CN101102132A - 无线电通信系统中的符号定时偏移估计方法 - Google Patents

Abstract

根据本发明，提出了一种无线电通信系统中的符号定时偏移方法，所述方法包括步骤：确定与接收到的各个符号相对应的已知导频频率点上的信道频率响应值；对各个符号进行组合以形成完整导频图案；以及针对形成完整导频图案的各个符号的组合，利用所述信道频率响应值构造信道频率响应序列，以获取符号定时偏移值。

Description

无线电通信系统中的符号定时偏移估计方法

技术领域

本发明涉及一种无线电通信系统的符号定时偏移估计方法，特别适合于DRM系统，该方法具有更大的估计范围和更小的错误估计概率。

背景技术

DRM系统(世界数字无线电广播系统)是一种新型的数字无线广播系统，它是短波、中波以及长波调幅广播频段的唯一的通用型非专利数字无线电广播系统。在同样的覆盖范围条件下，DRM发射机功率比传统模拟发射机功率低6-9dB，数字广播比模拟广播的同邻频保护率低，抗多径干扰能力强，便于移动接收；音质可以达到CD或调频立体声的质量；能够提供附加数据和多媒体信息。与DAB相比，它的接收机价格更容易被广大听众所接受。它的出现是30MHz以下频段广播复兴的标志，而且目前已经成为国际标准。

DRM系统采用了正交频分复用(OFDM)技术。OFDM可以看作是一种特殊的多载波技术。与单载波系统相比，多载波系统的同步更为复杂。与其它的多载波系统相比，DRM系统的短波信道传输环境则更为恶劣，表现在：更大的时延扩展、更强的时延信号功率、更大的相对多普勒扩展和存在多普勒频移等。因此，DRM系统的同步算法设计将更为复杂和具有挑战性。

在DRM接收机中，同步可以被划分为五个任务，即强健模式检测、符号定时同步、载波频率同步、采样钟同步和帧定时同步，如图1所示。在DRM系统中，符号定时同步可以被划分为三个主要的部分：粗符号定时估计(捕获阶段)、粗符号定时偏移估计(捕获阶段)和精符号定时偏移估计(跟踪阶段)。本申请将专注于DRM系统的符号定时偏移估计技术。

符号定时偏移估计的主要目的是：1)在同步捕获阶段，估计粗符号定时同步后剩余的大的符号定时偏移；2)在同步跟踪阶段，估计由于采样钟频率偏移引起的小的符号定时位置滑动。

本申请分析了当前的符号定时偏移估计方法以及其应用于DRM系统时存在的问题，在此基础上，提出了一种适用于DRM系统的有效的符号定时偏移估计方法。

通常，DRM系统具有四种强健模式，即模式A、B、C和D。表1列出了这四种强健模式的典型用途。

表1强健模式的典型用途

强健模式	典型传播环境
		A	高斯信道，有轻微的衰落
B	时间和频率选择性信道，有比较大的时延扩展
		C	同强健模式B，但有更大的多普勒扩展
C	同强健模式B，但有严重的时延扩展和多普勒扩展

对应于不同的强健模式，定义了不同的OFDM参数集，如表2所示。

表2 OFDM信号参数

在表2中，T_s表示OFDM符号的持续时间，T_s表示保护间隔的持续时间，T_u表示OFDM符号有用部分的持续时间，T表示基本的时间周期，等于83(1/3)μs。如果以T作为时间单位，则对应于四种模式A、B、C和D，其保护间隔的长度依次等于32、64、64和88。同理，有用部分的长度依次等于288、256、176和112。基于上述参数，可以确定IFFT和FFT的长度。通常，IFFT和FFT的长度是有用部分长度的整数倍，而4倍是一个常用的参数。在这种条件下，IFF和FFT的长度依次等于288×4＝1152、256×4＝1024、176×4＝704和112×4＝448。表3列出了一个实际的DRM接收机采用的参数值。

