CN102710562B - 一种基于相位和信道冲击的联合时偏估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于相位和信道冲击的联合时偏估计方法，充分考虑到时偏对信道冲击响应峰值位置的影响，对原有时偏估计方法进行了调整和改进，利用信道冲击响应峰值的位置对相位法估计结果进行阈值分类和确定，保持了较佳的估计时偏的精确度，扩大了时偏估计的范围，同时在低信噪比下也可以获得很好的估计效果。

Description

一种基于相位和信道冲击的联合时偏估计方法

技术领域

本发明涉及到通信技术领域，确切地说，涉及一种基于相位和信道冲击的联合时偏估计方法，尤其适用于LTE系统上行，该方法具有更大的估计范围和更准确的估计精度。。

背景技术

随着第三代移动通信系统在全球范围内，尤其是在中国的部署和运营，用户对移动通信系统的需求与日俱增。为了应对宽带接入的挑战，同时为了满足新型业务的需求，3GPP在近两年启动了新的技术研发项目LTE(Long Term Evolution,长期演进)，3GLTE是一个高数据率、低时延和基于全分组的移动通信系统。

LTE上行采用的是SC_FDMA多址接入技术，SC_FDMA（单载波频分多址）技术是一种OFDM（正交频分复用技术）的改进技术，它将频率灵活配置与OFDM的优势相结合，同时能够有效的降低待发射信号的峰均比，因此也被称为DFT（离散傅里叶变换）扩展的OFDM系统。

符号定时偏差会导致FFT(快速傅氏变换)处理窗包含连续的两个OFDM符号，从而引入了OFDM符号间干扰。并且即使FFT处理窗位置略有偏移，也会导致OFDM信号频域的偏移，从而造成信噪比损失，误比特率性能的下降。因此，有效的时间同步可以极大提升系统的性能。

根据傅里叶变换的时域平移特性可知，信号f(t)在时域中沿时间轴右移τ，等效于在频域中频谱乘以e^-jwτ，也就是说信号右移后，其幅度谱不变，只是相位谱产生了附加变化(-wτ)。相位偏移会随载波距离线性累计增加，达到一定程度还会产生相位偏转。

当前常用的时偏估计方法是通过计算同一个导频相邻子载波之间的相位差来估算时偏，如图1所示，步骤依次为：提取导频符号（频域M点）、子载波映射（Q点，Q>M）、IFFT将频域变换到时域、插入循环前缀、多径+高斯信道、去循环前缀、FFT将时域变换到频域、子载波解映射、信道估计、计算相邻子载波的相位差、计算时偏值。M是给用户分配的子载波个数，Q是指整个系统所占频域子载波个数，例如对于20M系统，Q=1200。

这种方法的优点是计算简便，估计精度较高，但是估计范围有限。并且当终端和基站之间的相对时偏超过了最大估计范围时，采用常用的相位估计法难以保证估计的准确性。

理论上，当系统中时偏为零时，信道时域冲击响应的能量集中在相对较少的采样点上，并且是集中在前面几个点。当系统中加入时偏时，信道时域冲击响应的位置会发生偏移，并且随着时偏的增加呈一定的线性关系。

