをオフ状態にして駆動トランジスタに対するデータ電位の供給を停止する。以上の駆動方法によっても本発明に係る発光装置と同様の効果が得られる。

画素回路の駆動の原理を説明するための回路図である。 画素回路の駆動の原理を説明するためのグラフである。 データ電位の時間変化率が高い場合に駆動トランジスタが平衡状態に到達するまでの時間を説明するためのグラフである。 データ電位の時間変化率が低い場合に駆動トランジスタが平衡状態に到達するまでの時間を説明するためのグラフである。 本発明の実施形態に係る発光装置のブロック図である。 発光装置の動作を示すタイミングチャートである。 画素回路の回路図である。 初期化期間における画素回路の動作を示す図である。 補償期間における画素回路の動作を示す図である。 書込期間における画素回路の動作を示す図である。 データ電位と走査信号の電位との関係を示す図である。 発光期間における画素回路の動作を示す図である。 対比例におけるデータ電位と走査信号の電位との関係を示す図である。 本発明の実施形態におけるデータ電位と走査信号の電位との関係を示す図である。 本発明の効果を説明するための図である。 対比例における走査信号の波形を示す図である。 本発明の効果を説明するための図である。 本発明の実施形態に係る発光装置の簡略的な平面図である。 走査線駆動回路の概略構成を示すブロック図である。 出力バッファ部にて生成される走査信号の波形を示す図である。 本発明の変形例における走査信号の波形を示す図である。 本発明の変形例における走査信号の波形を示す図である。 本発明の変形例における走査信号の波形を示す図である。 本発明の変形例におけるデータ電位と走査信号の電位との関係を示す図である。 本発明に係る電子機器の具体的な形態を示す斜視図である。 本発明に係る電子機器の具体的な形態を示す斜視図である。 本発明に係る電子機器の具体的な形態を示す斜視図である。

＜Ａ：駆動の原理＞
本発明の具体的な形態の説明に先立って、画素回路の駆動に利用される原理を説明する。図１に示すように、給電線１６と給電線１８とを連結する経路上にＮチャネル型の駆動トランジスタＴDRと容量ＣE（容量値ｃp1）とが直列に配置された回路を想定する。

給電線１６には電位ＶELが供給され、給電線１８には電位ＶCT（ＶCT＜ＶEL）が供給される。駆動トランジスタＴDRのドレインは給電線１６に接続され、容量ＣEは駆動トランジスタＴDRのソースと給電線１８との間に介在する。駆動トランジスタＴDRのゲートとソースとの間には保持容量ＣST（容量値ｃp2）が介在する。したがって、駆動トランジスタＴDRのゲートの電位ＶGとソースの電位ＶSとの差分の電圧ＶGS（ＶGS＝ＶG−ＶS）が保持容量ＣSTの両端間に印加される。

駆動トランジスタＴDRのゲートには駆動信号Ｘが供給される。駆動信号Ｘの電位ＶXは、図２に示すように経時的に変化する。図２においては、電位ＶXが所定の時間変化率ＲX（ＲX＝ｄＶX/ｄt）で直線的に上昇する場合が例示されている。また、図２には、駆動トランジスタＴDRの電気的な特性（例えば移動度や閾値電圧）が特性Ｐaである場合と特性Ｐbである場合との各々についてソースの電位ＶSの時間的な変化が併記されている。

駆動信号Ｘの供給で駆動トランジスタＴDRのゲートの電位ＶG（電位ＶX）が上昇し、駆動トランジスタＴDRのゲート・ソース間の電圧ＶGSが駆動トランジスタＴDRの閾値電圧ＶTHを上回ると、駆動トランジスタＴDRのドレイン−ソース間には電流ＩDSが流れる。電流ＩDSは以下の数式(1)で表現される。数式(1)のμは駆動トランジスタＴDRの移動度である。また、Ｗ/Ｌは、駆動トランジスタＴDRのチャネル長Ｌに対するチャネル幅Ｗの相対比であり、Ｃoxは、駆動トランジスタＴDRのゲート絶縁膜の単位面積毎の容量値である。
ＩDS＝１/２・μ・Ｗ/Ｌ・Ｃox・（ＶGS−ＶTH）^２ ……(1)

一方、駆動トランジスタＴDRに電流ＩDSが流れると容量ＣEおよび保持容量ＣSTに電荷が充電されるから、図２のように駆動トランジスタＴDRのソースの電位ＶSは時間変化率ＲS（ＲS＝ｄＶS/ｄt）で経時的に変化する。電流ＩDSと駆動トランジスタＴDRのソースの電位ＶSとの間には以下の数式(2)の関係が成立する。
ＩDS＝ｄＱ/ｄt
＝ｃp2・（ｄＶS/ｄt−ｄＶX/ｄt）＋ｃp1・ｄＶS/ｄt ……(2)

図２の部分ａのように、駆動トランジスタＴDRのソースの電位ＶSの時間変化率（すなわち、時間ｔに対する電位ＶSの勾配）ＲSが駆動信号Ｘの電位ＶXの時間変化率ＲXを下回る場合、駆動トランジスタＴDRのゲート・ソース間の電圧ＶGSは経時的に増加する。数式(1)が示すように、電圧ＶGSが増加すると電流ＩDSは増加する。そして、数式(2)から理解されるように、電流ＩDSが増加すると時間変化率ＲSも増加する。すなわち、時間変化率ＲSが時間変化率ＲXを下回ると時間変化率ＲSは増加する。

一方、図２の部分ｂのように、駆動信号Ｘの電位ＶXの時間変化率ＲXがソースの電位ＶSの時間変化率ＲSを下回る場合、ゲート−ソース間の電圧ＶGSは経時的に減少するから、数式(1)から理解されるように電流ＩDSは減少する。電流ＩDSが減少すると時間変化率ＲSは減少する。すなわち、時間変化率ＲSが時間変化率ＲXを上回ると時間変化率ＲSは減少する。

以上のように、駆動トランジスタＴDRのソースの電位ＶSの時間変化率ＲSは、駆動トランジスタＴDRの特性に拘わらず（すなわち、特性Ｐaおよび特性Ｐbの何れであっても）、駆動信号Ｘの電位ＶXの時間変化率ＲXに経時的に接近し、最終的には時間変化率ＲXに到達する。時間変化率ＲSが時間変化率ＲXに合致した状態（以下「平衡状態」という）は、駆動信号Ｘの電位ＶXの上昇に起因した電圧ＶGSの増加と電流ＩDSによる充電に起因した電圧ＶGSの減少とが平衡した状態とも表現できる。

平衡状態では時間変化率ＲSと時間変化率ＲXとが合致する（ＲS＝ｄＶS/ｄt＝ＲX＝ｄＶX/ｄt）から、数式(2)は以下の数式(3)に変形される。すなわち、駆動トランジスタＴDRに流れる電流ＩDSは、駆動信号Ｘの電位ＶXの時間変化率ＲXに比例する。さらに詳述すると、電流ＩDSは、容量ＣEの容量値ｃp1および電位ＶXの時間変化率ＲXのみに応じて決定され、駆動トランジスタＴDRの移動度μや閾値電圧ＶTHには依存しない。
ＩDS＝ｃp2・（ｄＶS/ｄt−ｄＶX/ｄt）＋ｃp1・ｄＶS/ｄt
＝ｃp2・（ｄＶX/ｄt−ｄＶX/ｄt）＋ｃp1・ｄＶX/ｄt
＝ｃp1・ＲX ……(3)

駆動トランジスタＴDRのゲート・ソース間の電圧ＶGSは、移動度μや閾値電圧ＶTHに依存しない数式(4)の電流ＩDSが駆動トランジスタＴDRを流れるのに必要な電圧（すなわち、数式(3)の電流ＩDSに対して数式(1)の関係を満たす電圧ＶGS）になるように、自身の移動度μや閾値電圧ＶTHに応じて自動的に設定される。例えば、駆動トランジスタＴDRの特性が図２の特性Ｐaである場合には電圧ＶGSが電圧Ｖaに設定され、駆動トランジスタＴDRの特性が図２の特性Ｐbである場合には電圧ＶGSが電圧Ｖbに設定される。平衡状態においては、特性Ｐaおよび特性Ｐbの何れの場合でも、容量値ｃp1および時間変化率ＲXのみに応じた共通の電流ＩDSが駆動トランジスタＴDRに流れる。