表3一组实际的OFDM参数值

参数	模式A	模式B	模式C	模式D
					保护间隔的长度(Ng)	128	256	256	352
有用部分的长度(Nu)	1152	1024	704	448
					IFFT长度	1152	1024	704	448

基于信道频率响应和逆傅立叶变换(IDFT)的传统方法1被认为是一种有效的OFDM符号定时偏移估计方法(参考文献Baoguo Yang，Khaled Ben Letaief，Roger S.Cheng，et al.Timing recovery forOFDM transmission.IEEE Journal on Selected Areas inCommunications.Vol.18，No.11，2278-2290)。但是当把传统方法1应用在DRM系统时，我们发现其存在两个明显的缺点：

(1)估计范围小。传统方法1的最大偏移估计范围等于一个OFDM符号中的增益导频数目，而DRM系统中增益导频数目非常有限。例如，表4列出了模式B下的各种频谱带宽的增益导频图案中每个OFDM符号所包括的增益导频数目。注意模式B的完整增益导频图案中包含3个OFDM符号的增益导频。

表4增益导频数目

模式B	频谱带宽
							0	1	2	3	4	5
	增益导频数目	16，15，15	18，17，17	31，30，31	35，34，35	61，62，61							68，69，69

从表4我们可以看出，对于模式B的带宽类型3，其包含的增益导频数目分别为35、34和35。对于带宽类型0，其包含的增益导频数目则更少。考虑到模式B的保护间隔长度等于256，因此在粗符号定时同步后，剩余的符号定时偏移非常有可能大于这些导频数目。这种情况下，有两种解决思路：1)采用新的更加精确的粗符号定时估计方法；2)或者提高符号定时偏移估计方法的估计范围。如所知道的，粗符号定时估计的主要目的是确保估计的定时位置不落入码间干扰区域，精确的估计不是粗符号定时的目的。因此，一个切实可行的方法是设法提高符号定时偏移估计方法的估计范围。

(2)存在太多的IDFT长度。传统方法1的IDFT长度就等于增益导频数目。从表4可以看出，仅仅模式B就需要12种IDFT长度。显然，这会增加硬件实现的负担，因为需要为每种IDFT长度设计运算单元。另外，注意到这些IDFT长度通常都不是2的整数幂，因此快速傅立叶变换算法将不能被采用。

为了克服上述两个缺点，传统方法2(参考文献Kurpiers，A.，Fischer V.：Open-Source Implementation of a Digital RadioMondiale(DRM)Receiver，9th International IEE Conference on HFRadio Systems and Techniques，Bath，United Kingdom，June 2003，86-90)提出了一种改进的方法。其具有以下两个优点：

1)每种模式都对应一个固定的IDFT长度。这意味着DRM接收机只需要设计四种IDFT运算单元。

2)更大的估计范围。

但是，我们发现传统方法2的最大估计范围仍然不能够满足DMR接收机的需要。为了克服这个缺点，将提出一种本发明的符号定时偏移估计方法。在细讨论本发明的方法之前，我们首先介绍传统方法2。

系统模型：考虑一个DRM系统，具有N_u个有用子载波。这些子载波的序号位于区域[K_min，K_max]，这里K_min表示最小序号，K_max表示最大序号。K_max大于K_min，且K_max总是一个正数。对于频谱类型0和1，K_min是一个正数，而对于其它频谱类型，K_min是一个负数。例如，对于模式B和频谱类型1，K_min＝1，K_max＝103和N_u＝103；而对于模式B和频谱类型3，K_min＝-103，K_max＝103和N_u＝206。

假设FFT的长度为N，且N大于N_u。不失一般性，我们假设N是一个偶数。虽然同一模式不同频谱类型的有用子载波数目N_u是不同的，但每种模式的IDFT长度是固定的，即等于N。

