CN101060381A - 信号收发方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及移动通信领域，公开了一种信号收发方法及其装置，使得信道编码的纠错能力得以提高，从而增强通信系统的抗干扰能力。本发明中，在发送端中，将需发送的信号至少复制为两路，对每路信号分别进行RM编码，其中，至少有一路信号在进行信道纠错编码前，先进行交织，再对该经交织后的信号进行RM编码，最后，由发送端将经RM编码后的各路信号发送给接收端。在接收端中，根据发送端的编码方式，在发送信号可能的编码序列中，找出收到的编码信号的最大似然序列，将该序列作为译码输出。

Description

信号收发方法及其装置

技术领域

本发明涉及移动通信领域，特别涉及信道纠错编码技术。

背景技术

近些年来，以正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称“OFDM”)为代表的多载波传输技术受到了人们的广泛关注。多载波传输把数据流分解为若干个独立的子数据流，每个子数据流将具有低得多的比特速率。用这样低比特率形成的低速率多状态符号去调制相应的子载波，就构成了多个低速率符号并行发送的传输系统。

OFDM作为一种多载波数字调制技术，将数据经编码后在频域传输。不像常规的单载波技术，如调幅/调频(Amplitude Modulation/FrequencyModulation，简称“AM/FM”)，在某一时刻只用单一频率发送单一信号，OFDM在经过特别计算的正交频率上同时发送多路高速信号。

OFDM又作为一种复用技术，将多路信号复用在不同正交子载波上。传统的频分复用(Frequency Division Multiplexing，简称“FDM”)技术将带宽分成几个子信道，中间用保护频带来降低干扰，它们同时发送数据。OFDM系统比传统的FDM系统要求的带宽要少得多。由于使用无干扰正交载波技术，单个载波间无需保护频带。这样使得可用频谱的使用效率更高。另外，OFDM技术可动态分配在子信道上的数据。为获得最大的数据吞吐量，多载波调制器可以智能地分配更多的数据到噪声小的子信道上。

OFDM将经过编码的待传输数据作为频域信息，将其调制为时域信号，并在信道上传输，而在接收端则进行逆过程解调。OFDM系统的调制和解调可以分别由逆离散傅立叶变换(Inverse Discrete Fourier Transform，简称“IDFT”)和离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform，简称“DFT”)来代替。通过N点IDFT运算，把频域数据符号变换为时域数据符号，经过载波调制之后，发送到信道中。在接收端，将接收信号进行相干解调，然后将基带信号进行N点DFT运算，即可获得发送的数据符号。在实际应用中，IDFT/DFT采用逆快速傅立叶变换(Inverse Fast Fourier Transform，简称“IFFT”)和快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，简称“FFT”)来实现。FFT技术的采用使得OFDM系统的复杂度大大降低，再加上高性能信息处理器件比如可编程逻辑器件(Programmable Logic Device，简称“PLD”)、数字信号处理器(Digital Signal Processor，简称“DSP”)、微处理器(MicroProcessor，简称“μP”)等的发展和应用，使得OFDM系统的实现更加容易，成为应用最广的一种多载波传输方案。

为了提高传输性能，可以将信号经过信道编码后再用OFDM传输。信道编码作为数字通信系统中的一个必不可少的重要技术手段，在通信系统中广泛使用。信道编码的主要任务是为了区分通路和增加通信的可靠性，所采用的编码有正交码、纠错码等。其中，正交码是以区分通路为主要目的的编码，并且，正交码还具有很强的抗干扰能力。

码字与码字之间互相关系数为0的码称为正交码，在信道编码时主要利用其正交性去区分通路，以及抗多径干扰，但它本身也可以携带信息。最常用的正交码有伪随机码(如m序列、L序列、巴克序列、M序列等)和沃尔什函数序列。若一个正交信号集的补集也被利用，则可用码组数将增加一倍，这样的正交码称为双正交码。里德-米勒(Reed-Muller，简称“RM”)码就是一种双正交码。

具体地说，RM编码通过对哈达码矩阵构成的正交序列取其补序列，即将正交序列中“+1”变为“-1”，“-1”变“+1”，得到另外N个序列。由于正交序列的补序列也是正交的，将正交序列及其补序列组合在一起，可构成长度为2N的双正交序列。RM编码是一种码字较短纠错编码，由于具有较强的纠错能力，在数字通信系统中得到广泛应用。

