CN101110490A - 移相器和移相方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种移相器和移相方法，该移相器包括：第一乘法器单元，其输出通过将输入到所述第一乘法器单元的输入信号与基于同样输入到所述第一乘法器单元并指定所述输入信号的相移量的第一数字控制信号计算出的相乘值相乘而得到的第一输出信号；第二乘法器单元，其输出通过将输入到所述第二乘法器单元并具有与所述输入信号的相位正交的相位的正交输入信号与基于同样输入到所述第二乘法器单元并指定所述相移量的第二数字控制信号计算出的相乘值相乘而得到的第二输出信号；以及加法器/减法器单元，其基于与所述相移量相对应的第三数字控制信号，通过使用所述第一输出信号和所述第二输出信号执行加法或减法运算。

Description

移相器和移相方法

技术领域

本发明涉及一种移相器(phase shifter)和一种移相方法。

背景技术

移相器改变交流(AC)电压或交流电流的相位。移相器在众多的应用中使用。例如，在便携式电话中的移相器对从基站发送的电磁波的相位进行变换，从而提高接收从基站发送的电磁波的接收灵敏度。

为了响应广阔的需求，正在开发各种移相器，其中一些使用模拟信号，另一些使用数字信号。

与使用模拟信号的移相器相关的技术包括专利文献1中所公开的技术。与使用数字信号的移相器相关的技术包括专利文献2中所公开的技术。

专利文献1：英国专利说明书第1527603号

专利文献2：  日本特开平10-150363号公报

发明内容

在现有技术中使用模拟信号的移相器中，采用通过电位计等直接生成用于指定相移量的模拟信号的结构，由于电位计等的模拟特性，因而由电位计等生成的模拟信号的幅值和相位总是不能达到期望的值。因此，关于代表通过使用模拟信号对输入信号进行移相的程度的相移量，可能相对于期望的相移量(即理想值)产生较大误差。

另外，尽管现有技术中使用数字信号的移相器通过将输入信号与相当于上述模拟信号的数字信号数字相乘而对输入信号进行移相，但采用离散值的数字信号与模拟信号不完全一致。因此，现有技术中使用数字信号的移相器对输入信号进行移相的相移量相对于期望的相移量经常产生近似误差(analogous error)。

因此，现有技术中无论使用模拟信号还是使用数字信号的移相器具有会引发误差的内在要素，都不能进行高精度的移相。

因此，通过解决上述问题而完成的本发明提供一种能实现高精度的移相的新的改进的移相器以及新的改进的移相方法。

解决问题的手段

根据本发明的实施例，提供了一种移相器，其包括：第一乘法器单元，其输出通过将输入到第一乘法器单元的输入信号与基于同样输入到第一乘法器单元并定义输入信号的相移量的第一数字控制信号计算出的相乘值相乘而得到的第一输出信号；第二乘法器单元，其输出通过将输入到第二乘法器单元并具有与输入信号的相位正交的相位的正交输入信号与基于同样输入到第二乘法器单元并指定相移量的第二数字控制信号计算出的相乘值相乘而得到的第二输出信号；以及加法器/减法器单元，其对应于指定相移量的第三数字控制信号，通过使用第一输出信号和第二输出信号执行加法或减法运算。

移相器至少包括第一乘法器单元、第二乘法器单元和加法器/减法器单元。要进行移相的输入信号和指定输入信号的相移量的第一数字控制信号所输入的第一乘法器单元，将该输入信号与基于第一数字控制信号计算出的相乘值相乘。由于第一数字控制信号不直接用作与输入信号相乘的相乘值，因此与现有技术中使用数字信号的移相器不同，相乘结果不产生相对于理想值的近似误差。

具有与输入信号的相位正交的相位的正交输入信号和指定输入信号的相移量的第二数字控制信号所输入的第二乘法器单元，将正交输入信号与基于第二数字控制信号计算出的相乘值相乘。正如第一数字控制信号不直接用作第一乘法器单元中的相乘值，第二数字控制信号也不直接用作与正交输入信号相乘的相乘值，因此第二乘法器单元中得到的相乘结果也不产生相对于理想值的近似误差。

与输入信号的相移量对应的第三数字控制信号、从第一乘法器单元输出并表示相乘结果的第一输出信号和从第二乘法器单元输出并表示相乘结果的第二输出信号所输入的加法器/减法器单元，基于该第三数字控制信号，通过使用第一输出信号和第二输出信号执行加法或减法运算。第一输出信号和第二输出信号皆不产生相对于相应的理想值的近似误差。因此，通过使用第一输出信号和第二输出信号执行加法或减法运算而得到的输出信号，即通过对输入信号进行移相而得到的信号，实现了对输入信号移相期望的相移量的很高水平的移相精度。

另外，第一乘法器单元可以包括运算放大器、具有预定的输入电阻值的输入电阻器和基于第一数字控制信号选择特定反馈电阻值的反馈电阻器。在该第一乘法器单元中基于第一数字控制信号计算出的相乘值可以是反馈电阻器的反馈电阻值相对于输入电阻器的输入电阻值的比。

上述第一乘法器单元是包括运算放大器、具有预定的电阻值的输入电阻器和反馈电阻器的差动输入电路。在第一乘法器单元处，通过基于第一数字控制信号选择反馈电阻器的特定电阻值，可以基于第一数字控制信号改变反馈电阻相对于输入电阻的比的值。

从第一乘法器单元输出的第一输出信号表示通过将输入信号与代表反馈电阻相对于输入电阻的比的值相乘而得到的值。反馈电阻相对于输入电阻的比采用相对值。因此，只要输入电阻器和反馈电阻器是通过同一制造过程制造的，则即使输入电阻器和反馈电阻器存在绝对不一致，由于该绝对不一致的特性是相同的，因此可以使输入电阻器和反馈电阻器之间的相对不一致的程度最小化。结果，第一输出信号不会导致相对于理想值的近似误差。

另外，第二乘法器单元可以包括运算放大器、具有预定的电阻值的输入电阻器和基于第二数字控制信号选择特定电阻值的反馈电阻器。在该第二乘法器单元中基于第二数字控制信号计算出的相乘值可以是反馈电阻器的反馈电阻值相对于输入电阻器的输入电阻值的比。