我们用X_s，k，k∈[K_min，K_max]表示调制的符号，这里s表示OFDM符号序号，k表示子载波序号。注意，根据DRM规范(参考文献ETSIStandard.ETSI ES 201 980.V2.1.1.2004-06)，调制的符号包括导频符号、控制符号和数据符号。导频符号被进一步划分为频率导频、时间导频和增益导频。在这些导频中，增益导频将被用于符号定时偏移估计。

不同的OFDM符号包含不同的增益导频数目。我们假设M个增益导频等间隔的分布在N_u个子载波上。P表示第s个OFDM符号的增益导频的位置集合，P＝{p₀，p₁，…，p_M-1)。集合P可以看作是集合[K_min，K_max]的一个子集。值p_k，k＝0，1，…，M-1等间隔地增加。对于不同的模式，这个间隔是不同的。四个模式的间隔分别等于20、6、4和3。

在传统方法2中，在粗符号定时同步完成后，需要估计剩余的符号定时偏移。我们假设这个符号定时偏移由物理信道引入，且信道的第一条路径延迟等于-θ。因此，符号定时偏移估计的任务可以被转换为首条路径时间延迟的估计问题。这是一个重要的前提。用

k∈[K_min，K_max]表示第5个接收的OFDM符号的子符号。

增益导频主要用于接收机估计信道响应。通常采用最小二乘(LS)法估计这些增益导频频率点的信道频率响应，即

${\hat{H}}_{s,k}^1={\hat{X}}_{s,p_k}/X_{s,p_k},k=\mathrm{0,1},...,M-1---\left(1\right)$

然后，对这些信道频率响应值进行M点的IDFT运算得到信道脉冲响应(时域响应)的估计值：

${\hat{h}}_{s,n}=\frac{1}{M}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{s,k}^1{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\mathrm{kn}},n=0,...,M-1---\left(2\right)$

如上所述，我们可以看出传统方法1的IDFT的长度和增益导频数目密切相关。因为在DRM系统中，不同模式的不同频谱类型的不同符号具有不同的增益导频数目，所以我们需要考虑很多种长度的IDFT运算单元。

为了避免这种情况，传统方法2为每种模式固定使用了一个IDFT长度，代价是增加了IDFT的长度以及运算复杂度。

在传统方法2中，计算得到的信道频率响应需要按照一定的规律进行排列以形成一个新的长度为N的序列。这个新的序列可以表示为

${\hat{H}}_{s,k}^2=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{X}}_{s,k}/X_{s,k},& k\∈P\\ 0,& k\∉P\end{array}\right.,k=\mathrm{0,1},...,N-1---\left(3\right)$

从式(3)可以看出，序列 $\{{\hat{H}}_{s,k}^2,k=\mathrm{0,1},...,N-1\}$ 由计算得到的信道频率响应和数据0组成。如果某个子载波调制的符号是增益导频符号，则其对应位置插入的即是计算得到的信道频率响应。否则，插入的数据为0。

然后，我们对序列

k＝0，1，...，N-1进行N点的IDFT运算以得到信道脉冲响应的估计值 ，即

${\hat{h}}_{s,n}^2=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{s,k}^2{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}},n=0,...,N-1---\left(4\right)$

虽然传统方法2采用了固定长度的IDFT运算，但其估计范围仍然不能够满足实际的需要。例如，模式B的增益导频间隔为6，这暗示序列 $\{{\hat{H}}_{s,k}^2,k=\mathrm{0,1},...,N-1\}$ 中，非零元素的间隔也等于6。根据IDFT原理，序列 $\{{\hat{H}}_{s,n}^2,n=\mathrm{0,1},...,N-1\}$ 是一个包含6个重复波形的信号。这也暗示最大的符号定时偏移估计范围为1024/6≈170，这里1024是IDFT长度。如所知道的，模式B的保护间隔的长度等于256，这意味着在粗符号定时同步后，剩余的定时偏移可能会大于170。如果这种情况发生，则会引起符号定时偏移估计失败。为了提高估计范围，需要提出一种新的符号定时估计方法。