以上の方法で設定されたゲート・ソース間の電圧ＶGSが保持容量ＣSTに保持されることで、駆動トランジスタＴDRには、駆動信号Ｘ（電位ＶX）の供給の停止後も継続的に電流ＩDSが流れ得る。以下に例示する実施形態では、発光素子の駆動用の電流（以下「駆動電流」という）ＩDRとして電流ＩDSを利用する。数式(3)を参照して説明したように電流ＩDSは駆動トランジスタＴDRの特性（移動度μや閾値電圧ＶTH）に依存しないから、駆動トランジスタＴDRの特性に起因した駆動電流ＩDRの誤差（さらには発光素子の輝度の誤差）を補償することが可能である。一方、駆動電流ＩDR（電流ＩDS）は駆動信号Ｘの電位ＶXの時間変化率ＲXに応じて決定されるから、駆動信号Ｘの時間変化率ＲXを制御することで駆動電流ＩDRの電流量（さらには発光素子の輝度）を可変に設定することが可能である。

続いて、駆動信号Ｘ[j]の電位ＶXの時間変化率ＲXと、駆動トランジスタＴDRのソースの電位ＶSが平衡状態に到達する（すなわち電位ＶSの時間変化率ＲSが駆動信号Ｘ[j]の時間変化率ＲXに収束する）までの時間との相関を検討する。

図３および図４は、駆動信号Ｘの電位ＶXの時間変化率ＲXと駆動トランジスタＴDRのドレイン−ソース間の電流ＩDSとの相関を示すグラフである。図３の部分(A)は、図３の部分(B)のように、高目の中間調ＤHに対応した時間変化率ＲX（ｒ_H）で電位ＶXを変化させた場合の電流ＩDSの時間的な変化を示す。一方、図４の部分(A)は、図４の部分(B)のように、低目の中間調ＤLに対応した時間変化率ＲX（ｒ_L）で電位ＶXを変化させた場合の電流ＩDSの時間的な変化を示す。図３および図４の何れにおいても、電位ＶXが変化し始めた時点（グラフの左端）では、駆動トランジスタＴDRのゲート−ソース間の電圧ＶGSを閾値電圧ＶTHの付近の電圧に設定した。したがって、電位ＶXを変化させ始めた時点の電流ＩDSはゼロである。

数式(3)から理解されるように、電流ＩDSの電流量は、駆動信号Ｘ[j]の電位ＶXの変化の開始後に駆動トランジスタＴDRのソースの電位ＶSが平衡状態に到達することで、駆動信号Ｘ[j]の時間変化率ＲXに対応した所定値に安定する。図３の部分(A)と図４の部分(A)とを対比すると、時間変化率ＲXが低いほど、平衡状態に到達するまでに必要な時間Δｔが長いという傾向が把握される。これらを踏まえて本発明の実施形態を説明する。

＜Ｂ：発光装置の構成および動作＞
図５は、本発明の実施形態に係る発光装置のブロック図である。発光装置１００は、画像を表示する表示装置として電子機器に搭載される。図５に示すように、発光装置１００は、複数の画素回路Ｕが配列された素子部１０と、各画素回路Ｕを駆動する駆動回路３０とを具備する。駆動回路３０は、走査線駆動回路３２と信号線駆動回路３４とを含んで構成される。駆動回路３０は、例えば複数の集積回路に分散して実装される。ただし、駆動回路３０の少なくとも一部は、画素回路Ｕとともに基板上に形成された薄膜トランジスタで構成され得る。

素子部１０には、Ｘ方向に延在するｍ本の走査線１２と、Ｘ方向に交差するＹ方向に延在するｎ本の信号線１４とが形成される（ｍ，ｎは自然数）。複数の画素回路Ｕは、各走査線１２と各信号線１４との交差に配置されて縦ｍ行×横ｎ列の行列状に配列する。

走査線駆動回路３２は、複数の画素回路Ｕを行単位で順次に選択するための回路である。図６に示すように、走査線駆動回路３２は、垂直走査期間内のｍ個の単位期間Ｈ（Ｈ[１]〜Ｈ[ｍ]）の各々において走査信号ＧWR[１]〜ＧWR[ｍ]を順番に選択電位ＶSL（アクティブレベル）に設定することで各走査線１２（各行のｎ個の画素回路Ｕの集合）を順次に選択する。走査信号ＧWR[１]〜ＧWR[ｍ]は、単位期間Ｈを周期として電位が経時的に変化する信号である。より具体的には、走査信号ＧWR[１]〜ＧWR[ｍ]の各々の電位は、単位期間の始点ｔsにて選択電位ＶSLに設定されるとともに単位期間の始点ｔsから終点ｔeにかけて一定の時間変化率で変化する。すなわち、走査信号ＧWR[１]〜ＧWR[ｍ]は、単位期間Ｈを周期とするランプ波形（鋸歯状波形）の電圧信号である。以下では、各走査線１２が選択される期間（すなわち単位期間Ｈ[１]〜Ｈ[ｍ]）を「書込期間ＰWRT」と表記する。

図５に示す信号線駆動回路３４は、各単位期間Ｈ[１]〜Ｈ[ｍ]で走査線駆動回路３２が選択した１行分（ｎ個）の画素回路Ｕの指定階調に応じたデータ電位ＶX[１]〜ＶX[ｎ]を生成して各信号線１４へ出力する。例えば、第ｊ列目（ｊ＝１〜ｎ）の信号線１４に着目すると、図６に示すように、信号線駆動回路３４は、単位期間Ｈを周期として経時的に変化するデータ電位ＶX[j]を生成して第ｊ列目の信号線１４に出力する。データ電位ＶX[j]は、単位期間Ｈの始点ｔsにて基準電位ＶRSに設定されるとともに単位期間Ｈの始点ｔsから終点ｔeにかけて時間変化率ＲX（ＲX＝ｄＶX/ｄt）で直線的に上昇する。すなわち、データ電位ＶX[j]は、単位期間Ｈを周期とするランプ波形（鋸歯状波形）の電圧信号である。第ｉ行（ｉ＝１〜ｍ）の走査線１２が選択される単位期間Ｈ[ｉ]において第ｊ列目の信号線１４に供給されるデータ電位ＶX[j]の時間変化率ＲX[i,j]は、第ｉ行の第ｊ列目に位置する画素回路Ｕの指定階調に応じて可変に設定される。他の信号線１４に出力されるデータ電位ＶXについても同様である。

図７は、画素回路Ｕの回路図である。図７においては、第ｉ行の第ｊ列目に位置する１個の画素回路Ｕのみが代表的に図示されている。図７に示すように、素子部１０には、Ｘ方向に延在する第１制御線４０、第２制御線４２および第３制御線４４の各々がｍ本の走査線１２と１対１に対応して設けられる。第１制御線４０、第２制御線４２および第３制御線４４の各々には、駆動回路３０（例えば走査線駆動回路３２）から所定の信号が供給される。より具体的には、第１制御線４０には発光制御信号ＧEL[ｉ]が供給され、第２制御線４２にはリセット信号ＧRES[ｉ]が供給され、第３制御線４４には初期化信号ＧIN[ｉ]が供給されるという具合である。

図７に示すように、画素回路Ｕは、発光素子Ｅと、駆動トランジスタＴDRと、発光制御トランジスタＴGELと、保持容量ＣSTと、選択トランジスタＴSと、第１スイッチング素子ＳＷ１と、第２スイッチング素子ＳＷ２とを含んで構成される。発光素子Ｅ、駆動トランジスタＴDRおよび発光制御トランジスタＴGELは、高位側電位ＶＥＬが供給される給電線１６と低位側電位ＶＣＴ（＜ＶＥＬ）が供給される給電線１８とを連結する経路上に直列に配置される。発光素子Ｅは、相対向する陽極と陰極との間に有機ＥＬ（Electroluminescence）材料の発光層を介在させた有機ＥＬ素子である。図７に示すように、発光素子Ｅには図１の容量ＣE（容量値ｃp1）が付随する。