上述第二乘法器单元是包括运算放大器、具有预定的电阻值的输入电阻器和反馈电阻器的差动输入电路。在第二乘法器单元处，通过基于第二数字控制信号选择反馈电阻器的特定电阻值，可以基于第二数字控制信号改变反馈电阻相对于输入电阻的比的值。

从第二乘法器单元输出的第二输出信号表示通过将正交输入信号与代表反馈电阻相对于输入电阻的比的值相乘而得到的值。反馈电阻相对于输入电阻的比采用相对值。因此，只要输入电阻器和反馈电阻器是通过同一制造过程制造的，则即使输入电阻器和反馈电阻器存在绝对不一致，由于该绝对不一致的特性是相同的，因此可以使输入电阻器和反馈电阻器之间的相对不一致的程度最小化。结果，第二输出信号不会导致相对于理想值的近似误差。

第一输出信号可以包括用作差动信号的第一正相(normal-phase)输出信号和第一逆相(opposite-phase)输出信号，第二输出信号可包括用作差动信号的第二正相输出信号和第二逆相输出信号。在这种情况下，加法器/减法器单元可基于第三数字控制信号，通过选择第一正相输出信号或第一逆相输出信号作为差动信号基准以对第一输出信号采用正相或逆相、并选择第二正相输出信号或第二逆相输出信号以对第二输出信号采用正相或逆相，来执行第一输出信号和第二输出信号的加法或减法运算。

从第一乘法器单元输出的第一输出信号是由第一正相输出信号和相位相对于该第一正相输出信号的相位移动了180°的第一逆相输出信号构成的差动信号。另外，从第二乘法器单元输出的第二输出信号是由第二正相输出信号和相位相对于该第二正相输出信号的相位移动了180°的第二逆相输出信号构成的差动信号。

第一乘法器单元和第二乘法器单元各自将输入信号或正交输入信号与代表反馈电阻相对于输入电阻的比的值相乘。由于电阻值必定取正值，因此代表反馈电阻相对于输入电阻的比的值也总是正的。加法器/减法器单元基于第三数字控制信号，通过选择第一正相输出信号或第一逆相输出信号作为差动信号基准，使第一输出信号的相位向前或向后移动。另外，加法器/减法器单元基于第三数字控制信号，通过选择第二正相输出信号或第二逆相输出信号作为差动信号基准，使第二输出信号的相位向前或向后移动。如上所述，加法器/减法器单元执行第一输出信号和第二输出信号的加法或减法运算。由于加法器/减法器单元通过使用差动信号执行加法/减法运算，因此即使当在第一输出信号或第二输出信号中产生噪声时，正相输出信号和逆相输出信号中产生的水平彼此相等的噪声也会抵消。结果，如上所述通过将噪声的不利影响最小化，移相器能够实现甚至更高水平的精度的移相。

移相器可以进一步包括控制信号生成单元，该控制信号生成单元基于表示相移量的数字控制信号输出第一数字控制信号、第二数字控制信号和第三数字控制信号。

控制信号生成单元基于表示相移量的数字控制信号，输出上述第一数字控制信号、第二数字控制信号和第三数字控制信号。装备有该控制信号生成单元的移相器能够响应于输入到该移相器的单个控制信号实现高精度移相，而不需要例如从移相器的外部输入三个控制信号，即第一数字控制信号、第二数字控制信号和第三数字控制信号。

根据上述本发明的实施例，一种移相方法包括以下步骤：将输入信号与基于用于定义输入信号的相移量的数字控制信号计算出的第一相乘值相乘；将具有与输入信号的相位正交的相位的正交输入信号与基于数字控制信号计算出的第二相乘值相乘；以及基于数字控制信号，通过使用将输入信号与第一相乘值相乘所产生的第一输出信号以及将正交输入信号与第二相乘值相乘所产生的第二输出信号，来执行加法或减法运算。

由于通过采用上述方法实现了相对于理想值误差极小的高精度移相，因此例如在接收从基站发送的电磁波的便携式电话中的接收灵敏度能够被提高到最大水平。

根据上述本发明的实施例，能够进行较高精度的移相。

附图说明

图1是在本发明的实施例中实现的移相器的框图；

图2是示出在本发明的实施例中关于相移量、数字控制信号、第一数字控制信号、第二数字控制信号和第三数字控制信号可能存在的关系的例子的图；

图3是示出在本发明的实施例的第一乘法器单元中当以30°的等级(step)来移相时可以采用的结构的例子的电路图；

图4是示出在本发明的实施例的第二乘法器单元中当以30°的等级来移相时可以采用的结构的例子的电路图；

图5是示出在本发明的实施例的加法器/减法器单元中可以采用的结构的例子的电路图；以及

图6示出在本发明的实施例的移相器中采用的移相方法的流程图。

具体实施方式

以下将参照附图详细说明本发明的优选实施例。注意，在本说明书和附图中，具有实质上相同的功能和结构的结构元件以相同附图标记表示，并省略对这些结构元件的重复说明。

在本发明的实施例中采用的移相原理

首先说明在本发明的实施例中采用的移相原理。将输入信号Vin1表示为Vin1＝A·cos(ωt)(A代表幅值而ωt代表相位)，将输入信号Vin1的相位移动X(X代表表示移相程度的相移量)而得到的输出信号Vout1如以下(1)所表示。

(表达式1)

Vout1＝B cos(ωt-X)

＝B{cos(ωt)cos(X)+sin(ωt)sin(X)}

＝A cos(ωt)V cos(X)+A sin(ωt)V sin(X)＝Vin1 Vcos(X)+A

sin(ωt)V sin(X)……(表达式1)

另外，余弦和正弦具有如以下(2)所表示的相位彼此偏移90°的关系。

(表达式2)

sin(X)＝cos(π/2-X)……(表达式2)

表达式1和表达式2表示，将输出信号Vout1计算为通过将输入信号Vin1＝A·cos(ωt)乘以信号V·cos(X)(以下称为“相乘信号(multiplication signal)”)而得到的值与通过将具有与输入信号Vin1的相位正交的相位的正交输入信号A·sin(ωt)乘以信号V·sin(X)(以下称为“正交相乘信号”)而得到的值的和。注意，表达式1中的B和V分别代表幅值。