为了能更好地对传输的信号进行纠错，抵抗在信号传输过程中的衰弱，提高传输质量，可以对RM码进行重复后发送。例如原始信号是10比特，RM编码后成为32比特，将RM码重复一次成为64比特，将这64比特发送出去。因为发送的信息多了，接收端从中恢复出正确原始信号的机会也相应增加了。

这种对RM码进行简单重复的方法虽然实现简单，但对纠错能力的提高十分有限。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种信号收发方法及其装置，使得信道编码的纠错能力得以提高，从而增强通信系统的抗干扰能力。

为实现上述目的，本发明提供了一种信号发送方法，包含以下步骤：

发送端将需发送的信号复制为至少两路，对每路信号分别进行信道纠错编码，其中，至少一路信号在进行信道纠错编码前，先进行交织，再对该经交织后的信号进行信道纠错编码，所述发送端将经信道纠错编码后的各路信号发送给接收端。

其中，所述信道纠错编码采用“REED-MULLER”码。

此外在所述方法中，所述交织方式由以下公式产生，交织后的第k位比特对应于交织前的第I(k)位比特：

I(k)＝(pk+c)mod n+1，其中，n为所述需发送的信号长度，信号比特序列从1开始编号，p与n互素，c为整数。

此外在所述方法中，当n为10时，p为3。

此外在所述方法中，还包含以下步骤：

所述发送端将各信道的经所述信道编码后的信号与导频信号以正交扩频码进行正交扩频后合并，并在将合并后的信号进行加扰后，划分到各个时频块中进行发送，所述时频块是由连续的子载波和连续的符号组成的时间和频率的二维块。

此外在所述方法中，还包含以下步骤：

所述发送端将经加扰后的信号划分成子块，每个子块对应的大小与使用的最短扩频码的长度相同，每个子块分别通过一个所述时频块发送。

本发明还提供了一种信号接收方法，包含以下步骤：

接收端根据发送端的编码方式，在发送信号可能的编码序列中，找出收到的编码信号的最大似然序列，将该序列作为译码结果输出。

其中，所述最大似然序列为所述发送信号可能的编码序列中与所述收到的编码信号的欧式距离最小的序列，所述欧式距离定义为：

$d_{\mathrm{ED}}^2(R,C_k)=\underset{m=1}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{|r_m-c_{k,m}|}^2$

其中，t为所述收到的编码信号的长度，R为收到的编码信号，R＝(r₁，r₂，…r_t，)，C_k为一个所述发送信号可能的编码序列，C_k＝(c_k，1，r_k，2，…r_k，t，)，1≤k≤2ⁿ，n为发送信号的长度。

此外在所述方法中，所述接收端通过以下步骤得到所述接收到的编码信号：

所述接收端在预设的时频块中接收信号，在将接收到的信号解扰后以相应的扩频码对所接收的信号进行解扩并用导频进行相干解调，得到所述收到的编码信号；

其中，所述时频块是由连续的子载波和连续的符号组成的时间和频率的二维块。

此外在所述方法中，还包含以下步骤：

所述接收端在对所述编码信号解码后，将输出的译码再次以发送端相同的方式进行编码，根据编码后的信号与所述解扩后得到的信号进行信道估计，并根据得到的信道参数与由导频信号得到的信道参数对所述解扩后得到的信号进行相干解调，得到编码信号，并对该编码信号进行解码。

本发明还提供了一种信号发送装置，包含：

复制模块，用于将需发送的信号复制为至少两路；

至少一个交织模块，用于对信号进行交织；

至少两个信道编码模块，分别用于对信号进行信道纠错编码；

以及发送模块，用于发送信号；

所述复制模块将需发送的信号复制为至少两路后，将至少一路信号输出到所述交织模块，由该交织模块对信号进行交织后，输出到所述信道编码模块进行信道纠错编码，所述复制模块将所复制的其他路信号直接输出到所述信道编码模块进行信道纠错编码，所述发送模块将各个所述信道编码模块编码后的各路信号发送给接收端。