発光制御トランジスタＴGELは、そのソースが給電線１６に接続されるとともにそのドレインが駆動トランジスタＴDRに接続されるＰチャネル型のトランジスタ（例えば薄膜トランジスタ）である。発光制御トランジスタＴGELのゲートは第１制御線４０に接続される。駆動トランジスタＴDRは、そのドレインが発光制御トランジスタＴGELに接続されるとともにそのソースが発光素子Ｅの陽極に接続されるＮチャネル型のトランジスタである。保持容量ＣST（容量値ｃp2）は、駆動トランジスタＴDRのソース（すなわち、駆動トランジスタＴDRと発光素子Ｅとの間の経路）と駆動トランジスタＴDRのゲートとの間に介在する。

選択トランジスタＴSは、信号線１４と駆動トランジスタＴDRのゲートとの間に配置されるＮチャネル型のトランジスタである。選択トランジスタＴSのゲートは走査線１２に接続される。
第１スイッチング素子ＳＷ１は、リセット電位ＶRESが供給されるリセット線５０と駆動トランジスタＴDRのソースとの間に配置されるＮチャネル型のトランジスタである。第１スイッチング素子ＳＷ２のゲートは第２制御線４２に接続される。
第２スイッチング素子ＳＷ２は、駆動トランジスタＴDRと選択トランジスタＴSとの間に介在するノードＮＤと、初期化電位ＶSTが供給される初期化線５２との間に配置されるＮチャネル型のトランジスタである。第２スイッチング素子ＳＷ２のゲートは第３制御線４４に接続される。

次に、図６を参照しながら、発光装置１００で利用される各信号の波形について説明する。図６に示すように、初期化信号ＧIN[ｉ]は、第i行の走査線１２が選択される書込期間ＰWRT（第ｉ番目の単位期間Ｈ[ｉ]）の直前の期間（以下、「動作期間」という）Ｐaにおいてアクティブレベル（ハイレベル）に設定され、その他の期間で非アクティブレベル（ローレベル）に設定される信号である。図６に示すように、動作期間Ｐaは、初期化期間ＰINとその直後の補償期間ＰCPとに区分される。初期化期間ＰINは、駆動トランジスタＴDRのゲート・ソース間の電圧を初期化するための期間であり、補償期間ＰCPは、駆動トランジスタＴDRのゲート・ソース間の電圧を駆動トランジスタＴDRの閾値電圧ＶTHに漸近させるための期間である。

リセット信号ＧRES[ｉ]は、動作期間Ｐaの初期化期間ＰINにおいてアクティブレベル（ハイレベル）に設定され、その他の期間で非アクティブレベル（ローレベル）に設定される信号である。
発光制御信号ＧEL[ｉ]は、動作期間Ｐaの初期化期間ＰINにおいて非アクティブレベル（ハイレベル）に設定され、その他の期間でアクティブレベル（ローレベル）に設定される信号である。

次に、画素回路Ｕの具体的な動作（駆動方法）について説明する。以下では、第ｉ行目の第ｊ列目の画素回路Ｕの動作を、初期化期間ＰINと補償期間ＰCPと書込期間ＰWRTと発光期間ＰELとに区分して説明するが、他の画素回路Ｕの動作も同様である。

（ａ）初期化期間ＰIN
図６に示すように、駆動回路３０（例えば走査線駆動回路３２）は、初期化信号ＧIN[ｉ
]、リセット信号ＧRES[ｉ]および発光制御信号ＧEL[ｉ]をハイレベルに設定し、走査信号ＧWR[ｉ]をローレベルに設定する。したがって、図８に示すように、第１スイッチング素子ＳＷ１および第２スイッチング素子ＳＷ２がオン状態になる一方、選択トランジスタＴSおよび発光制御トランジスタＴGELはオフ状態になる。

駆動トランジスタＴDRのソースは第１スイッチング素子ＳＷ１を介してリセット線５０に導通するから、駆動トランジスタＴDRのソースの電位ＶSはリセット線５０に供給されるリセット電位ＶRESに設定される。また、駆動トランジスタＴDRのゲートは第２スイッチング素子ＳＷ２を介して初期化線５２に導通するから、駆動トランジスタＴDRのゲートの電位ＶGは初期化線５２に供給される初期化電位ＶSTに設定される。したがって、駆動トランジスタＴDRのゲート・ソース間の電圧ＶGSは｜ＶIN−ＶRES｜に設定（初期化）される。本実施形態では、初期化電位ＶSTとリセット電位ＶRESとの差分｜ＶIN−ＶRES｜は、駆動トランジスタＴDRの閾値電圧ＶTHを上回るような値に設定される。また、リセット電位ＶRESは、当該リセット電位ＶRESと給電線１８に供給される低位側電位ＶCTとの電位差（すなわち容量ＣEの両端間の電圧）が発光素子Ｅの発光閾値電圧を下回るような値に設定される。したがって、初期化期間ＰRSにおいては発光素子Ｅはオフ状態（非発光状態）となる。

（ｂ）補償期間ＰCP
図６に示すように、補償期間ＰCPが開始すると、駆動回路３０は、リセット信号ＧRES[ｉ]および発光制御信号ＧEL[ｉ]をローレベルに設定する。他の信号は初期化期間ＰINと同じレベルに維持する。したがって、図９に示すように、第１スイッチング素子ＳＷ１がオフ状態に遷移する一方、発光制御トランジスタＴGELがオン状態に遷移する。そうすると、給電線１６からの電流が発光制御トランジスタＴGELを介して駆動トランジスタＴDRを流れ、駆動トランジスタＴDRのソースの電位ＶSが上昇を開始する。このとき、駆動トランジスタＴDRのゲートの電位ＶGは初期化電位ＶSTに維持されるから、駆動トランジスタＴDRのゲート・ソース間の電圧ＶGSは徐々に減少していき、駆動トランジスタＴDRの閾値電圧ＶTHに漸近していく。すなわち、補償期間ＰCPにおいては、駆動トランジスタＴDRのゲート・ソース間の電圧ＶGSを、駆動トランジスタＴDRの閾値電圧ＶTHに漸近させる補償動作が実行される。

補償期間ＰCPの終点において、駆動トランジスタＴDRのゲート・ソース間の電圧は駆動トランジスタＴDRの閾値電圧ＶTHにほぼ等しくなるから、駆動トランジスタＴDRのソースの電位ＶSは電位ＶST（ゲートの電位ＶG）よりも閾値電圧ＶTHだけ低い電位ＶST−ＶTHに設定される。本実施形態では、この電位ＶST−ＶTHと低位側電位ＶCTとの電位差（容量ＣEの両端間の電圧）は、発光素子Ｅの発光閾値電圧を下回るように設定される。したがって、補償期間ＰCPにおいては、発光素子Ｅはオフ状態（非発光状態）となる。

（ｃ）書込期間ＰWRT
図６に示すように、書込期間ＰWRTが開始すると、駆動回路３０は、走査信号ＧWR[ｉ]の電位を選択電位ＶSL（アクティブレベル）に設定する一方、初期化信号ＧIN[ｉ]をローレベルに設定する。他の信号は補償期間ＰCPと同じレベルに維持する。したがって、図１０に示すように、選択トランジスタＴSがオン状態に遷移する一方、第２スイッチング素子ＳＷ２はオフ状態に遷移する。したがって、駆動トランジスタＴDRのゲートは信号線１４に導通する。これにより、駆動トランジスタＴDRのゲートにはデータ電位ＶX[ｊ]が供給され、当該画素回路Ｕの指定階調に応じた時間変化率ＲX[i,j]で駆動トランジスタＴDRのゲートの電位ＶGが経時的に上昇する。そして、ゲートの電位ＶGに応じた電流ＩDSが駆動トランジスタＴDRのドレイン−ソース間を流れることでソースの電位ＶSは経時的に上昇する。ソースの電位ＶSの時間変化率ＲS（ＲS＝ｄＶS／ｄt）がデータ電位ＶX[ｊ]の時間変化率ＲX[i,j]に合致する平衡状態に到達すると、発光素子Ｅに付随する容量ＣEの容量値ｃp1および時間変化率ＲX[i,j]のみに依存する電流ＩDSが駆動トランジスタＴDRを流れる。