另外，尽管可以在0°≤X≤360°的范围内移相，但基于基准角的原理，例如：cos(165°)＝-cos(15°)、cos(195°)＝-cos(15°)、cos(345°)＝cos(15°)，移相的整个范围实际上可以以不大于90°的角表示，即在0°≤X≤90°的范围内表示。换言之，在90°＜X≤360°的范围上的移相可通过执行表达式1中的加法或减法运算来实现。

因此，移相如下来实现：将输入信号Vin1和具有与输入信号Vin1的相位正交的相位的信号(以下称为“正交输入信号”)分别乘以幅值和相位彼此相同的余弦信号(即相乘信号V·cos(X))或正弦信号(即正交相乘信号V·sin(X))，然后使用该相乘所得到的值执行加法或减法运算。

注意，如(表达式2)所示，一旦确定了余弦值或正弦值中的一个，则可计算另一个的值。这意味着，尽管在以上进行的说明中将输入信号Vin1定义为A·cos(ωt)，但显然，可以通过将输入信号Vin 1定义为A·sin(ωt)而不是A·cos(ωt)来实现移相。

接下来对关于现有技术中的移相器需要解决的问题进行说明，从而强调本发明的实施例与现有技术的移相器之间的区别。

现有技术中使用模拟信号的移相器的问题

首先，说明现有技术中使用模拟信号的移相器中需要解决的问题。如前所述，为了将相位移动相移量X，必须将输入信号Vin1和正交输入信号分别与相乘信号V·cos(X)或正交相乘信号V·sin(X)相乘。在现有技术中使用模拟信号的移相器中，通过使用电位计等直接生成相乘信号V·cos(X)和正交相乘信号V·sin(X)，并通过使用由此生成的相乘信号V·cos(X)和正交相乘信号V·sin(X)对输入信号Vin1进行移相。

由于元件自身固有的模拟特性，通过电位计等生成的相乘信号V·cos(X)和正交相乘信号V·sin(X)的幅值和相位与各自的理想值V和X不一致，这就产生了显著的误差。另外，当输入信号Vin1与相乘信号V·cos(X)相乘或正交输入信号与正交相乘信号V·sin(X)相乘时，误差变得越大。这最终导致相移量的误差过大而超出有效移相的容许范围。

换言之，只要采用直接生成相乘信号V·cos(X)和正交相乘信号V·sin(X)的结构，则上述潜在误差的危险对于现有技术中使用模拟信号的移相器就是固有的。

现有技术中使用数字信号的移相器的问题

首先，说明现有技术中使用数字信号的移相器中需要解决的问题。与上述现有技术中使用模拟信号的移相器不同，现有技术中使用数字信号的移相器不通过直接生成相乘信号V·cos(X)和正交相乘信号V·sin(X)来执行模拟乘法运算。而是通过执行与相当于相乘信号V·cos(X)的数字信号Ci(Ci是i位信号，其中i代表正整数)和相当于正交相乘信号V·sin(X)的数字信号Si(Si是i位信号)的数字乘法运算来进行移相。当将输入信号Vin2＝A·cos(ωt)的相位移动例如22.5°时，输出信号Vout2如以下(3)所表示。

(表达式3)

$\mathrm{Vout}2=\mathrm{Vin}2\·\mathrm{Ci}+A\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\·\mathrm{Si}$

$=A\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\·5+A\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\·2$

$=\sqrt{5^2+2^2}A\{\frac{5}{\sqrt{5^2+2^2}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+\frac{5}{\sqrt{5^2+2^2}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\}$

$=\sqrt{5^2+2^2}A\{\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\·\cos \left({\tan }^{-1}\frac{2}{5}\right)+\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\·\sin \left({\tan }^{-1}\frac{2}{5}\right)\}$

$=B\·\cos (\mathrm{\ωt}-21.801\·\·\·)$

$\≅B\·\cos (\mathrm{\ωt}-22.5)$ ……(表达式3)

如表达式3所示，在期望的相移量与现有技术中使用数字信号的移相器中实现的实际相移量之间产生近似误差，这是因为在该移相器中使用的以数字数据构成的数字信号Ci和Si均采用离散值。

通过将数字信号Ci和Si的位数增加到足够大的程度从而提高分辨率，可减小该近似误差。然而，为了将分辨率提高到非常大的程度，现有技术中的移相器必须采用更大规模的电路结构。另外，即使将分辨率提高到足够大的程度也不能完全消除近似误差。因此，在现有技术中使用数字信号的移相器中，通常将特定的近似误差视为已知误差，并通过在移相后根据需要用单独的装置来校正该误差。

简而言之，由于在现有技术的使用数字信号的移相器中不能完全消除近似误差，因此在通过移相器移相后必须单独地校正该误差。

如上所述，潜在地产生误差的因素是现有技术中使用模拟信号或数字信号的移相器固有的，因此，无法期望它们在移相中确保高的精度。记住这一点，下面详细地说明本发明的优选实施例。

本发明的实施例

图1是在本发明的实施例中实现的移相器100的框图。

如图1所示，在本发明的实施例中实现的移相器100包括控制信号生成单元102、第一乘法器单元104、正交相位生成单元106、第二乘法器单元108和加法器/减法器单元110。

控制信号生成单元102通过使用从外部输入到它的数字控制信号C[0:N-1]生成第一数字控制信号C1[0:N-1]、第二数字控制信号C2[0:N-1]和第三数字控制信号C3[0:1]。N代表正整数，而[0:N-1]表示信号是N位的数字信号。

第一数字控制信号C1[0:N-1]是用于定义在第一乘法器单元104中使用的相乘值的信号，而第二数字控制信号C2[0:N-1]是用于定义在第二乘法器单元108中使用的相乘值的信号。另外，第三数字控制信号C3[0:1]是用于定义在加法器/减法器单元110处执行的运算种类的信号，即确定在加法器/减法器单元110处执行加法运算还是减法运算的信号。

图2是示出在本发明的实施例中在相移量X、数字控制信号C[0:N-1]、第一数字控制信号C1[0:N-1]、第二数字控制信号C2[0:N-1]和第三数字控制信号C3[0:1]之间可能存在的关系的例子的图。