其中，所述装置还包含：

扩频模块，用于将各信道的经所述信道编码模块编码后的信号与导频信号以正交扩频码进行正交扩频后输出；

合并模块，用于将经所述扩频模块扩频后输出的各信道信号和导频信号合并后输出；

加扰模块，用于对经所述合并模块合并后输出的信号进行加扰后输出到所述发送模块；

所述发送模块还用于将所述加扰模块输出的信号划分到各个时频块中进行发送，所述时频块是由连续的子载波和连续的符号组成的时间和频率的二维块。

本发明还提供了一种信号接收装置，包含：

解码模块，用于根据发送端的编码方式，在发送信号可能的编码序列中，找出收到的编码信号的最大似然序列，并将该序列作为译码输出。

其中，所述最大似然序列为所述发送信号可能的编码序列中与所述收到的编码信号的欧式距离最小的序列，所述欧式距离定义为：

$d_{\mathrm{ED}}^2(R,C_k)=\underset{m=1}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{|r_m-c_{k,m}|}^2$

其中，t为所述收到的编码信号的长度，R为收到的编码信号，R＝(r₁，r₂，…r_t，)，C_k为一个所述发送信号可能的编码序列，C_k＝(c_k，1，r_k，2，…r_{k， t}，)，1≤k≤2ⁿ，n为发送信号的长度。

此外，所述装置还包含：

接收模块，用于在预设的时频块中接收信号，其中，所述时频块是由连续的子载波和连续的符号组成的时间和频率的二维块；

解扰模块，用于对所述接收模块接收到的信号解扰后输出；

解扩模块，用于对经所述解扰模块解扰后的信号以相应的扩频码进行解扩，得到所述收到的编码信号。

第一信道估计模块，用于根据所述解扩模块输出的导频信号进行信道估计，并输出相应的信道参数；

第一解调模块，用于根据所述第一信道估计模块输出的信道参数对所述解扩模块输出的各信道的信号进行解调后输出，得到各信道的所述编码信号。

编码模块，用于对所述解码模块输出的各信道的译码信号以发送端相同的方式进行编码后输出；

第二信道估计模块，用于根据所述编码模块输出的各信道的编码信号与所述解扩模块输出的各信道的信号进行信道估计，并输出相应的信道参数；

第二解调模块，用于根据所述第一信道估计模块与第二信道估值模块输出的信道参数对所述解扩模块输出的各信道的信号进行解调后输出；

第二解码模块，用于对所述第二解调模块输出的各信道的信号解码后输出。

其中，接收模块还包含：

离散傅立叶变换模块，用于将收到的时域信号转换为频域信号；

反映射模块，用于对转换后的频域信号进行时频块的反映射；

所述解扰模块用于对经所述反映射模块反映射后的信号进行解扰。

通过比较可以发现，本发明的技术方案与现有技术的主要区别在于，在发送端中，将需发送的信号至少复制为两路，对每路信号分别进行RM编码，其中，至少有一路信号在进行信道纠错编码前，先进行交织，再对该经交织后的信号进行RM编码，最后，由发送端将经RM编码后的各路信号发送给接收端。在接收端中，根据发送端的编码方式，在发送信号可能的编码序列中，找出收到的编码信号的最大似然序列，将该序列作为译码输出。通过至少两次RM编码，且至少有一次RM编码为对经交织后的信号进行编码，使得信道编码的纠错能力得以提高，从而增强了通信系统的抗干扰能力。

发送端对需发送的信号的交织方式由以下公式产生，交织后的第k位比特对应于交织前的第I(k)位比特，信号比特序列从1开始编号：I(k)＝(pk+c)mod n+1，其中，n与p互素，c为整数。当n为10时，将p设置为3，可更有效地提高信道编码的纠错能力，其仿真的误码性能曲线如图1所示。

发送端将各信道的信号经过交织的两次RM编码后，与导频信号以正交扩频码进行正交扩频后合并，并在将合并后的信号进行加扰后进行发送，即将本发明方案应用于正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，简称“OFDM”)系统，可增强OFDM系统的抗干扰能力。

在使用双级接收时，因为RM编码是纠错码，所以一般来说第一级解码已经得到了正确率较高的的结果，对第一级解码结果进行与发送端相同方式的RM编码，得到编码信号，这个编码信号因为正确率较高，可以近似看作一种“导频”，用这个编码信号结合实际收到的信号也可以进行信道估计。将由编码信号得到的信道估计与由导频得到的信道估计相加(可以是简单相加或加权相加)，可以提高信道估计的准确度。因为信道估计的准确度提高了，所以第二级解码的结果会比第一级解码的结果更为准确。