駆動回路３０（例えば走査線駆動回路３２）は、走査信号ＧWR[ｉ]の電位を選択電位ＶSL（アクティブレベル）に設定した後、書込期間ＰWRTの終点ｔeに至るまでの所定の期間において走査信号ＧWR[ｉ]の電位を選択電位ＶSLから経時的に変化させることで、選択トランジスタＴSをオフ状態にして駆動トランジスタＴDRに対するデータ電位ＶX[ｊ]の供給を停止する。以下、その具体的な内容を説明する。

図１１は、書込期間ＰWRTにおける走査信号ＧWR[ｉ]の電位とデータ電位ＶX[ｊ]との関係を示す図である。図１１に示すように、走査信号ＧWR[ｉ]の電位は、書込期間ＰWRTの始点ｔsにて選択電位ＶSLに設定されるとともに当該始点ｔsから終点ｔeにかけて一定の時間変化率で直線的に減少する。そして、終点ｔeにて直前の電位Ｖf（＜ＶSL）から非アクティブレベル（ローレベル）の電位ＶLLに設定される。一方、データ電位ＶX[j]は、書込期間ＰWRTの始点ｔsにて基準電位ＶRSに設定されるとともに当該始点ｔsから終点ｔeにかけて直線的に上昇する。データ電位ＶX[j]の時間変化率ＲX[i,j]は、画素回路Ｕの指定階調に応じて可変に設定され、指定階調が高いほどデータ電位ＶX[ｊ]の勾配は急峻となる。図１１に示すように、例えば指定階調が最低階調Ｄmin（黒表示）である場合、データ電位ＶX[ｊ]の時間変化率ＲX[i,j]は最小値r_min（ゼロ）に設定される。すなわち、書込期間ＰWRT内でデータ電位ＶX[ｊ]は変化せずに基準電位ＶRSのままである。一方、指定階調が最高階調Ｄmax（白表示）である場合、データ電位ＶX[ｊ]の時間変化率ＲX[i,j]は最大値r_maxに設定される。また、指定階調が中間階調Ｄmidである場合、データ電位ＶX[ｊ]の時間変化率ＲX[i,j]はr_mid（r_min＜r_mid＜r_max）に設定されるという具合である。

駆動回路３０（走査線駆動回路３２、信号線駆動回路３４）は、データ電位ＶX[ｊ]と走査信号ＧWR[ｉ]の電位との差分が、書込期間ＰWRTの途中の時点にて選択トランジスタＴSの閾値電圧ＶTH_Sを下回るように、データ電位ＶX[ｊ]および走査信号ＧWR[ｉ]を生成する。図１１に示すように、書込期間ＰWRTの始点ｔsからデータ電位ＶX[ｊ]と走査信号ＧWR[ｉ]の電位との差分が選択トランジスタＴSの閾値電圧ＶTH_Sを下回るまでの時間長は、指定階調に応じて異なる。本実施形態では、書込期間ＰWRTの始点ｔsからデータ電位ＶX[ｊ]と走査信号ＧWR[ｉ]の電位との差分が選択トランジスタＴSの閾値電圧ＶTH_Sを下回るまでの時間長は、指定階調が高いほど短い。より具体的には、以下のとおりである。

本実施形態では、書込期間ＰWRTの終点ｔeの直前における走査信号ＧWR[ｉ]の電位Ｖfとデータ電位ＶX[ｊ]の基準電位ＶRSとの差分は、選択トランジスタＴSの閾値電圧ＶTH_Sと略同等になるように設定されており、最低階調Ｄminが指定された場合には、書込期間ＰWRTの終点ｔeの直前にて選択トランジスタＴSがオフ状態に遷移する。一方、最高階調Ｄmaxが指定された場合には、図１１に示すように、データ電位ＶX[ｊ]と走査信号ＧWR[ｉ]の電位との差分は、終点ｔeよりも前の時点ｔ1にて閾値電圧ＶTH_Sと略同等になり、当該時点ｔ1にて選択トランジスタＴSはオフ状態に遷移する。また、中間階調Ｄmidが指定された場合には、図１１に示すように、データ電位ＶX[ｊ]と走査信号ＧWR[ｉ]の電位との差分は、前述の時点ｔ1よりも後であって終点ｔeよりも前の時点ｔ2にて閾値電圧ＶTH_Sと略同等になり、当該時点ｔ2にて選択トランジスタＴSはオフ状態に遷移するという具合である。

また、駆動回路３０（走査線駆動回路３２、信号線駆動回路３４）は、書込期間ＰWRTの始点ｔsからデータ電位ＶX[ｊ]と走査信号ＧWR[ｉ]の電位との差分が閾値電圧ＶTH_Sを下回るまでの時間長（選択トランジスタＴSがオフ状態に遷移するまでの時間長）が、駆動トランジスタＴDRが平衡状態に到達するまでに必要な時間Δｔ（図３および図４）を上回るように、データ電位ＶX[ｊ]および走査信号ＧWR[ｉ]を生成する。これにより、書込期間ＰWRTにおいて駆動トランジスタＴDRを確実に平衡状態に到達させる（駆動トランジスタＴDRのソースの電位ＶSの時間変化率ＲSをデータ電位ＶX[ｊ]の時間変化率ＲXに合致させる）ことが可能になるという利点がある。図３および図４を参照して説明したように、平衡状態に到達するまでの時間Δｔは時間変化率ＲXが高いほど（指定階調が高いほど）短いから、図１１のように指定階調が高いほどデータ電位ＶX[ｊ]の供給の時間が短いとは言っても、駆動トランジスタＴDRを確実に平衡状態に到達させることが可能である。

以上のようにして、選択トランジスタＴSがオフ状態に変化することで駆動トランジスタＴDRのゲートに対するデータ電位ＶX[j]の供給が停止すると、保持容量ＣSTには、データ電位ＶX[j]の供給が停止した時点で駆動トランジスタＴDRを流れていた電流ＩDSに対応する電圧ＶSETが保持される。電圧ＶSETは、容量ＣEの容量値ｃp1と時間変化率ＲX[i,j]とで決定される数式(3)の電流ＩDSを駆動トランジスタＴDRに流すために必要なゲート・ソース間の電圧ＶGSであり、当該駆動トランジスタＴDRの移動度μや閾値電圧ＶTHなどの特性に応じて自動的に設定される（＜Ａ：駆動の原理＞参照）。駆動回路３０は、駆動トランジスタＴDRのゲートに対するデータ電位ＶX[ｊ]の供給を停止する時点におけるデータ電位ＶX[ｊ]の時間変化率ＲX[i,j]が、当該画素回路Ｕの指定階調に対応した時間変化率ＲX[i,j]となるように、データ電位ＶX[ｊ]および走査信号ＧWR[ｉ]の波形を設定する。

本実施形態では、書込期間ＰWRTの終点ｔeよりも前の時点で選択トランジスタＴSがオフ状態に遷移するが、保持容量ＣSTに電圧ＶSETが保持されることで、当該電圧ＶSETに応じた電流ＩDSが駆動トランジスタＴDRを流れ続ける。したがって、駆動トランジスタＴDRのソースの電位ＶSは経時的に上昇する。このとき、選択トランジスタＴSはオフ状態であるため、駆動トランジスタＴDRのゲートは電気的にフローティング状態となり、駆動トランジスタＴDRのゲートの電位ＶGはソースの電位ＶSに連動して上昇する。つまり、駆動トランジスタＴDRのゲート・ソース間の電圧ＶGSが電圧ＶSETに維持されたまま、容量ＣEの両端間の電圧（駆動トランジスタＴDRのソースの電位ＶS）が徐々に増加していく。なお、本実施形態においては、書込期間ＰWRTの終点ｔeにおける駆動トランジスタＴDRのソースの電位ＶSは、容量ＣEの両端間の電圧が発光素子Ｅの発光閾値電圧を下回るような値に設定される。したがって、書込期間ＰWRTにおいては、発光素子Ｅはオフ状態（非発光状態）となる。

（ｄ）発光期間ＰEL
図６に示すように、発光期間ＰELにおいては、駆動回路３０は、走査信号ＧWR[ｉ]を非アクティブレベル（ローレベル）の電位ＶLLに設定する。他の信号は書込期間ＰWRTと同じレベルに維持する。したがって、図１２に示すように、選択トランジスタＴSは確実にオフ状態に設定される。また、発光制御トランジスタＴGELがオン状態に維持されることで、保持容量ＣSTに保持された電圧ＶSETに応じた電流ＩDSが駆動トランジスタＴDRを流れる。これにより、駆動トランジスタＴDRのソースの電位ＶSは経時的に上昇する。