为了有效而精确的估计出基站和终端之间的相对时偏，扩大时偏的估计范围，本领域亟待提供一种新的时偏估计技术方案。

发明内容

本发明提出了一种基于相位和信道冲击的联合时偏估计方法，目的在于有效估计出基站和终端之间的相对时偏，扩大相位法估计时偏的范围，提高时偏估计的精度。

解决该技术问题所采用的技术方案是一种基于相位和信道冲击的联合时偏估计方法，包括以下步骤：

步骤1，提取上行导频子载波上的信息，根据本地导频子载波的信息，计算每个天线在各时隙上行导频子载波处的信道频域响应值；

步骤2，把步骤1所得信道频域响应值在频域进行平滑滤波，得到每个天线在各时隙降噪后的导频信道估计功率；

步骤3，计算所有天线在各时隙降噪后的导频信道估计功率的算术平均值，得到频域信道估计值；

步骤4，利用反傅里叶变换将步骤3所得频域信道估计值变换到时域，得到时域序列；

设步骤3所得频域信道估计值长度为L，从频域变换到时域的预设长度为T，变换到时域的实现过程如下，

若L大于或等于T，则直接将L点频域信道估计值进行反傅里叶变换到时域；

若L小于T，则将L点频域信道估计值后面补零至长度为T后，再用反傅里叶变换将频域信道估计值变换到时域；

步骤5，确定目标用户在步骤4所得时域序列上的有效信道响应窗的窗长，在窗内搜索时域序列的峰值；

步骤6，用相位相关法估算出初始时偏；

步骤7，用步骤5所得峰值判断步骤6所得初始时偏所在的阈值范围，纠正初始时偏，得到最终时偏；

步骤8，将步骤7得到的最终时偏转换成时间调整的命令字，上报给MAC层，MAC层再根据命令字通知终端进行定时调整。

而且，步骤6的实现方式如下，

估算出各天线两时隙中2个导频的信道估计值

$H_{i,p}^{\mathrm{TO}}\left(k\right)=H_{i,p}\left(k\right)\exp (-j2\mathrm{\π}{\mathrm{\τ}}_{T}k/N)i=\mathrm{0,1}p=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{RX}}-1$

在上式中，τ_T是信道中的时偏，k表示子载波序号，H_i，P(k)表示无时偏的信道估计值，i表示时隙号，N_RX表示天线数，p表示天线的序号，N为IFFT采样点数；

在每个天线每个导频符号的两个子载波k₁,k₂间做如下运算：

$R_{i,p}(k_1,k_2)=\left(H_{i,p}^{\mathrm{TO}}\left(k_1\right)\right)*(H_{i,p}^{\mathrm{TO}}\left(k_2\right){=A}_{i,p}\exp ({j2\mathrm{\π\τ}}_{T}m/N),m=k_1-k_2$

在上式中，A_i,p为幅值，m为预设的参数；

对以上相关运算的结果R_i，p(k₁,k₂)作如下运算：

φ_m，i,p=atan2(∑Im{R_i,p(k₁,k₂)},∑Re{R_i,p(k₁,k₂)})=2πτ_Tm/N

在上式中，Im表示取虚部，Re表示取实部，atan2为反正切函数；

根据以上运行结果φ_m，i，p得到归一化时延τ_T为：

${\mathrm{\τ}}_T=\frac{{\mathrm{\φ}}_{m,i,p}N}{2\mathrm{\πm}}$

根据归一化时延τ_T进一步得到时延τ为：

$\mathrm{\τ}={\mathrm{\τ}}_T{T}_s=\frac{{\mathrm{\φ}}_{m,i,p}{\mathrm{NT}}_s}{2\mathrm{\π}{\mathrm{mN}}_{\mathrm{RX}}}=\frac{{\mathrm{\φ}}_{m,i,p}}{{2\mathrm{\πmN}}_{\mathrm{RX}}\mathrm{\Δ}}$

在上式中，T_s为采样时间间隔；

受相位φ_m，i，p取值范围(-π,π)的限制，在预设的参数m下，用相位相关法能估计出的最大有效时偏范围是(-To_{max_measure}，To_{max_measure})，其中To_{max_measure}表示相位相关法估算有效时偏范围的最大值。

而且，步骤7的实现方式如下，

(1)当To_measure>0且 $|\frac{\mathrm{pos}*64}{T}-{\mathrm{To}}_{\mathrm{measure}}|\≤{\mathrm{th}}_1$ 时，

to_est=To_measure，可测量范围（0,To_{max_measure}）

(2)当To_measure<0且 $|\frac{\mathrm{pos}*64}{T}-{\mathrm{To}}_{\mathrm{measure}}-{2*\mathrm{To}}_{\max \_\mathrm{measure}}|\&le;{\mathrm{th}}_2$ 时，

to_est=To_measure+2*To_{max_measure}，可测量范围（To_{max_measure},2*To_{max_measure}）

(3)当To_measure<0且 $\left|\frac{(T-\mathrm{pos})*64}{T}{\mathrm{To}}_{\mathrm{measure}}\right|\&le;{\mathrm{th}}_3$ 时，

to_est=To_measure，可测量范围（-To_{max_measure},0）

(4)当To_measure>0且 $|\frac{T-\mathrm{pos}*64}{T}+{\mathrm{To}}_{\mathrm{measure}}-2*{\mathrm{To}}_{\max \_\mathrm{measure}}|\&le;{\mathrm{th}}_4$ 时，

to_est=To_measure-2*To_{max_measure}，可测量范围（-2*To_{max_measure},-To_{max_measure}）