发明内容

本发明的目的是提出一种无线电通信系统中的符号定时偏移估计方法，具有更大的估计范围和更小的错误估计概率。

为了实现上述目的，根据本发明，提出了一种无线电通信系统中的符号定时偏移方法，所述方法包括步骤：确定与接收到的各个符号相对应的已知导频频率点上的信道频率响应值；对各个符号进行组合以形成完整导频图案；以及针对形成完整导频图案的各个符号的组合，利用所述信道频率响应值构造信道频率响应序列，以获取符号定时偏移值。

优选地，所述构造信道频率响应序列以获取符号定时偏移值的步骤包括：利用所构造的信道频率响应序列计算出相应的信道脉冲响应序列；利用所述信道脉冲响应序列和相应的估计准则来估计出符号定时偏移值。

优选地，所述导频为增益导频。

优选地，所述导频频率点上的信道频率响应值是基于最小二乘法计算出的。

优选地，所述信道频率响应序列的长度等于快速傅立叶变换的长度，且在非增益导频对应位置插入数据0，在增益导频对应位置插入计算得到的信道频率响应值。

优选地，所述信道脉冲响应序列是对信道频率响应序列应用快速逆傅立叶变换得到的。

优选地，所述估计准则为：在信道脉冲响应序列中，寻找到第一个大于门限的值所对应的位置，即是所求的符号定时偏移估计值。

优选地，所述门限大小是通过仿真的方法确定的。

优选地，所述无线电通信系统为世界数字无线电广播系统。

附图说明

通过参考以下结合附图对所采用的优选实施例的详细描述，本发明的上述目的、优点和特征将变得显而易见，其中：

图1是示出了DRM同步任务的方框图；

图2是示出了传统方法2的信道频率响应序列的结构的示意图；

图3是示出了根据本发明实施例的方法的信道频率响应序列的结构的示意图；

图4是示出了传统方法1的信道频率响应序列的结构的示意图；

图5示出了根据本发明的符号定时偏移估计方法的流程图；

图6是示出了信道脉冲响应(传统方法2，定时偏移0)的曲线图；

图7是示出了信道脉冲响应(传统方法2，定时偏移50)的曲线图；

图8是示出了信道脉冲响应(传统方法2，定时偏移100)的曲线图；

图9是示出了信道脉冲响应(本发明的方法，定时偏移0)的曲线图；

图10是示出了信道脉冲响应(本发明的方法，定时偏移50)的曲线图；

图11是示出了信道脉冲响应(本发明的方法，定时偏移256)的曲线图；

图12是示出了本发明的方法和传统方法2的性能比较(模式A，信道1，SNR 8dB)的示意图；以及

图13示出了本发明的方法和传统方法2的性能比较(模式B，信道3，SNR 25dB)的示意图。

具体实施方式

下面将参考附图来详细说明本发明的优选实施例。

本发明的符号定时偏移估计方法的基本思想是充分利用一个完整增益导频图案中所有的OFDM符号信息，而传统方法2每次只利用了单个的OFDM符号信息。对于本发明的方法，其信道频率响应序列可以表示为：

${\hat{H}}_{i,k}^3=\underset{i}{\overset{i+Q-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{i,k}^2,k=\mathrm{0,1},...,N-1---\left(5\right)$

这里，Q等于完整增益导频图案周期。对于四种模式，Q分别等于5、3、2和3。然后，我们对序列 $\{{\hat{H}}_{s,k}^3,k=\mathrm{0,1},...,N-1\}$ 进行N点的IDFT运算，得到信道脉冲响应的估计值：

${\hat{h}}_{s,n}^3=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{s,k}^2{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}},n=0,...,N-1---\left(6\right)$