このとき、駆動トランジスタＴDRのゲートは電気的なフローティング状態であるから、駆動トランジスタＴDRのゲートの電位ＶGはソースの電位ＶSに連動して上昇する。そして、駆動トランジスタＴDRのゲート・ソース間の電圧ＶGS（保持容量ＣSTの両端間の電圧）が書込期間ＰWRTにて設定された電圧ＶSETに維持されたまま、発光素子Ｅに付随する容量ＣEの両端間の電圧（駆動トランジスタＴDRのソースの電位ＶS）が徐々に増加する。容量ＣEの両端間の電圧が発光素子Ｅの発光閾値電圧に到達すると、電圧ＶSETに対応する電流ＩDS（駆動トランジスタＴDRの移動度μや閾値電圧ＶTHに依存しない電流）が駆動電流ＩDRとして発光素子Ｅを流れる。発光素子Ｅは、駆動電流ＩDRの電流量に応じた輝度で発光する。

発光素子Ｅに供給される駆動電流ＩDRの電流量は、データ電位ＶX[ｊ]の供給の停止時に駆動トランジスタＴDRを流れていた電流ＩDSと同等の電流量に維持される。電流ＩDSは、指定階調に応じて可変に設定される時間変化率ＲX[i,j]に依存するから（数式(3)）、発光素子Ｅには指定階調に応じた電流量の駆動電流ＩDRが供給される。以上のように、第ｉ行の第ｊ列目に位置する画素回路Ｕの発光素子Ｅには、第ｉ番目の書込期間ＰWRT（単位期間Ｈ[ｉ]）におけるデータ電位ＶX[ｊ]の時間変化率ＲX[i,j]（指定階調）に対応した駆動電流ＩDRが供給される。

以上の形態においては、データ電位ＶX[ｊ]の時間変化率ＲX[i,j]に応じた電流ＩDS（駆動トランジスタＴDRの移動度μや閾値電圧ＶTHに依存しない電流）が駆動トランジスタＴDRを流れるように保持容量ＣSTの両端間の電圧ＶSETが設定されるから、各画素回路Ｕの指定階調に拘わらず、駆動トランジスタＴDRの特性（移動度μや閾値電圧ＶTH）に起因した駆動電流ＩDRの誤差（ひいては発光素子Ｅの輝度の誤差）を抑制することが可能である。したがって、例えば、素子部１０に表示される画像の階調のムラが抑制されるという利点がある。

ここで、上述の本実施形態とは異なり、走査信号ＧWR[１]〜ＧWR[ｍ]の各々の電位が、書込期間ＰWRTにおいて経時的に変化せずに、始点ｔsから終点ｔeにわたって選択電位ＶSLに維持される態様（以下、「対比例」という）を想定する。対比例において、走査信号ＧWR[ｉ]は、垂直走査期間内の第ｉ番目の書込期間ＰWRT（単位期間Ｈ[ｉ]）に選択電位ＶSLの選択パルスＰSLが配置された電圧信号である。その他の構成は上述の実施形態と同じであるから、重複する部分については説明を省略する。

図１３は、対比例における第i番目の書込期間ＰWRT（単位期間Ｈ[ｉ]）内の走査信号ＧWR[ｉ]の電位とデータ電位ＶX[ｊ]との関係を示す図である。対比例においては、所定値を上回る階調（明階調）が指定された場合に、データ電位ＶX[ｊ]と選択電位ＶSLとの差分が、書込期間ＰWRT（単位期間Ｈ[i]）の途中の時点（選択パルスＰSLの後縁よりも手前の時点）にて選択トランジスタＴSの閾値電圧ＶTH_SLを下回るように、データ電位ＶX[ｊ]の波形が選定される。すなわち、最高階調Ｄmaxや所定値を上回る明階調ＤHが指定された場合、選択トランジスタＴSは、選択パルスＰSLの後縁の到来前の時点（書込期間ＰWRTの途中の時点）にてオフ状態に変化する。図１３に示すように、例えば最高階調Ｄmaxが指定された場合、データ電位ＶX[ｊ]と走査信号ＧWR[ｉ]の電位との差分は、終点ｔeよりも前の時点ｔ11にて閾値電圧ＶTH_Sと略同等になり、当該時点ｔ11にて選択トランジスタＴSはオフ状態に遷移する。また、明階調ＤHが指定された場合、データ電位ＶX[ｊ]と走査信号ＧWR[ｉ]の電位との差分は、前述の時点ｔ11よりも後であって終点ｔeよりも前の時点ｔ12にて閾値電圧ＶTH_Sと略同等になり、当該時点ｔ12にて選択トランジスタＴSはオフ状態に遷移するという具合である。所定値を上回る階調が指定された場合、選択トランジスタＴSがオフ状態に遷移するときの走査信号ＧWR[ｉ]の電位は選択電位ＶSLに維持されたままである。

一方、所定値を下回る階調（暗階調）が指定された場合には、書込期間ＰWRTの終点ｔeにおけるデータ電位ＶX[j]と選択電位ＶSLとの差分が選択トランジスタＴSの閾値電圧ＶTH_Sを上回るように、データ電位ＶX[ｊ]の波形が選定される。したがって、所定値を下回る暗階調ＤLや最低階調Ｄminが指定された場合には、書込期間ＰWRTの終点ｔe（選択パルスＰSLの後縁）にて走査信号ＧWR[ｉ]の電位が選択電位ＶSLから非アクティブレベルの電位ＶLLへ瞬時に変化することで、選択トランジスタＴSがオフ状態に変化する。この場合、選択トランジスタＴSをオフ状態に遷移させるために走査信号ＧWR[ｉ]の電位を選択電位ＶSLから電位ＶLLへ瞬時に変化（低下）させたときのフィードスルーに起因して、駆動トランジスタＴDRのゲートの電位ＶGは、書込期間ＰWRTの終点ｔeにて変動（低下）する。この電位ＶGの変動量（低下量）は、選択トランジスタＴSがオフ状態に遷移するときの走査信号ＧWR[ｉ]の電位の変化量が大きいほど増大するから、所定値を下回る階調（暗階調）が指定された場合には、所定値を上回る階調（明階調）が指定された場合に比べて、電位ＶGの変動量が大きくなる。したがって、所定値を下回る階調（暗階調）が指定された場合には、画素の輝度を所望の階調に設定することが困難になるという問題が発生する。

これに対して、本実施形態では、書込期間ＰWRTの始点ｔsから終点ｔeにかけて走査信号ＧWR[ｉ]の電位を選択電位ＶSLから経時的に変化させることで、如何なる階調が指定された場合にも書込期間ＰWRTの途中の時点で選択トランジスタＴSをオフ状態に遷移させる。例えば前述の暗階調ＤLが指定された場合には、図１４に示すように、データ電位ＶX[ｊ]と走査信号ＧWR[ｉ]の電位との差分は、書込期間ＰWRTの終点ｔeよりも前の時点ｔ22にて閾値電圧ＶTH_Sと略同等になり、当該時点ｔ22にて選択トランジスタＴSはオフ状態に遷移する。そして、選択トランジスタＴSがオフ状態に遷移するときの走査信号ＧWR[ｉ]の電位の変化量（時点ｔ22における走査信号ＧWR[ｉ]の電位の変化量）は、対比例における走査信号ＧWR[ｉ]の電位の変化量（＝ＶSL−ＶLL）に比べて充分に小さいから、選択トランジスタＴSがオフ状態に遷移するときのフィードスルーに起因した電位ＶGの変動量（低下量）を対比例に比べて抑制できる。例えば最低階調Ｄminが指定された場合についても同様である。すなわち、本実施形態によれば、所定値を下回る階調（例えば暗階調ＤLや最低階調Ｄminなど）が指定された場合にも、書込期間ＰWRTにおいて選択トランジスタＴSがオフ状態に遷移するときの走査信号ＧWR[ｉ]の電位の変化量を対比例に比べて小さくできるから、画素の輝度が所定の目標値から乖離することを抑制できるという利点がある。