其中，Pos表示信道时域峰值位置，To_measure表示用相位相关法估算出的初始时偏，，th₀,th₁,th₂,th₃表示四个门限值，to_est表示最终时偏。

本发明充分考虑到时偏对信道冲击响应峰值位置的影响，对原有时偏估计方法进行了调整和改进，利用信道冲击响应峰值的位置对相位法估计结果进行阈值分类和确定，保持了较佳的估计时偏的精确度，扩大了时偏估计的范围，同时在低信噪比下也可以获得很好的估计效果。

附图说明

图1是传统的相位法估算时偏算法原理描述图；

图2是本发明实施例的整体流程图；

具体实施方式

传统的做法是只用相位法估时偏，本发明的做法是将相位法和信道冲击法联合估时偏，其特点是扩大了相位法的估计范围，且估计的结果更精确。下面结合附图和具体实例来对本发明实施例中技术方案作进一步更加详细的说明。

实施例以FDD-LTE 20M系统为例进行举例说明。系统带宽20M，即系统频域子载波总数为1200，图1中的Q值为1200。1天线发送，2天线接收，在信道中先后加入-8us，-3us，4us和9us时偏。目标用户占用资源为10个RB，即可用子载波有120个。由于每个RB对应12个子载波，因此可用子载波有120个，那么，图1中的M值为120。

如图2，主要分以下几个步骤进行本发明实施例的联合时偏估计过程：步骤1，导频信道估计：提取上行导频子载波上的信息，根据本地导频子载波的信息，计算每个天线在各时隙上行导频子载波处的信道频域响应值。

实施例将接收到的2天线进行信道估计，同图1中第一步，即在接收端将2天线的2时隙的4列导频子载波上的信息接收到以后，再分别与对应的本地导频符号做共轭相乘得到4列信道估计值。

步骤2，频域滤波：把步骤1所得信道频域响应值在频域进行平滑滤波，得到每个天线在各时隙降噪后的导频信道估计功率。

实施例将2天线2时隙的4列信道估计值进行平滑滤波，同图1中第二步，即将以上信道估计值在频域做平滑滤波，具体是基于物理资源块（RB）为单位进行的，一个物理资源块中包含12个子载波，首尾不做平滑滤波，其他的子载波，第2个子载波滤噪后值为第1,2,3子载波的平均值，以此类推，第11个子载波滤噪后值为第10,11,12子载波的平均值。步骤3：多天线导频信道估计值做平均：计算所有天线在各时隙降噪后的导频信道估计功率的算术平均值，得到频域信道估计值。

实施例通过求取算术平均值，将平滑滤波之后的4个导频信道估计系数进行合并处理，得到一列导频信道估计值。

步骤4：IDFT（反傅里叶变换）转换到时域：利用反傅里叶变换将步骤3所得频域信道估计值变换到时域，得到时域序列。

实施例设步骤3所得频域信道估计值长度为L，从频域变换到时域的预设长度为T，变换到时域的实现过程如下，

若L大于或等于T，则直接将L点频域信道估计值进行反傅里叶变换到时域；

若L小于T，则将L点频域信道估计值后面补零至长度为T后，再用反傅里叶变换将频域信道估计值变换到时域；

其中，T≥256。

步骤5，找到峰值位置：确定步骤4所得导频信道估计值在时域序列上的有效信道响应窗的窗长。时域序列即步骤4中信道估计值做IDFT之后的时域序列值。本步骤在有效窗长内搜索信道估计时域序列中最大值对应的位置，即信道估计时域峰值位置Pos。

实施例中，当所述目标用户的频域占用10个RB时，导频位信道估计值的长度L为120。首先选定T值，T是信道估计从频域变换到时域的长度，本实施例中取T=256。由于导频位信道估计值的长度L<T，则将所获得L点频域信道估计值后面补零至T长度后，再用反傅里叶变换将频域信道估计值变换到时域。然后确定目标用户在时域序列上的有效信道响应窗的窗长，在有效窗长内搜索合并后的信道估计时域序列中最大值对应的位置，来确定信道估计时域峰值位置Pos。对于信道中加入的四种时偏，测出的Pos位置分别是226、245、16和36。