如上所述，余弦值cos(X)和正弦值sin(X)相对于期望的相移量X是唯一地一一对应地确定的。在本发明的实施例中实现的移相器100中，定义对于期望的相移量X固有的数字控制信号C[0:N-1]，并且控制信号生成单元102输出用于第一乘法器单元104的第一数字控制信号C1[0:N-1]、用于第二乘法器单元108的第二数字控制信号C2[0:N-1]和用于加法器/减法器单元110的第三数字控制信号C3[0:1]。

因此，如图2所示，一旦将与移相器100可以进行移相的等级相对应的数字控制信号C[0:N-1]从外部输入到本发明的实施例的移相器100中，则可基于第一数字控制信号C1[0:N-1]、第二数字控制信号C2[0:N-1]和第三数字控制信号C3[0:1]进行移相。

例如，在图2示出的例子中以30°等级进行移相。在这种情况下，在移相器100中实现的相移量X可被调整到12个不同的相移量之一，并且数字控制信号C[0:N-1]只需为4位信号即C[0:3]即可。

显然，如图2所示，当以30°等级移相时使用的数字控制信号C[0:N-1]可以是5位或更多位的数字信号。

另外，相移量X、数字控制信号C[0:N-1]、第一数字控制信号C1[0:N-1]、第二数字控制信号C2[0:N-1]和第三数字控制信号C3[0:1]可以具有除图2所示的值所表示的关系之外的关系，且它们的关系可以任意地设置。

此外，尽管在图1所示的结构中，将数字控制信号C[0:N-1]从移相器100的外部输入到控制信号生成单元102，并且基于数字控制信号C[0:N-1]生成第一数字控制信号C1[0:N-1]、第二数字控制信号C2[0:N-1]和第三数字控制信号C3[0:1]，但本发明不限于该例子。例如，移相器100可以采用不包括控制信号生成单元102的结构，在这种情况下，第一数字控制信号C1[0:N-1]、第二数字控制信号C2[0:N-1]和第三数字控制信号C3[0:1]可从外部输入到移相器100中。

第一乘法器单元104将输入到移相器100以进行相移的输入信号Vin1与基于第一数字控制信号C1[0:N一1]计算出的并相当于上述相乘信号的相乘值相乘，并输出第一输出信号。与输入到移相器100的输入信号Vin1相乘的相乘值不是相乘信号本身，表达式1中的幅值V采用相当于V＝1.0000的值。第一乘法器单元104中采用的结构将在后面详细说明。

输入信号Vin1被输入到正交相位生成单元106，该正交相位生成单元106接着输出具有与输入信号Vin1的相位正交的相位的正交输入信号。

第二乘法器单元108将上述正交输入信号Vin1与基于第二数字控制信号C2[0:N-1]计算出的并相当于上述正交相乘信号的相乘值相乘，并输出第二输出信号。与正交输入信号Vin1相乘的相乘值不是正交相乘信号本身，表达式1中的幅值V采用相当于V＝1.0000的值。第二乘法器单元108中采用的结构稍后将详细说明。

注意，尽管图1所示的移相器100包括正交相位生成单元106，该正交相位生成单元106输出要输入到第二乘法器单元108的正交输入信号，但本发明不限于该结构例子，并且在没有装备正交相位生成单元106的移相器100中，可将从移相器100外部生成的正交输入信号输入到第二乘法器单元108。

加法器/减法器单元110基于第三数字控制信号C3[0:1]，通过使用从第一乘法器单元104输出并表示在第一乘法器单元104中已执行的乘法运算的结果的第一输出信号和从第二乘法器单元108输出并表示在第二乘法器单元108中已执行的乘法运算的结果的第二输出信号，来执行加法或减法运算，并输出相位相对于输入信号Vin1的相位移动了期望的相移量X的输出信号Vout1。加法器/减法器单元110中采用的具体结构将在稍后详细说明。

在本发明的实施例的移相器100中采用的上述结构使得移相器100可以对输入信号Vin1进行移相。接下来，说明第一乘法器单元104、第二乘法器单元108和加法器/减法器单元110的结构和功能。

在本发明的实施例中实现的第一乘法器单元的结构和功能

图3是示出在本发明的实施例的第一乘法器单元104中为了以30°等级进行移相而可以采用的结构的电路图。

如图3所示，本发明的实施例的第一乘法器单元104是差动输入电路，该差动输入电路包括：运算放大器OP1、彼此对称地设置并具有预定的输入电阻值的输入电阻器RinA、以及两组彼此对称地设置的反馈电阻器，其中每组反馈电阻器由均采用预定的反馈电阻值的反馈电阻器R1、R2和R3组成。采用与输入信号Vin1的相位一致的相位的正相信号(以下称作“第一正相输入信号”)Vin1A和具有相对于第一正相输入信号Vin1A的相位移动了180°的相位的逆相信号(以下称作“第一逆相输入信号”)Vin1 AX所输入的第一乘法器单元104，输出与第一正相输入信号Vin1A对应的输出信号(以下称作“第一正相输出信号”)Vout1A和与第一逆相输入信号Vin1AX对应的输出信号(以下称作“第一逆相输出信号”)Vout1AX。

第一乘法器单元104处的输入/输出关系，例如第一正相输入信号Vin1A和第一正相输出信号Vout1A之间的关系，可以如以下(4)中所表示。注意，尽管下面的表达式4表示第一正相输入信号Vin1A和第一正相输出信号Vout1A之间的关系，但第一逆相输入信号Vin1AX和第一逆相输出信号Vout1AX之间的关系也类似于表达式(4)所表示的关系。

(表达式4)

Vout1A＝反馈电阻器的反馈电阻值/输入电阻器的输入电阻值·Vin1A……(表达式4)

如上所述，第一乘法器单元104将第一正相输入信号Vin1A与反馈电阻值相对于输入电阻值的比相乘，并且还将第一逆相输入信号Vin1AX与反馈电阻相对于输入电阻的比相乘。