如上所述，可以知道，不同的符号定时偏移估计方法使用了不同的信道频率响应序列形式，分别如图2、3和4所示。在这些图中，使用的是模式B。

根据序列 $\{{\hat{H}}_{s,k}^2,k=\mathrm{0,1},...,N-1\}$ (如图2所示)和 $\{{\hat{H}}_{s,k}^3,k=\mathrm{0,1},...,N-1\}$ (如图3所示)的定义(分别由式(3)和(5)给出)，我们可以知道1)序列 $\{{\hat{H}}_{s,k}^2,k=\mathrm{0,1},...,N-1\}$ 中，非零元素的间隔即等于增益导频的间隔L；

2)序列 $\{{\hat{H}}_{s,k}^3,k=\mathrm{0,1},...,N-1\}$ 中，非零元素的间隔等于增益导频间隔L除以增益导频图案周期Q，即L/Q。

根据IDFT原理，我们可以得到：

1)序列 $\{{\hat{h}}_{s,n}^2,n=\mathrm{0,1},...,N-1\}$ 是一个包含L个重复波形的信号，由此可以得到其最大的估计范围等于N/L，这里N是IDFT长度；

2)序列 $\{{\hat{h}}_{s,n}^3,n=\mathrm{0,1},...,N-1\}$ 是一个包含L/Q个重复波形的信号，由此可以得到其最大的估计范围等于NQ/L。

因此，与图2所示的传统方法2比较，图3所示的本发明的方法的估计范围提高Q倍。

图5示出了根据本发明的符号定时偏移估计方法的流程图。

如图5所示，在步骤501，确定与接收到的各个符号相对应的已知导频频率点上的信道频率响应值。在步骤503，对各个符号进行组合以形成完整导频图案，如图3所示，在模式B下，3个符号(符号0-2)的导频构成了完整导频图案。在步骤505，针对形成完整导频图案的各个符号的组合(符号0-2)，利用所述信道频率响应值构造信道频率响应序列，以获取符号定时偏移值。其中，在构造信道频率响应序列时，如图3所示，在非增益导频对应位置插入数据0，在增益导频对应位置插入计算得到的信道频率响应值。也就是，使用式(5)计算信道频率响应序列 $\{{\hat{H}}_{s,k}^3,k=\mathrm{0,1},...,N-1\}.$

在构造信道频率响应序列之后，利用所构造的信道频率响应序列计算出相应的信道脉冲响应序列，也就是，使用式(6)计算信道脉冲响应序列 $\{{\hat{h}}_{s,n}^3,n=\mathrm{0,1},...,N-1\}.$ 然后，利用所述信道脉冲响应序列和相应的估计准则来估计出符号定时偏移值。

具体地，在得到信道脉冲响应估计值后，我们可以使用这个时域信息去估计符号定时偏移。如所知道的，符号定时偏移估计任务可以被转换为估计首条路径时间延迟。估计准则可以描述为：

$\widehat{\mathrm{\θ}}=\min \left\{n\right|{\hat{h}}_{s,n}>\mathrm{th},\mathrm{and}{\hat{h}}_{s,n}>{\hat{h}}_{s,n+1}\}---\left(7\right)$

这里，门限th定义为

$\mathrm{th}=\max \{{\hat{h}}_{\max }\×{10}^{-(\mathrm{th}1/10)},{\hat{h}}_{\min }\×{10}^{-(\mathrm{th}2/10)}\}---\left(8\right)$

这里，

和

分别是

的最大和最小值。th1和th2的单位为分贝。

传统方法2和本发明的方法的比较如图6到11所示。该示例中，使用的是模式B，信道4和10KHz带宽。注意信道4包含两个路径，路径间隔等于96。从图6和9可以看出，传统方法2的信道脉冲响应包含6个重复的波形。而本发明的方法则包含2个重复的波形。这与上面的讨论结果是吻合的。