步骤6，用相位相关法估算出初始时偏：将步骤2中平滑滤波之后的4个信道估计值，各自每隔6个子载波进行相位相关运算，计算出初始时偏。

为便于实施参考起见，提供实施例相应具体求取方式如下：

首先估算出各天线2时隙中2个导频的信道估计值

$H_{i,p}^{\mathrm{TO}}\left(k\right)=H_{i,p}\left(k\right)\exp (-j2\mathrm{\&pi;}{\mathrm{\&tau;}}_{T}k/N)i=\mathrm{0,1}p=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{RX}}-1$

在上式中，τ_T是信道中的时偏，k表示子载波序号，H_i，P(k)表示无时偏的信道估计值，i表示时隙号，N_RX表示天线数，本实施例N_RX=2，p表示天线的序号。N为IFFT采样点数，对于20M系统，N=2048。H_i，P(k)是信道中时偏为0时所对应的信道估计值。时偏会影响子载波间相位的偏转，利用子载波间的相关可以估计出在频率引起的相移，再估计出时偏。

在每个天线每个时隙的导频符号的两个子载波k₁,k₂间做如下运算：

$R_{i,p}(k_1,k_2)=\left(H_{i,p}^{\mathrm{TO}}\left(k_1\right)\right)*(H_{i,p}^{\mathrm{TO}}\left(k_2\right){=A}_{i,p}\exp ({j2\mathrm{\&pi;\&tau;}}_{T}m/N),m=k_1-k_2$

在上式中，A_i，p为幅值，m为预设的参数，实施例中m取值为6，即每隔6个子载波做一次相关运算。对所有按上式进行相关运算的结果作如下运算：

φ_m，i,p=atan2(∑Im{R_i,p(k₁,k₂)},∑Re{R_i,p(k₁,k₂)})=2πτ_Tm/N

在上式中，Im表示取虚部，Re表示取实部。atan2为反正切函数，计算方式如下，

$a\tan 2(y,x)=\left[\begin{array}{cc}\arctan \left(\frac{y}{x}\right)& x>0\\ \mathrm{\&pi;}-\arctan \left(\frac{y}{x}\right)& y\&GreaterEqual;0,x<0\\ -\mathrm{\&pi;}+\arctan \left(\frac{y}{x}\right)& y<0.x<0\\ \frac{\mathrm{\&pi;}}{2}& y>0,x=0\\ -\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}& y<0,x=0\\ \mathrm{undefined}& y=0,x=0\end{array}\right]$

根据以上运行结果φ_m，i，p得到归一化时延τ_T为：

${\mathrm{\&tau;}}_T=\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{m,i,p}N}{2\mathrm{\&pi;m}}$

根据归一化时延τ_T进一步得到时延τ为：

$\mathrm{\&tau;}={\mathrm{\&tau;}}_T{T}_s=\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{m,i,p}{\mathrm{NT}}_s}{2\mathrm{\&pi;}m}=\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{m,i,p}}{2\mathrm{\&pi;m}\mathrm{\&Delta;}}$

对于20M带宽的LTE系统而言，采样点数N=2048，那么Δ=1/NT_s=15000为子载波间隔，其中T_s为采样时间间隔。受相位φ_m，i，p取值范围(-π,π)的限制，在特定的m值下，此法能估计出的最大有效时偏范围是（-To_{max_measure},To_{max_measure}）。m如果取值较小，则估算的时偏值会准确一些，但是计算量偏大，m如果取值较大，则子载波的间隔偏大，估出的值会不准确。本发明中m取6，可计算出To_{max_measure}=50/9us。考虑到估计的精确性，将两天线各自得到的时偏估计值做平均，即得到多天线的相位相关估计值。对于信道中分别加入的-8us，-3us，4us和9us时偏，用相位法估出来的To_measure值分别是3.07us、-3.03us、4.04us、-2.05us。