附图说明

图1是根据本发明的经交织的双RM编码的仿真误码性能曲线图；

图2是根据本发明的经交织的双RM编码示意图；

图3是根据本发明第一实施方式的信号发送方法流程图；

图4是根据本发明第一实施方式的信号发送方法示意图；

图5是根据本发明第一实施方式的信号接收方法流程图；

图6是根据本发明第二实施方式的信号发送方法示意图；

图7是根据本发明第三实施方式的信号发送、接收装置结构图；

图8是根据本发明第四实施方式的信号接收装置；

图9是根据本发明第五实施方式的信号接收方法；

图10是根据本发明第六实施方式的信号接收装置。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述。

本发明的核心在于，发送端将需发送的信号复制为至少两路，对每路信号分别进行信道纠错编码，其中，至少一路信号在进行信道纠错编码前，先进行交织，再对该经交织后的信号进行信道纠错编码，如图2所示。发送端将各信道的经所述信道编码后的信号与导频信号以正交扩频码进行正交扩频后合并，并将合并后的信号进行加扰后发送给接收端。接收端对接收到的信号做相应的逆操作，在解码时，通过在发送信号可能的编码序列中，找出收到的编码信号的最大似然序列，将该序列作为译码结果输出，从而得到被传输的信号。

以上对本发明的原理进行了简单说明，下面根据该原理，对本发明第一实施方式的信号发送、接收方法进行详细阐述。

本实施方式的信号发送方法如图3所示，在步骤310中，发送端将各信道中需发送的信号复制为两路。

具体地说，如图4所示，发送端将各信道中需发送的信号复制为两路。比如说，信道1至信道N中均有10个需发送的比特信号，则将每个信道中需发送的10比特信号复制为两路。

接着，进入步骤320，发送端将一路复制的信号在交织后进行信道纠错编码，将另一路复制的信号直接进行信道纠错编码。对各路信号所进行的信道纠错编码可采用RM码。

具体地说，如图4所示，对于信道1至信道N中的每一个信道，将所复制的一路10比特信号先进行交织，再对经交织后的10比特信号采用RM码进行信道纠错编码，输出32个编码比特。而将所复制的另一路10比特信号直接采用RM码进行信道纠错编码，输出32个编码比特。

其中，交织方式可由以下公式产生：I(k)＝(pk+c)mod n+1，n为所述需发送的信号长度，信号比特序列从1开始编号，p与n互素，c为整数，交织后的第k位比特对应于交织前的第I(k)位比特。针对上述案例，n即为10，如果p为3，c为0，则所复制的一路10比特信号的交织方式为{47103692581}。根据本实施方式的经交织的双RM编码方案的仿真误码性能曲线如图1所示，其中对比的为一种简单的RM码加重复的方案。比如10个比特信号首先通过一个RM编码器得到32个编码比特，对这32个编码比特进行重复，最后得到64个编码比特。仿真中的参数为：(1)高斯加性白噪声；(2)理想的信道估值；(3)二进制移相键控(Binary Phase Shift Keying，简称“BPSK”)信号调制方式。不难发现，本实施方式的编码方式具有更强的纠错能力，提高了传输可靠性。

接着，进入步骤330，发送端将各信道的经信道编码后的信号与导频信号以正交扩频码进行正交扩频，并将扩频后的信号合并。

具体地说，如图4所示，在信道1至信道N中，每个信道的一路10比特信号在经编码后均输出了32个编码比特，发送端将各个信道中的一路直接进行RM编码后输出的32个比特信号分别采用正交扩频码进行正交扩频，如采用16比特长的WALSH正交码。不同的信道采用不同的但彼此正交的扩频码以保证各信道相互正交从而避免用户间的相互干扰。并且，通过扩频码的扩频提高了信号的抗干扰能力。由于采用了16比特长的WALSH正交扩频码，因此各信道中经扩频后的信号为32×16，即512个比特，发送端将各信道中经扩频后的信号进行合并。同时，发送端也对导频信号采用16比特长的WALSH正交码，并将扩频后的导频信号与其他各信道中经扩频的信号合并，以便于接收端采用相干解调，进一步提高了接收质量。

类似地，发送端对于各个信道中的另一路在交织后进行RM编码所输出的32个比特信号，进行同样的操作。

接着，进入步骤340，发送端对合并后的信号进行加扰。具体地说，如图4所示，由于每个信道的需发送信号均复制为两路，因此，发送端将分别对两路合并后的512个比特进行加扰，以区别不同的用户，蜂窝小区或扇区。