なお、本実施形態において、所定値を下回る階調が指定されたときに、書込期間ＰWRTの終点ｔeにおける走査信号ＧWR[ｉ]の電位とデータ電位ＶX[ｊ]との差分が、選択トランジスタＴSの閾値電圧ＶTH_Sを上回る（選択トランジスタＴSがオン状態に維持される）ように設定される場合であっても、走査信号ＧWR[ｉ]の電位は書込期間ＰWR[ｉ]の始点ｔsから終点ｔeにかけて直線的に減少するから、書込期間ＰWRTの終点ｔeの電位は選択電位ＶSLよりも低い電位に設定される。そして、書込期間ＰWRTの終点ｔeにて、走査信号ＧWR[ｉ]の電位が非アクティブレベルの電位ＶLLに遷移することで選択トランジスタＴSはオフ状態に遷移するが、このときの走査信号ＧWR[ｉ]の電位の変化量は対比例（＝ＶSL−ＶLL）に比べて小さくなる。すなわち、この態様であっても、選択トランジスタＴSがオフ状態に遷移するときのフィードスルーに起因した電位ＶGの変動量（低下量）を対比例に比べて抑制できるという利点が得られる。

図１５は、素子部１０の所定の領域に含まれる複数の画素（画素回路Ｕ）の指定階調と、画素間の輝度のバラツキとの関係を示す図である。図１５においては、横軸は各画素の指定階調を示し、縦軸は各画素間の発光輝度のバラツキを示す。図１５の縦軸の「バラツキ」は、各画素の発光輝度の平均値、最大値および最小値を用いた（最大値−最小値）／（平均値）に基づいて定められている。図１５からも理解されるように、本実施形態によれば、暗階調が指定された場合における画素間の発光輝度のバラツキが対比例に比べて抑制されることが分かる。これは、前述したように、本実施形態によれば、暗階調（所定値を下回る暗階調ＤLや最低階調Ｄmin）が指定された場合にも、書込期間ＰWRTにおいて選択トランジスタＴSがオフ状態に遷移するときのフィードスルーに起因した電位ＶGの変動量（低下量）を対比例に比べて抑制できるためである。

ところで、対比例のように、各単位期間Ｈ[１]〜Ｈ[ｍ]における走査信号ＧWR[１]〜ＧWR[ｍ]をパルス波形とした場合、走査線１２に付随する寄生容量や寄生抵抗の影響によって、駆動回路３０（例えば走査線駆動回路３２）に近い画素回路Ｕへ供給される走査信号ＧWR[ｉ]の波形は、駆動回路３０から遠い画素回路Ｕへ供給される走査信号ＧWR[ｉ]の波形と異なる。より具体的には、走査線１２に付随する寄生容量や寄生抵抗の総和は、駆動回路３０から各画素回路Ｕへ至る走査線１２の経路長が長くなるほど増大するため、駆動回路３０から遠い画素回路Ｕへ供給される走査信号ＧWR[ｉ]の波形は、寄生容量や寄生抵抗の影響を受けることで、駆動回路３０に近い画素回路Ｕへ供給される走査信号ＧWR[ｉ]の波形に比べて鈍る（遅延する）。その鈍り（遅延）の程度は、走査信号ＧWR[ｉ]の電位の単位時間当たりの変化量が大きいほど増大する傾向を示す。

図１６は、駆動回路３０に近い画素回路Ｕへ供給される走査信号ＧWR[ｉ]の波形と、駆動回路３０から遠い画素回路Ｕへ供給される走査信号ＧWR[ｉ]の波形とを対比する形で示した図である。図１６に示すように、書込期間ＰWRTの終点ｔeにおいて、駆動回路３０に近い画素回路Ｕへ供給される走査信号ＧWR[ｉ]の電位は選択電位ＶSLから非アクティブレベルの電位ＶLLへと急峻に立ち下がるのに対し、駆動回路３０から遠い画素回路Ｕへ供給される走査信号ＧWR[ｉ]の電位は、寄生容量や寄生抵抗の影響を受けることで、その立ち下がりの波形が鈍り（立ち下がりに遅延が生じ）、書込期間ＰWRTの終点ｔeよりも後の時点ｔfで非アクティブレベルの電位ＶLLに到達するという具合である。

そうすると、対比例において、所定値を下回る階調（暗階調ＤLや最低階調Ｄminなど）が指定された場合には、前述したように、書込期間ＰWRTの終点ｔeにて選択トランジスタＴSがオフ状態に遷移するときのフィードスルーに起因して駆動トランジスタＴDRのゲートの電位ＶGが大きく変動（低下）するのみならず、駆動回路３０に近い画素回路Ｕに供給される走査信号ＧWR[ｉ]の立ち下がりの波形と、駆動回路３０から遠い画素回路Ｕに供給される走査信号ＧWR[ｉ]の立ち下がりの波形とが異なることに起因して、フィードスルーによる電位ＶGの変動量が、駆動回路３０に近い画素回路Ｕと遠い画素回路Ｕとでばらつくという問題も発生する。

これに対して、本実施形態では、書込期間ＰWRTの始点ｔsから終点ｔeにかけて走査信号ＧWR[ｉ]の電位を直線的に減少させることで、走査信号ＧWR[ｉ]の立ち下がりの波形（選択電位ＶSLから経時的に減少するときの波形）の単位時間当たりの変化量を対比例に比べて抑制できる。これにより、駆動回路３０に近い画素回路Ｕへ供給される走査信号ＧWR[ｉ]の立ち下がりの波形と、駆動回路３０から遠い画素回路Ｕへ供給される走査信号ＧWR[ｉ]の立ち下がりの波形とを揃えることができる。すなわち、本実施形態によれば、所定値を下回る階調が指定された場合にも、選択トランジスタＴSがオフ状態に遷移するときのフィードスルーに起因した電位ＶGの変動量を抑制できるとともに、その変動量が、駆動回路３０に近い画素回路Ｕと駆動回路３０から遠い画素回路Ｕとの間でばらつくことを抑制できるという利点がある。

図１７は、図１８に示す領域Ａおよび領域Ｃの各々に含まれる複数の画素の指定階調と、領域Ａと領域Ｃとの間の輝度のバラツキとの関係を示す図である。図１７においては、横軸は各画素の指定階調を示し、縦軸は、領域Ａと領域Ｃとの間の発光輝度のバラツキを示す。図１７の縦軸の「バラツキ」は、領域Ａに含まれる複数の画素の発光輝度の平均値と領域Ｃに含まれる複数の画素の発光輝度の平均値とを用いた（領域Ｃの平均輝度−領域Ａの平均輝度）／（領域Ｃの平均輝度＋領域Ａの平均輝度）に基づいて定められている。
図１８に示すように、素子部１０における領域Ａは、素子部１０における領域Ｃに比べて走査線駆動回路３２に近い位置に配置される。言い換えれば、走査線駆動回路３２と領域Ａとの間のＸ方向の距離は、走査線駆動回路３２と領域Ｃとの間のＸ方向の距離に比べて小さい。

図１７からも理解されるように、本実施形態によれば、暗階調が指定された場合における領域Ａと領域Ｃとの間の発光輝度のバラツキが、対比例に比べて抑制されることが分かる。

＜Ｃ：走査線駆動回路３２の具体的な構成＞
図１９は、走査線駆動回路３２の概略構成を示すブロック図である。図１９に示すように、走査線駆動回路３２は、シフトレジスタ３６と、走査線１２の総数（画素回路Ｕの行数）に相当するｍ個の出力バッファ部３８とを含んで構成される。シフトレジスタ３６は、クロック信号に従ってスタートパルス信号を順次転送することで、垂直走査期間内のｍ個の単位期間Ｈ（Ｈ[１]〜Ｈ[ｍ]）の各々において順番にアクティブレベル（ハイレベル）に遷移するｍ個の制御信号ＣP[１]〜ＣP[ｍ]を生成して各出力バッファ部３８へ出力する。例えば第ｉ番目の単位期間Ｈ[ｉ]（書込期間ＰWRT）においては、ハイレベルの制御信号ＣP[ｉ]が、第i段目の出力バッファ部３８へ出力されるという具合である。