步骤7：估算最终时偏：用步骤5所得峰值判断步骤6所得初始时偏所在的阈值范围，纠正初始时偏，得到最终时偏。实施例具体实现如下：

受相位周期性的影响，当实际时偏超过了相位法估计的最大范围（-50/9us,50/9us）时，则采用相位法估计出来的结果To_measure会有极大偏差，具体表现为正时偏会估算成负时偏，负时偏会估算成正时偏，例如本实施例中的-8us和9us估算成了3.07us和-2.05us。

其次，结合步骤4测出的峰值位置Pos来确定相位法估计出的时偏的阈值范围，进一步来纠正相位法估计值，具体在四个区间内进行搜索：

(1)．当To_measure>0且 $|\frac{\mathrm{pos}*64}{T}-{\mathrm{To}}_{\mathrm{measure}}|\&le;{\mathrm{th}}_1$ 时，

to_est=To_measure，可测量范围(0,50/9us)

(2)．当To_measure<0且 $|\frac{\mathrm{pos}*64}{T}-{\mathrm{To}}_{\mathrm{measure}}-{2*\mathrm{To}}_{\max \_\mathrm{measure}}|\&le;{\mathrm{th}}_2$ 时，

to_est=To_measure+2*To_{max_measure}，可测量范围(50/9us,100/9us)

(3)．当To_measure<0且 $\left|\frac{(T-\mathrm{pos})*64}{T}{\mathrm{To}}_{\mathrm{measure}}\right|\&le;{\mathrm{th}}_3$ 时，

to_est=To_measure，可测量范围（-50/9us,0）

(4).当To_measure>0且 $|\frac{T-\mathrm{pos}*64}{T}+{\mathrm{To}}_{\mathrm{measure}}-2*{\mathrm{To}}_{\max \_\mathrm{measure}}|\&le;{\mathrm{th}}_4$ 时，

to_est=To_measure-2*To_{max_measure}，可测量范围（-100/9us,-50/9us）

其中，Pos表示信道时域峰值位置，

To_measure表示用相位相关法估算出的初始时偏，

To_{max_measure}表示相位相关法估算测量范围的最大值，实施例中该值取50/9us；th₀,th₁,th₂,th₃表示四个门限值，to_est表示最终时偏。在理想情况下，四个门限值的取值接近为0，本实施例中门限值均取10。

当信道中加入-8us时偏时，相位法估出值To_measure为3.07us，对应的Pos为226,满足步骤(4)的判决条件，根据步骤(4)的时偏纠正公式可估算出准确时偏为-8.04us。

以此类推，当信道中分别加入-3us，4us和9us时，分别满足步骤(3)、(1)和(2)，按照各自的估计公式得出调整后的时偏值为-3.03us、4.04us、9.06us。

步骤8，将所述估计的时偏值转换成时间调整命令字，再上报给高层(MAC层)，MAC层再根据该命令字通知终端进行定时调整。

Claims (2)

1.一种基于相位和信道冲击的联合时偏估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，提取上行导频子载波上的信息，根据本地导频子载波的信息，计算每个天线在各时隙上行导频子载波处的信道频域响应值；

步骤2，把步骤1所得信道频域响应值在频域进行平滑滤波，得到每个天线在各时隙降噪后的导频信道估计功率；

步骤3，计算所有天线在各时隙降噪后的导频信道估计功率的算术平均值，得到频域信道估计值；

步骤4，利用反傅里叶变换将步骤3所得频域信道估计值变换到时域，得到时域序列；

设步骤3所得频域信道估计值长度为L，从频域变换到时域的预设长度为T，变换到时域的实现过程如下，

若L大于或等于T，则直接将L点频域信道估计值进行反傅里叶变换到时域；

若L小于T，则将L点频域信道估计值后面补零至长度为T后，再用反傅里叶变换将频域信道估计值变换到时域；

步骤5，确定目标用户在步骤4所得时域序列上的有效信道响应窗的窗长，在窗内搜索时域序列的峰值；

步骤6，用相位相关法估算出初始时偏；

步骤7，用步骤5所得峰值和步骤6所得初始时偏值，进行阈值范围判断，得到最终时偏，实现方式如下，

(1)当 ${\mathrm{To}}_{\mathrm{measure}}>0$ 且 $|\frac{\mathrm{pos}*64}{T}-{\mathrm{To}}_{\mathrm{measure}}|\&le;{\mathrm{th}}_1$ 时，

to_est＝To_measure，可测量范围(0,To_{max_measure})