另外，第一乘法器单元104包括使运算放大器OP1有效/无效的开关SW0、分别连接至彼此对称地设置的反馈电阻器R1中的一个的开关SW1、分别连接至彼此对称地设置的反馈电阻器R2中的一个的开关SW2、以及分别连接至彼此对称地设置的反馈电阻器R3中的一个的开关SW3。开关SW0、SW1、SW2和SW3基于第一数字控制信号C1[0:3]接通/断开，从而将特定的开关设为接通状态。

例如，在图3所示的例子中，输入与相移量150°相对应的数字信号[0100]₂([]₂表示二进制符号)，作为第一数字控制信号C1[0:3]。开关SW0基于第一数字控制信号C1[0:3]的第一位的值接通/断开，开关SW1基于第一数字控制信号C1[0:3]的第二位的值接通/断开。同样地，开关SW2和开关SW3分别基于第一数字控制信号C1[0:3]的第三位和第四位的值接通/断开。

注意，在图3所示的例子中，尽管当相应位的值设为0时将给定开关(给定开关对)断开并且当相应位的值设为1时将该开关(该开关对)接通，但本发明不限于该例子。换言之，开关可以在相应的位设为0时接通而在相应的位设为1时断开。

因此，在第一乘法器单元104中，可以通过基于第一数字控制信号C1[0:3]选择性地切换到特定的反馈电阻值，来改变反馈电阻相对于输入电阻的比的值。结果，在第一乘法器单元104中，也可以通过改变反馈电阻相对于输入电阻的比的值，来改变相当于相乘信号的相乘值。

如图2所示，与期望的相移量X对应的余弦值cos(X)和正弦值sin(X)是唯一地一一对应地确定的。因此，通过基于第一数字控制信号C1[0:3]对于反馈电阻相对于输入电阻的比选择与相移量X对应的值，第一乘法器单元104能够输出期望的相乘值，即理想的相乘值。例如，通过对输入电阻器RinA和反馈电阻器R1、R2和R3设置表示为R1＝0.5000×RinA、R2＝0.8660×RinA以及R3＝1.0000×RinA的关系，并且还使得运算放大器OP1有效/无效，当基于第一数字控制信号C1[0:3]使开关SW0～SW3接通/断开时，能够以30°等级进行移相。注意，如果运算放大器OP1通过接通开关SW0而无效，则没有信号从第一乘法器单元104输出，从而表示余弦值cos(X)或正弦值sin(X)为0。

例如，在图3中，将数字信号[0100]₂输入到第一乘法器单元104，作为第一数字控制信号C1[0:3]。因此，第一乘法器单元104基于第一数字控制信号输出第一正相输出信号Vout1A＝0.8660×Vin1A和第一逆相输出信号Vout1AX＝0.8660×Vin1AX。

注意，反馈电阻器R1、R2和R3与输入电阻器RinA的关系不限于上述关系，作为替代可以选择表示为例如R1＝1.0000×RinA、R2＝0.8660×RinA以及R3＝0.5000×RinA的关系。在这种情况下，也可以通过对应于所选择的反馈电阻器R1、R2和R3与输入电阻器RinA的关系调整第一数字控制信号C1[0:3]，以30°等级进行移相。

另外，显然：通过与期望的移相等级相对应地增加反馈电阻器与开关的数量，对于各反馈电阻器对设置特定的电阻值以使反馈电阻相对于输入电阻器RinA的电阻值的比确定与给定相移量X对应的cos(X)和sin(X)的值，并基于第一数字控制信号C1[0:N-1]控制各个开关，可以以任意的移相等级进行移相。

输入电阻器RinA和反馈电阻器R1、R2和R3中的每一个所采用的各电阻值可能产生绝对不一致。然而，只要输入电阻器RinA和反馈电阻器R1、R2和R3是通过例如同一制造过程制造的，则关于输入电阻器RinA和反馈电阻器R1、R2和R3可能产生的绝对不一致的特性将彼此相同。因此，反馈电阻器R1、R2和R3的反馈电阻与输入电阻器RinA的输入电阻的比中的不一致，即相对不一致的程度，可被减小到非常低的水平。

第一乘法器单元104将第一正相输入信号Vin1A和第一逆相输入信号Vin1AX与反馈电阻值相对于输入电阻值的比相乘。因此，即使当电阻值中的绝对不一致的程度太大以至于无法容忍时，反馈电阻值与输入电阻值的比中的相对不一致，即特定的反馈电阻值相对于输入电阻值的比的相对误差也可被减小到非常低的水平。结果，基于反馈电阻值相对于输入电阻值的比，余弦值cos(X)和正弦值sin(X)对应于期望的相移量X、以非常小的误差唯一地一一对应地确定。

结果，本发明实施例的将第一正相输入信号Vin1A和第一逆相输入信号Vin1AX与反馈电阻值相对于输入电阻值的比相乘的第一乘法器单元104，能够提供如表达式1所示的理想的相乘结果。

本发明的实施例中实现的第二乘法器单元的结构和功能

图4是示出在本发明的实施例的第二乘法器单元108中为了以30°等级进行移相而可以采用的结构的电路图。

如图4所示，本发明的实施例中的第二乘法器单元108是差动输入电路，该差动输入电路包括：运算放大器OP2、彼此对称地设置并具有预定的输入电阻值的输入电阻器RinB、以及两组彼此对称地设置的反馈电阻器，其中每组反馈电阻器由各自采用预定反馈电阻值的反馈电阻器R5、R6和R7组成。采用与正交输入信号的相位一致的相位的正相信号(以下称作“第二正相输入信号”)Vin1B和具有相对于第二正相输入信号Vin1B的相位移动了180°的相位的逆相信号(以下称作“第二逆相输入信号”)Vin1BX所输入的第二乘法器单元108，输出与第二正相输入信号Vin1B相对应的输出信号(以下称作“第二正相输出信号”)Vout1B和与第二逆相输入信号Vin1BX相对应的输出信号(以下称作“第二逆相输出信号”)Vout1BX。

另外，采用与上述第一乘法器单元104的结构类似的结构的第二乘法器单元108，包括使运算放大器OP2有效/无效的开关SW4、分别连接至彼此对称地设置的反馈电阻器R5中的一个的开关SW5、分别连接至彼此对称地设置的反馈电阻器R6中的一个的开关SW6、以及分别连接至彼此对称地设置的反馈电阻器R7中的一个的开关SW7。开关SW4、SW5、SW6和SW7基于第二数字控制信号C2[0:3]接通/断开，从而将特定的开关设为接通状态。