各出力バッファ部３８は、インバータIVTと、単位回路Ｊとを含んで構成される。単位回路Ｊは、Ｐチャネル型のトランジスタＴr1とＮチャネル型のトランジスタＴr2とから構成されるインバータ回路である。各単位回路Ｊの出力端子Ｓは、当該単位回路Ｊに対応する走査線１２に接続される。第i段目の単位回路Ｊの出力端子Ｓは、第ｉ行の走査線１２に接続されるという具合である。つまり、第ｉ段目の単位回路Ｊの出力端子Ｓの出力電位は、第ｉ行の走査線１２に出力される走査信号ＧWR[ｉ]の電位になる。

いま、第ｉ段目の単位回路Jにて走査信号ＧWR[ｉ]が生成されるときの態様を説明する。
第ｉ番目の単位期間Ｈ[ｉ]が開始すると、第i段目の出力バッファ部３８にはハイレベルの制御信号ＣP[ｉ]が供給される。当該制御信号ＣP[ｉ]はインバータIVTにてローレベルに反転されて単位回路Ｊの入力端子Ｉに供給される。これにより、トランジスタＴr1がオン状態になる一方、トランジスタＴr2はオフ状態になる。そうすると、単位回路Ｊの出力端子Ｓの電位（走査信号ＧWR[ｉ]の電位）は高電位ＶONに設定される。図２０に示すように、高電位ＶONは、単位期間Ｈ[ｉ]の始点ｔsから終点ｔeにかけて選択電位ＶSLから直線的に減少するように設定される。このような高電位ＶONの波形は、コンデンサと定電流を用いて生成することが可能である。あるいは、コンデンサと抵抗を用いたＣＲ回路を用いて生成することも可能である。

そして、単位期間Ｈ[ｉ]の終点ｔeにおいては、第i段目の出力バッファ部３８に供給される制御信号ＣP[ｉ]はローレベルに遷移し、当該制御信号ＣP[ｉ]はインバータIVTにてハイレベルに反転されて入力端子Ｉへ供給される。これにより、トランジスタＴr2がオン状態になる一方、トランジスタＴr1はオフ状態になる。そうすると、出力端子Ｓの電位（走査信号ＧWR[ｉ]の電位）は低電位ＶLLに設定される。そして、出力端子Ｓの電位は、制御信号ＣP[ｉ]が再びハイレベルに遷移するまでの期間、低電位ＶLLに維持される。このようにして、第ｉ行の走査線１２に出力される走査信号ＧWR[ｉ]の波形が生成される（図２０参照）。他の行の走査線１２に出力される走査信号ＧWRの波形も同様にして生成される。

＜Ｄ：変形例＞
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下の変形が可能である。また、以下に示す変形例のうちの２以上の変形例を組み合わせることもできる。

（１）変形例１
上述の実施形態では、単調に増加する、いわゆるランプ波形のデータ信号（データ電位ＶX）であり、階調が高い場合は傾斜が急峻で、階調が低い場合には傾斜が緩やかなデータ信号に対し、データ信号が単調増加している間に、選択トランジスタＴSをターンオフさせている。ただし、データ信号を一定電位とする階調や、選択信号（走査信号ＧWR）の電位の変化に対し概略一定とみなせる階調（要するに低階調）では、データ信号が単調増加している間に選択トランジスタＴSをターンオフさせなくてもよい。

（２）変形例２
上述の実施形態において、走査信号ＧWR[ｉ]の電位は、垂直走査期間内の第ｉ番目の書込期間ＰWRT（単位期間Ｈ[ｉ]）の始点ｔsにて選択電位ＶSLに設定されるとともに当該始点ｔsから終点ｔeにかけて一定の時間変化率で直線的に減少しているが、これに限らず、走査信号ＧWR[ｉ]の電位の変化の態様は任意である。要するに、走査信号ＧWR[ｉ]の電位は、書込期間ＰWRTの始点ｔsにて選択電位ＶSLに設定された後、終点ｔeに至るまでの所定の期間において経時的に変化するものであればよい。

例えば、図１１において、指定階調が最高階調Ｄmaxである場合、データ信号との相互作用で選択トランジスタＴSがターンオフする前のタイミングでは、選択トランジスタＴSはターンオンしていればよいため、図２１に示すように、走査信号ＧWR[ｉ]の電位は、書込期間ＰWRT（単位期間Ｈ[ｉ]）の始点ｔsから所定の時間長ｔvだけ選択電位ＶSLに維持され、当該時間長ｔvが経過した後に、一定の時間変化率で直線的に減少する態様とすることもできる。これにより、選択トランジスタＴSに必要以上の電圧が印加されないようにすることで、選択トランジスタＴSの耐圧劣化や装置における消費電力を低減させることができる。

また、図２２の点線部分で示すように、走査信号ＧWR[ｉ]の電位は、書込期間ＰWRT（単位期間Ｈ[ｉ]）の始点ｔsにて選択電位ＶSLに設定されるとともに当該始点ｔsから終点ｔeにかけて曲線的に減少する態様とすることもできる。ただし、上述の実施形態のように、書込期間ＰWRTにおいて、走査信号ＧWRの電位を始点ｔsから終点ｔeにかけて直線的に変化させることで選択トランジスタＴSをオフ状態に遷移させる態様によれば、選択トランジスタＴSがオフ状態に遷移するときの走査信号ＧWR[ｉ]の電位の変化量は、指定階調とは無関係に同じ値に設定されるから、選択トランジスタＴSがオフ状態に遷移するときのフィードスルーに起因した駆動トランジスタＴDRのゲートの電位ＶGの変動量（低下量）が、指定階調ごとにばらつくことを抑制できるという利点がある。

さらに、図２３に示すように、書込期間ＰWRTにて経時的に変化する走査信号ＧWR[ｉ]の電位が、書込期間ＰWRTの終点ｔeにて非アクティブレベルの電位ＶLLに到達するように、走査信号ＧWR[ｉ]の波形（走査信号ＧWR[ｉ]の電位の時間変化率）が設定される態様とすることもできる。

（３）変形例３
上述の実施形態では、書込期間ＰWRTにおいて選択トランジスタＴSがターンオフするタイミングは指定階調毎に異なる。つまり、他の階調と同じタイミングで選択トランジスタＴSがターンオフしないように設定されているが、データ信号（データ電位ＶX）が一定の値になる階調や選択信号（走査信号ＧWR）の電位変化に対し概略一定とみなせる階調（要するに低階調）では、同じタイミングで選択トランジスタＴSをターンオフさせてもよい

（４）変形例４
画素回路Ｕを構成する各トランジスタ（駆動トランジスタＴDR，選択トランジスタＴS，発光制御トランジスタＴGEL，第１スイッチング素子ＳＷ１，第２スイッチング素子ＳＷ２）の導電型は任意である。例えば、駆動トランジスタＴDRをＰチャネル型とした構成も採用される。Ｐチャネル型の駆動トランジスタＴDRを採用した場合、Ｎチャネル型の駆動トランジスタＴDRを採用した場合と比較して電圧の関係（高低）は逆転するが、本質的な動作は上述の実施形態と同様であるから動作の詳細な説明は省略する。

（５）変形例５
上述の実施形態において、発光素子Ｅに供給される駆動電流ＩDRの電流量は、書込期間ＰWRTの終点ｔeにおけるデータ電位ＶXの時間変化率ＲXに応じて決定される。したがって、データ電位ＶXのうち書込期間ＰWRTの終点ｔe（駆動トランジスタＴDRのゲートに対するデータ電位ＶXの供給を停止する時点）におけるデータ電位ＶXの時間変化率ＲXが指定階調に応じて設定される構成は好適であるが、書込期間ＰWRTの途中におけるデータ電位ＶXの波形（時間変化率ＲX）は本発明において不問である。ただし、書込期間ＰWRTの終点ｔeにて駆動トランジスタＴDRのソースの電位ＶSの時間変化率ＲSをデータ電位ＶXの時間変化率ＲXに正確に合致させるためには、データ電位ＶXの時間変化率ＲXを、終点ｔeまでの所定の期間にわたって継続的に、指定階調に応じた一定の数値に固定する構成が格別に好適である。