从图6可以看出，信道脉冲响应的第一个估计值显著大于周围的数据。根据估计准则，则符号定时偏移估计值即等于0。从图7可以看出，当符号定时偏移设置为50时，信道脉冲响应的第一个最大值也出现在位置50。但是从图8可以看出，当符号定时偏移设置为100时，信道脉冲响应的第一个最大值没有出现在位置100处。这是因为定时偏移以已经超过了最大估计范围。从图10可以看出，本发明的方法在定时偏移等于100的情况下，仍然能够准确估计。图11表明，甚至在定时偏移等于保护间隔长度的情况下，本发明的方法仍然能够准确估计。

申请人通过计算机仿真了传统方法2和本发明的方法的性能。其中，选择两个性能指标：1)估计错误概率；2)估计范围。估计错误概率定义为符号定时偏移估计值，而不等于真实值的概率。

仿真参数：频谱类型3，即10KHz带宽，载波频率偏移0.02F(F表示子载波间隔)，采样钟频率偏移10ppm，基带信号样点速率48KHz。DRM系统具有6种信道模型。我们选择两种典型的信道模型：1和3。信道1即是AWGN信道。对于信道1，使用的是模式A。对于信道3，使用的是模式B。

仿真结果如图12和13所示。图12和13表明，本发明的符号定时偏移估计方法具有更小的错误估计概率和更大的估计范围。对于传统的方法，当定时偏移超过允许的估计范围，其估计性能急剧下降。

根据本发明，提出了一种适合于DRM系统的符号定时偏移估计方法。对于本发明的方法和传统方法2：

(1)共同点是都利用了增益导频和信道信息。

(2)关键的观察是符号定时偏移估计任务可以被转换为估计信道时间响应的首条路径时间延迟。

(3)主要的差别是本发明的方法充分和巧妙利用了完整增益导频图案中所有的增益导频，而传统方法2只利用了单个OFDM符号中的增益导频信息。

与传统的方法相比，本发明的符号定时偏移估计方法的优点是

(1)更大的估计范围。如上所述，与传统方法2相比，本发明的方法的估计范围提高Q倍。Q等于增益导频图案周期。对于DRM系统的四种模式，Q分别等于5、3、2和3。

(2)更小的错误估计概率。图12和13的仿真结果也表明本发明的方法具有更好的估计性能。

尽管以上已经结合本发明的优选实施例示出了本发明，但是本领域的技术人员将会理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明进行各种修改、替换和改变。因此，本发明不应由上述实施例来限定，而应由所附权利要求及其等价物来限定。

Claims (9)

1、一种无线电通信系统中的符号定时偏移方法，所述方法包括步骤：

确定与接收到的各个符号相对应的已知导频频率点上的信道频率响应值；

对各个符号进行组合以形成完整导频图案；以及

针对形成完整导频图案的各个符号的组合，利用所述信道频率响应值构造信道频率响应序列，以获取符号定时偏移值。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述构造信道频率响应序列以获取符号定时偏移值的步骤包括：

利用所构造的信道频率响应序列计算出相应的信道脉冲响应序列；

利用所述信道脉冲响应序列和相应的估计准则来估计出符号定时偏移值。

3、根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于所述导频为增益导频。

4、根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述导频频率点上的信道频率响应值是基于最小二乘法计算出的。

5、根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述信道频率响应序列的长度等于快速傅立叶变换的长度，且在非增益导频对应位置插入数据0，在增益导频对应位置插入计算得到的信道频率响应值。

6、根据权利要求2所述的方法，其特征在于所述信道脉冲响应序列是对信道频率响应序列应用快速逆傅立叶变换得到的。

7、根据权利要求2所述的方法，其特征在于所述估计准则为：在信道脉冲响应序列中，寻找到第一个大于门限的值所对应的位置，即是所求的符号定时偏移估计值。

8、根据权利要求7所述的方法，其特征在于所述门限大小是通过仿真的方法确定的。

9、根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述无线电通信系统为世界数字无线电广播系统。

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