第二乘法器单元108处的输入/输出关系，例如第二正相输入信号Vin1B和第二正相输出信号Vout1B之间的关系，可以如以下(5)中所表示。注意，尽管下面的表达式5表示第二正相输入信号Vin1B和第二正相输出信号Vout1B的之间的关系，但第二逆相输入信号Vin1BX和第二逆相输出信号Vout1BX之间的关系也类似于表达式5所表示的关系。

(表达式5)

Vout1B＝反馈电阻值/输入电阻值·Vin1B……(表达式5)

如上所述，第二乘法器单元108将第二正相输入信号Vin1B与反馈电阻值相对于输入电阻值的比相乘，并且还将第二逆相输入信号Vin1BX与反馈电阻相对于输入电阻的比相乘。

如表达式5所示的第二乘法器单元108中实现的相乘功能与之前参照表达式4说明的第一乘法器单元104的相乘功能类似。因此，在第二乘法器单元108中，可以通过基于第二数字控制信号C2[0:3]选择性地切换到特定的反馈电阻值，来改变反馈电阻相对于输入电阻的比的值。结果，在第二乘法器单元108中，也可以通过改变反馈电阻相对于输入电阻的比的值，来改变相当于正交相乘信号的相乘值。

因此，通过基于第二数字控制信号C2[0:3]，对反馈电阻相对于输入电阻的比选择与相移量X相对应的值，第二乘法器单元108能够输出期望的相乘值，即理想的相乘值。例如，通过对输入电阻器RinB和反馈电阻器R5、R6和R7设置表示为R5＝0.5000×RinB、R6＝0.8660×RinB以及R7＝1.0000×RinB的关系，并且还使得运算放大器OP2有效/无效，当基于第二数字控制信号C2[0:3]使开关SW4～SW7接通/断开时，能够以30°等级进行移相。注意，如果通过接通开关SW4使运算放大器OP2无效，则没有信号从第二乘法器单元108输出，从而表示余弦值cos(X)或正弦值sin(X)为0。

例如，在图4中，将与相移量150°相对应的数字信号[0010]₂输入到第二乘法器单元108，作为第二数字控制信号C2[0:3]。因此，第二乘法器单元108基于第二数字控制信号，输出第二正相输出信号Vout1B＝0.5000×Vin1B和第二逆相输出信号Vout1BX＝0.5000×Vin1BX。

注意，反馈电阻器R5、R6和R7与输入电阻器RinB的关系不限于上述关系，作为替代可以选择表示为例如R5＝0.8660×RinB、R6＝1.0000×RinB以及R7＝0.5000×RinB的关系。在这种情况下，通过对应于所选择的反馈电阻器R5、R6和R7与输入电阻器RinB的关系调整第二数字控制信号C2[0:3]，也可以以30°等级进行移相。

另外，显然：通过对应于期望的移相等级增加反馈电阻器和开关的数量，对于各反馈电阻器对设置特定的电阻值使得反馈电阻相对于输入电阻器RinB的电阻值的比确定与给定相移量X相对应的cos(X)和sin(X)的值，并基于第二数字控制信号C2[0:N-1]控制各开关，能够以任意的移相等级进行移相。

输入电阻器RinB和反馈电阻器R5、R6和R7所采用的各电阻值均可能产生绝对不一致。然而，只要输入电阻器RinB和反馈电阻器R5、R6和R7通过例如同一制造过程制造，则关于输入电阻器RinB和反馈电阻器R5、R6和R7可能产生的绝对不一致的特性将彼此相同。因此，反馈电阻器R5、R6和R7的反馈电阻与输入电阻器RinB的输入电阻的比的不一致，即相对不一致的程度，可被减小到非常低的水平。

采用与上述第一乘法器单元104的结构类似的结构的第二乘法器单元108，将第二正相输入信号Vin1B和第二逆相输入信号Vin1BX与反馈电阻值相对于输入电阻值的比相乘。因此，即使当电阻值中的绝对不一致的程度太大以至于无法容忍时，反馈电阻值相对于输入电阻值的比中的相对不一致，即反馈电阻值相对于输入电阻值的比的相对误差可被减小到非常低的水平。结果，基于特定的反馈电阻值相对于输入电阻值的比，余弦值cos(X)和正弦值sin(X)对应于期望的相移量X、以非常小的误差唯一地一一对应地确定。

结果，本发明实施例的将第二正相输入信号Vin1B和第二逆相输入信号Vin1BX与反馈电阻值相对于输入电阻值的比相乘的第二乘法器单元108，能够提供如表达式1所示的理想的相乘结果。

本发明的实施例中实现的加法器/减法器单元的结构和功能

图5是示出在本发明的实施例的加法器/减法器单元110中可以采用的结构例子的电路图。

如图5所示，加法器/减法器单元110包括：基准电源线VCC；地GND；包括电阻器R8和R9、nMOS(negative metal oxidesemiconductor，阴极金属氧化物半导体)晶体管M1～M8和晶体管Tr1～Tr8的发射极接地电路；使得该发射极接地电路动作的开关SW8、SW8X、SW9和SW9X；nMOS晶体管M9～M12和电流源Ibias1～Ibias4。注意，尽管图5中的结构包括nMOS晶体管M1～M12，但本发明不限于该例子，作为替代，加法器/减法器单元可包括pMOS(positive metal oxide semiconductor，阳极金属氧化物半导体)晶体管等。

将第一正相输出信号Vout1A、第一逆相输出信号Vout1AX、第二正相输出信号Vout1B和第二逆相输出信号Vout1BX输入到发射极接地电路。发射极接地电路输出与发射极接地电路的状态相对应的输出信号Vout1、以及具有相对于输出信号Vout1的相位移动了180°的相位的逆相输出信号Vout1X。接下来说明输出信号Vout1。