（６）変形例６
例えば、図１１に示されるように、上述の実施形態においては、走査信号ＧWR[ｉ]の非アクティブレベルの電位ＶLLは、データ電位ＶX[ｊ]の基準電位ＶRSよりも低い値に設定されているが、これに限らず、両者の高低の関係は任意に設定することができる。例えば図２４に示すように、電位ＶLLが基準電位ＶRSを上回る態様とすることもできる。この態様においては、例えば最低階調Ｄminが指定された場合に、走査信号ＧWR[ｉ]とデータ電位ＶX[ｊ]とが、電位と時間との関係を図示した場合において交差しないようにすることができる。

（７）変形例７
発光素子Ｅは、ＯＬＥＤ素子であってもよいし、無機発光ダイオードやＬＥＤ（Light Emitting Diode）であってもよい。要は、電気エネルギーの供給（電界の印加や電流の供給）に応じて発光する総ての素子を本発明の発光素子として利用できる。

＜Ｅ：応用例＞
次に、本発明に係る発光装置を利用した電子機器について説明する。図２５は、以上に説明した実施形態に係る発光装置１００を表示装置として採用したモバイル型のパーソナルコンピュータの構成を示す斜視図である。パーソナルコンピュータ２０００は、表示装置としての発光装置１００と本体部２０１０とを備える。本体部２０１０には、電源スイッチ２００１およびキーボード２００２が設けられている。この発光装置１００は発光素子ＥにＯＬＥＤ素子を使用しているので、視野角が広く見易い画面を表示できる。

図２６に、以上に説明した実施形態に係る発光装置１００を表示装置として採用した携帯電話機の構成を示す。携帯電話機３０００は、複数の操作ボタン３００１およびスクロールボタン３００２、ならびに発光装置１００を備える。スクロールボタン３００２を操作することによって、発光装置１００に表示される画面がスクロールされる。

図２７に、以上に説明した実施形態に係る発光装置１００を表示装置として採用した携帯情報端末（ＰＤＡ：Personal Digital Assistants）の構成を示す。情報携帯端末４０００は、複数の操作ボタン４００１および電源スイッチ４００２、ならびに発光装置１００を備える。電源スイッチ４００２を操作すると、住所録やスケジュール帳といった各種の情報が発光装置１０に表示される。

なお、本発明に係る発光装置が適用される電子機器としては、図２５から図２７に示したもののほか、デジタルスチルカメラ、テレビ、ビデオカメラ、カーナビゲーション装置、ページャ、電子手帳、電子ペーパー、電卓、ワードプロセッサ、ワークステーション、テレビ電話、ＰＯＳ端末、プリンタ、スキャナ、複写機、ビデオプレーヤ、タッチパネルを備えた機器等などが挙げられる。また、本発明に係る発光装置１００の用途は画像の表示に限定されない。例えば、電子写真方式の画像形成装置において露光により感光体ドラムに潜像を形成する露光装置としても本発明の発光装置１００は利用される。

１０……素子部、１２……走査線、１４……信号線、１６，１８……給電線、３０……駆動回路、３２……走査線駆動回路、３４……信号線駆動回路、３６……シフトレジスタ、３８……出力バッファ部、４０……第１制御線、４２……第２制御線、４４……第３制御線、５０……リセット線、５２……初期化線、１００……発光装置、ＣST……保持容量、ＣE……容量、Ｅ……発光素子、ＧWR……走査信号、ＧIN……制御信号、Ｈ……単位期間、ＮＤ……ノード、ＰWRT……書込期間、ＴDR……駆動トランジスタ、ＴS……選択トランジスタ、ＴGEL……発光制御トランジスタ、ＳＷ１……第１スイッチング素子、ＳＷ２……第２スイッチング素子、Ｕ……画素回路、ＶSL……選択電位。

Claims (8)

1. 画素回路と、前記画素回路を駆動する駆動回路とを具備し、
   前記画素回路は、
   発光素子と、
   前記発光素子に直列に接続される駆動トランジスタと、
   前記駆動トランジスタのゲートとソースとの間に介在する保持容量と、
   前記駆動トランジスタのゲートと当該画素回路に対応する信号線との間に配置される選択トランジスタと、を具備し、
   前記駆動回路は、
   書込期間が開始すると、前記選択トランジスタのゲートに供給する選択信号の電位を選択電位に設定することで前記選択トランジスタをオン状態にするとともに、経時的に変化するデータ電位を前記信号線に出力することで、当該データ電位に応じた電流が前記駆動トランジスタを流れるようにし、
   その後、前記書込期間の終点に至るまでの期間において前記選択信号の電位を前記選択電位から経時的に変化させることで、前記選択トランジスタをオフ状態にして前記駆動トランジスタに対する前記データ電位の供給を停止するとともに、前記駆動トランジスタに対する前記データ電位の供給を停止する時点における前記データ電位の時間変化率が、当該画素回路の指定階調に対応した時間変化率となるように設定する、
   発光装置。
2. 前記選択信号の電位は、前記選択電位に設定された後、前記書込期間の終点に至るまで一定の時間変化率で変化する、
   請求項１の発光装置。
3. 前記書込期間において、前記選択信号の電位は、前記駆動トランジスタのゲートの電位の時間変化率がソースの電位の時間変化率に合致する時点よりも後の時点で前記選択トランジスタがオフ状態になるように設定される、
   請求項１または請求項２の発光装置。
4. 前記画素回路は、
   前記駆動トランジスタのソースとリセット線との間に配置される第１スイッチング素子と、
   前記駆動トランジスタのゲートと前記選択トランジスタとの間に介在するノードと初期化線との間に介在する第２スイッチング素子と、
   前記発光素子および前記駆動トランジスタに直列に接続される発光制御トランジスタと、をさらに備え、
   前記駆動回路は、
   前記書込期間よりも前の初期化期間において、前記発光制御トランジスタおよび前記第選択トランジスタをオフ状態に設定するとともに、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子をオン状態に設定することで、前記駆動トランジスタのゲート・ソース間の電圧を初期化し、
   前記初期化期間の後であって前記書込期間よりも前の補償期間において、前記第１スイッチング素子をオフ状態に設定するとともに、前記発光制御トランジスタをオン状態に設定することで、前記駆動トランジスタのゲート・ソース間の電圧を閾値電圧に漸近させる補償動作を実行し、
   前記書込期間において、前記第２スイッチング素子をオフ状態に設定し、
   前記書込期間の後の発光期間において、前記発光制御トランジスタをオン状態に維持することで、前記駆動トランジスタのソースの電位を、前記発光素子が発光するように変化させる、
   請求項１から請求項３の何れかの発光装置。
5. 前記初期化期間、前記補償期間および前記書込期間において、前記発光素子が非発光状態となるように、前記駆動トランジスタのソースの電位が設定される、
   請求項４の発光装置。
6. 前記駆動トランジスタに対する前記データ電位の供給を停止する時点における前記データ電位の時間変化率と、前記発光素子に付随する容量の容量値との乗算値に相当する電流が、当該駆動トランジスタを流れるように、前記保持容量の両端間の電圧が設定される、
   請求項１から請求項５の何れかの発光装置。
7. 請求項１から請求項６の何れかの発光装置を具備する電子機器。
8. 発光素子と、前記発光素子に直列に接続される駆動トランジスタと、前記駆動トランジスタのゲートとソースとの間に介在する保持容量と、前記駆動トランジスタのゲートと当該画素回路に対応する信号線との間に配置される選択トランジスタと、を含む画素回路の駆動方法であって、
   書込期間が開始すると、前記選択トランジスタのゲートに供給する選択信号の電位を選択電位に設定することで前記選択トランジスタをオン状態にするとともに、当該画素回路の指定階調に応じた時間変化率で経時的に変化するデータ電位を前記信号線に出力することで、当該データ電位に応じた電流が前記駆動トランジスタを流れるようにし、
   その後、前記書込期間の終点に至るまでの期間において前記選択信号の電位を前記選択電位から経時的に変化させることで、前記選択トランジスタをオフ状態にして前記駆動トランジスタに対する前記データ電位の供給を停止するとともに、前記駆動トランジスタに対する前記データ電位の供給を停止する時点における前記データ電位の時間変化率が、当該画素回路の指定階調に対応した時間変化率となるように設定する、
   画素回路の駆動方法。
   

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