(2)当 ${\mathrm{To}}_{\mathrm{measure}}<0$ 且 $|\frac{\mathrm{pos}*64}{T}-{\mathrm{To}}_{\mathrm{measure}}-2*{\mathrm{To}}_{\max \_\mathrm{measure}}|\&le;{\mathrm{th}}_2$ 时，

to_est＝To_measure+2*To_{max_measure}，可测量范围(To_{max_measure},2*To_{max_measure})

(3)当 ${\mathrm{To}}_{\mathrm{measure}}<0$ 且 $|\frac{(T-\mathrm{pos})*64}{T}+{\mathrm{To}}_{\mathrm{measure}}|\&le;{\mathrm{th}}_3$ 时，

to_est＝To_measure，可测量范围(-To_{max_measure},0)

(4)当 ${\mathrm{To}}_{\mathrm{measure}}>0$ 且 $|\frac{(T-\mathrm{pos})*64}{T}-{\mathrm{To}}_{\mathrm{measure}}-2*{\mathrm{To}}_{\max \_\mathrm{measure}}|\&le;{\mathrm{th}}_4$ 时，

to_est＝To_measure-2*To_{max_measure}，可测量范围(-2*To_{max_measure},-To_{max_measure})其中，Pos表示信道时域峰值位置，To_measure表示用相位相关法估算出的初始时偏，th₀,th₁,th₂,th₃表示四个门限值，均取10；to_est表示最终时偏；

步骤8，将步骤7得到的最终时偏转换成时间调整的命令字，上报给MAC层，MAC层再根据命令字通知终端进行定时调整。

2.如权利要求1所述基于相位和信道冲击的联合时偏估计方法，其特征在于：步骤6的实现方式如下，

估算出各天线两时隙中2个导频的信道估计值

$H_{i,p}^{\mathrm{TO}}\left(k\right)=H_{i,p}\left(k\right)\exp (-j2\mathrm{\&pi;}{\mathrm{\&tau;}}_{T}k/N)i=\mathrm{0,1}p=\mathrm{0,1},...,N_{\mathrm{RX}}-1$

在上式中，τ_T是信道中的时偏，k表示子载波序号，H_i,P(k)表示无时偏的信道估计值，i表示时隙号，N_RX表示天线数，p表示天线的序号，N为IFFT采样点数；

在每个天线每个导频符号的两个子载波k₁,k₂间做如下运算：

$R_{i,p}(k_1,k_2)={\left(H_{i,p}^{\mathrm{TO}}\left(k_1\right)\right)}^{*}(H_{i,p}^{\mathrm{TO}}\left(k_2\right)=A_{i,p}\exp (j2\mathrm{\&pi;}{\mathrm{\&tau;}}_{T}m/N),m=k_1-k_2$

在上式中，A_i,p为幅值，m为预设的参数；

对以上相关运算的结果R_i,p(k₁,k₂)作如下运算：

φ_m,i,p＝a tan2(ΣIm{R_i,p(k₁,k₂)},ΣRe{R_i,p(k₁,k₂)})＝2πτ_Tm/N

在上式中，Im表示取虚部，Re表示取实部，atan2为反正切函数；

根据以上运行结果φ_m,i,p得到归一化时延τ_T为：

${\mathrm{\&tau;}}_T=\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{m,i,p}N}{2\mathrm{\&pi;m}}$

根据归一化时延τ_T进一步得到时延τ为：

$\mathrm{\&tau;}={\mathrm{\&tau;}}_T{T}_s=\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{m,i,p}N{T}_s}{2\mathrm{\&pi;m}{N}_{\mathrm{RX}}}=\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{m,i,p}}{2\mathrm{\&pi;m}{N}_{\mathrm{RX}}\mathrm{\&Delta;}}$

在上式中，T_s为采样时间间隔；

受相位φ_m,i,p取值范围(-π,π)的限制，在预设的参数m下，用相位相关法能估计出的最大有效时偏范围是(-To_{max_measure},To_{max_measure})，其中To_{max_measure}表示相位相关法估算有效时偏范围的最大值。