如表达式4和表达式5所示，由于第一乘法器单元104和第二乘法器单元108各自将输入信号与反馈电阻值相对于输入电阻值的比相乘，因此它们都使用正值执行乘法运算。因此，如果目标移相需要Vin1×cos(150°)＝Vin1×{-cos(30°)}＝-0.8660×Vin1等负的相乘结果，则加法器/减法器单元110基于第三数字控制信号C3[0:1]，选择第一正相输出信号Vout1A或第一逆相输出信号Vout1AX作为差动信号基准，并选择第二正相输出信号Vout1B或第二逆相输出信号Vout1BX作为差动信号基准，从而将负的相乘结果用于移相。

在图5中，将与相移量150°相对应的数字信号[01]₂作为第三数字控制信号C3[0:1]输入到加法器/减法器单元110。开关SW8基于第三数字控制信号C3[0:1]的第一位所取的值而接通/断开，开关SW9基于第三数字控制信号C3[0:1]的第二位所取的值而接通/断开。尽管开关SW8X如开关SW8基于第三数字控制信号C3[0:1]的第一位所取的值而接通/断开，但它的接通/断开状态与开关SW8的接通/断开状态相反。同样地，开关SW9X的接通/断开状态与开关SW9的接通/断开状态相反。

注意，尽管在图5所示的例子中基于两位的第三数字控制信号C3[0:1]控制4个开关，但本发明不限于该例子，作为替代，可以基于四位的第三数字控制信号C3[0:3]控制各开关。另外，显然：第三数字控制信号可由任意的位数构成。

在图5的加法器/减法器单元110，响应于第三数字控制信号C3[0:1]，接通开关SW8和SW9X并断开开关SW8X和SW9。此时，连接至晶体管TR3和TR4的发射极侧的nMOS晶体管M3和M4以及连接至晶体管TR5和TR6的发射极侧的nMOS晶体管M5和M6动作。另一方面，连接至晶体管TR1和TR2的发射极侧的nMOS晶体管M1和M2以及连接至晶体管TR7和TR8的发射极侧的nMOS晶体管M7和M8不动作。因此，输出输出信号Vout1-Vout1X，其中Vout1-Vout1X表示为：Vout1-Vout1X＝C×{(Vout1AX-Vout1A)+(Vout1B-Vout1BX)}＝C×{-(Vout1A-Vout1AX)+(Vout1B-Vout1BX)}(C代表幅值)。

例如，当输入信号Vin1经过相移量150°的移相时，表达式1的第一项计算为：Vin1×cos(150°)＝-Vin1×cos(30°)＝-0.8660×Vin1，其取负值。表达式1的第二项计算为：A·sin(ωt)×sin(150°)＝A·sin(ωt)×sin(30°)＝0.5000×A·sin(ωt)，其取正值。如上所述，由于如表达式4所示，第一乘法器单元104在乘法运算中使用反馈电阻值相对于输入电阻值的比，因此其使用正值执行乘法运算。因此，加法器/减法器单元110计算第一逆相输出信号Vout1AX＝Vin1xcos(210°)＝-0.8660×Vin1和被选择为差动信号基准的第二正相输出信号Vout1B＝A·sin(ωt)×sin(150°)＝A·sin(ωt)×sin(30°)＝0.5000×A·sin(ωt)的和，其中第一逆相输出信号Vout1AX的相位相对于被选择为差动信号基准的第一正相输出信号Vout1A＝Vin1×cos(30°)＝0.8660×Vin1的相位移动了180°，从而以150°的相移量移动输入信号Vin1的相位。由于在本发明的实施例中使用的相乘值是反馈电阻值相对于输入电阻值的比，因此将表达式1中的幅值V设为1.0000。然而，显然幅值V可设置为其它任意值。

如上所述，加法器/减法器单元110基于第三数字控制信号C3[0:1]，选择第一正相输出信号Vout1A或第一逆相输出信号Vout1AX作为最优的差动信号基准，选择第二正相输出信号Vout1B或第二逆相输出信号Vout1BX作为最优的差动信号基准，于是能够执行最优运算，即加法或减法运算。结果，能够以与图2所示的移相等级设置相对应的相移量中的任意相移量来移相。

注意，尽管以上参照输出信号Vout1给出了说明，但对于具有相对于输出信号Vout1的相位移动了180°的相位的逆相输出信号Vout1X，也可以以类似的方式执行加法或减法运算。

如上所述，第一正相输出信号Vout1A、第一逆相输出信号Vout1AX、第二正相输出信号Vout1B和第二逆相输出信号Vout1BX均表示与如表达式1所示计算出的理想的相乘结果基本相等的相乘值。结果，从加法器/减法器单元110输出并表示通过使用这些相乘值在加法器/减法器单元中执行加法或减法运算的结果的输出信号Vout1，是经过了如表达式1所示的理想的移相的输出信号。

如上所述，在本发明的实施例中实现的移相器100基于第一数字控制信号C1[0:N-1]和第二数字控制信号C2[0:N-1]改变第一乘法器单元104和第二乘法器单元108中用作相乘值的、代表反馈电阻值相对于输入电阻值的比的值，从而得到如表达式1所示的理想的相乘值。然后，基于第三数字控制信号C3[0:1]，通过使用从第一乘法器单元1 04输出的相乘结果和从第二乘法器单元108输出的相乘结果执行加法或减法运算。

因此，本发明的实施例中的移相器100总能够执行如表达式1所示的高精度理想的移相，而不会如在现有技术的使用模拟信号或数字信号的移相器中容易产生相移量误差一样产生相移量误差。

移相方法

接下来，参照图6说明在上述本发明的实施例的移相器中采用的移相方法。

图6示出了在本发明的实施例的移相器中进行的移相的流程图。

首先，当要进行移相的输入信号被输入到移相器中时，移相器基于指定将对该输入信号进行移相的相移量的数字控制信号，将该输入信号和与期望的相移量相对应的第一相乘值相乘(S200)。在该步骤中使用的第一相乘值是电阻值的比，因此只要用于计算电阻值的比的电阻器通过例如同一制造过程制造，则在用于计算电阻值的比的电阻器的电阻值中的任何不一致的特性将是相同的，因此不会产生相乘值相对于理想值的误差。

基于数字控制信号，移相器将具有相对于输入信号的相位移动了90°的相位的正交输入信号与相当于期望的相移量的第二相乘值相乘(S202)。在该步骤中使用的第二相乘值是电阻值的比，因此只要用于计算该电阻值的比的电阻器通过例如同一制造过程制造，则用于计算该电阻值的比的电阻器的电阻值中的任何不一致的特性是相同的，因此不会产生相乘值相对于理想值的误差。

移相器基于数字信号，通过使用在步骤S200中将输入信号与第一相乘值相乘后输出的第一输出信号和在步骤S202中将正交输入信号与第二相乘值相乘而输出的第二输出信号，来执行加法或减法运算(S204)。然后，移相器输出相位相对于输入信号的相位移动了的输出信号，其是使用第一输出信号和第二输出信号执行加法或减法运算的结果。通过选择与第一输出信号相对应的正相信号或逆相信号中的任意一个作为差动信号基准，并选择与第二输出信号相对应的正相信号或逆相信号中的任意一个作为差动信号基准，来执行该加法或减法运算。

注意，由于在步骤S204中通过使用相对于各理想值不产生误差的第一输出信号和第二输出信号来执行加法或减法运算，因此从移相器提供的输出信号自然也就没有相对于理想值的误差。

通过采用以上参照流程图说明的移相方法，本发明的实施例中的移相器对输入信号进行移相。该移相方法使得本发明的实施例中的移相器能够进行高精度、理想的移相。

本领域技术人员应当理解：根据设计需要和其他因素可以做出各种修改、组合、子组合和变更，只要它们在所附权利要求书或其等同的范围内即可。

例如，图3所示的本发明的实施例中的乘法器单元104包括采用特定电阻值的输入电阻器和采用与各移相等级相对应的不同电阻值的多个反馈电阻器，从而改变反馈电阻值相对于输入电阻值的比的值。然而，本发明的实施例中的乘法器单元也可采用除此之外的结构，并可以包括采用预定电阻值的反馈电阻器和采用与各移相等级相对应的不同电阻值的多个输入电阻器。通过在多个输入电阻值中选择特定的输入电阻值，只要表示反馈电阻值相对于输入电阻值的比的值与各移相等级相对应，则与本发明的实施例中实现的乘法器单元104的情况相同，也能够输出理想的相乘值。

另外，图3所示的本发明的实施例中的乘法器单元104包括采用与各移相等级相对应的不同电阻值的多个反馈电阻器，从而可以改变代表反馈电阻值相对于输入电阻值的比的值。然而，本发明的实施例中的乘法器单元可以采用除此之外的结构，该结构可由例如能够响应于数字控制信号而改变电阻值的元件构成。

此外，尽管图3所示的本发明的实施例中的乘法器单元104基于第一数字控制信号选择特定的反馈电阻值，但本发明不限于该例子，并且可以响应于输入到乘法器单元104的模拟信号，在各种反馈电阻值中选择特定的反馈电阻值。由于仍基于反馈电阻值相对于输入电阻值的比而执行乘法运算，因此实施例中的乘法器通过基于同样输入到乘法器单元104的模拟信号在不同反馈电阻值中选择特定的反馈电阻值，应当能够输出理想的相乘值。

显然：在图4所示的本发明的实施例中的乘法器单元108中，也可以同样有效地采用上述变形。

应当理解：上述结构可由本领域技术人员容易地构想出，并且它们落在本发明所附权利要求书或其等同的范围内。

本发明包含2006年7月20日在日本专利局提交的日本专利申请JP2006-198713的主题，其全部内容通过引用包含于此。

Claims (6)

1.一种移相器，包括：

第一乘法器单元，其输出通过将输入到所述第一乘法器单元的输入信号与基于同样输入到所述第一乘法器单元并指定所述输入信号的相移量的第一数字控制信号计算出的相乘值相乘而得到的第一输出信号；

第二乘法器单元，其输出通过将输入到所述第二乘法器单元并具有与所述输入信号的相位正交的相位的正交输入信号与基于同样输入到所述第二乘法器单元并指定所述相移量的第二数字控制信号计算出的相乘值相乘而得到的第二输出信号；以及

加法器/减法器单元，其基于与所述相移量相对应的第三数字控制信号，通过使用所述第一输出信号和所述第二输出信号执行加法或减法运算。

2.根据权利要求1所述的移相器，其特征在于，

所述第一乘法器单元包括：

运算放大器；

具有预定的输入电阻值的输入电阻器；和

基于所述第一数字控制信号选择特定反馈电阻值的反馈电阻器；以及

所述第一乘法器单元计算所述反馈电阻值相对于所述输入电阻值的比，作为基于所述第一数字控制信号计算出的所述相乘值。

3.根据权利要求1所述的移相器，其特征在于，

所述第二乘法器单元包括：

运算放大器；

具有预定的输入电阻值的输入电阻器；和

基于所述第二数字控制信号选择特定反馈电阻值的反馈电阻器；以及

所述第二乘法器单元计算所述反馈电阻值相对于所述输入电阻值的比，作为基于所述第二数字控制信号计算出的所述相乘值。

4.根据权利要求1所述的移相器，其特征在于，

所述第一输出信号包括用作差动信号的第一正相输出信号和第一逆相输出信号；

所述第二输出信号包括用作差动信号的第二正相输出信号和第二逆相输出信号；以及

所述加法器/减法器单元基于所述第三数字控制信号，通过选择所述第一正相输出信号或所述第一逆相输出信号作为差动信号基准以对所述第一输出信号采用正相或逆相，并选择所述第二正相输出信号或所述第二逆相输出信号作为差动信号基准以对所述第二输出信号采用正相或逆相，来执行所述第一输出信号和所述第二输出信号的加法或减法运算。

5.根据权利要求1所述的移相器，其特征在于，还包括：

控制信号生成单元，其基于表示所述相移量的数字控制信号，输出所述第一数字控制信号、所述第二数字控制信号和所述第三数字控制信号。

6.一种移相方法，包括以下步骤：

将输入信号与基于指定所述输入信号的相移量的数字控制信号计算出的第一相乘值相乘；

将具有与所述输入信号的相位正交的相位的正交输入信号与基于所述数字控制信号计算出的第二相乘值相乘；以及

基于所述数字控制信号，通过使用将所述输入信号与所述第一相乘值相乘而产生的第一输出信号以及将所述正交输入信号与所述第二相乘值相乘而产生的第二输出信号，来执行加法或减法运算。

Images