接着，进入步骤350，发送端将经加扰后的信号划分到各个时频块中进行发送，其中，时频块由连续的子载波和连续的符号组成，比如由连续的8个子载波与连续的2个符号组成。由于时频块是由连续的子载波和连续的符号组成的时间和频率的二维块，因此，在一个时频块内的各个子载波和各个符号能够在频率衰落性与时间衰落性方面保持相对的稳定，从而能够有效抵抗OFDM系统固有的频率选择性衰落与时间选择性衰落。在具体应用中，时频块的大小取决于环境中的干扰情况。时频块必须足够地小，以致于对于绝大部分时频块来说，内部各个子载波和各个符号在衰弱程度上基本相同。如果环境中的干扰在频率上变化较剧烈，就应当减小时频块在子载波上的跨度，如果环境中的干扰在时间上变化较剧烈，就应当减小时频块在符号上的跨度。一般来说，较小的时频块在抵抗频率选择性衰落与时间选择性衰落方面有较好的性能，当然，较小的时频块只能携带较少的信息量。

具体地说，如图4所示，发送端分别将经加扰后的两路512个比特信号划分成若干个子块，每个子块对应的大小与一个扩频码的长度相同，也就是说，将经加扰后的512个比特信号按时间顺序划分成32个子块，使得每个子块含16个比特，对应一个WALSH码长，即使得一个子块对应于一个扩频前的比特信号。每个子块分别通过一个所述时频块发送，以便接收端收到一个时频块后就可以为每一个信道解出一个比特的信号，提高了传输的性能。也就是说，如果一个时频块由连续的8个子载波与连续的2个符号组成，那么，32个子块将由32个时频块进行发送，共占64个子载波和8个符号。

本实施方式的信号接收方法如图5所示，在步骤510中，接收端在预设的时频块中接收信号。针对上述案例，接收端分别在携带这两路512个比特信号的时频块中接收信号。

接着，进入步骤520，接收端对所接收到的两路信号进行解扰，区分出不同的用户，蜂窝小区或扇区。

接着，进入步骤530，接收端以相应的扩频码对解扰后的信号进行解扩，并通过相干解调得到各信道中经信道纠错编码的信号。针对上述案例，接收端分别以相应的16比特长的WALSH码对解扰后的两路512个比特信号进行解扩，每一路在相干解调后分别得到信道1至信道N的经信道纠错编码后的32个比特信号，即分别得到信道1至信道N的经信道纠错编码后的64个比特信号。

接着，进入步骤540，接收端对解扩后输出的信号进行信道纠错解码。具体地说，接收端根据发送端的编码方式，在发送信号可能的编码序列中，找出解扩后输出的编码信号的最大似然序列，将该序列作为译码结果输出。其中，最大似然序列为发送信号可能的编码序列中与解扩后输出的编码信号的欧式距离最小的序列，欧式距离定义为：

$d_{\mathrm{ED}}^2(R,C_k)=\underset{m=1}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{|r_m-c_{k,m}|}^2$

其中，t为收到的编码信号的长度，R为收到的编码信号，R＝(r₁，r₂，…r_t，)，C_k为一个发送信号可能的编码序列，C_k＝(c_k，1，r_k，2，…r_{k， t}，)，1≤k≤2ⁿ，n为发送信号的长度。

针对上述案例，10个比特的原始信号可以有1024种可能的编码序列，每个编码序列均使用与发送端相同的经交织的双RM编码方式，长度为64比特。接收端分别对解扩并相干解调后的信道1至信道N的64个编码信号进行信道纠错解码。由于t为64，n为10，因此，C_k＝(c_k，1，r_k，2，…r_k，64，)，1≤k≤2¹⁰，R＝(r₁，r₂，…r₆₄，)，根据欧式距离的定义，在发送信号可能的编码序列中找出与R的欧式距离最小的序列，并将该序列作为译码结果输出，得到发送端在各信道中需发送的信号。

本发明的第二实施方式与第一实施方式大致相同，其区别仅在于，在第一实施方式中，发送端将各信道需发送的信号复制为两路，而在本实施方式中，发送端将各信道需发送的信号复制为三路，如图6所示。与第一实施方式并无实质上的区别，因此同样可达到第一实施方式的效果。

本发明第三实施方式的信号发送、接收装置如图7所示。

在发送装置中包含用于对各信道中需发送的信号复制为两路的复制模块、用于对信号进行交织的交织模块、两个分别用于对信号进行信道纠错编码的信道编码模块、用于将各信道的经信道编码模块编码后的信号与导频信号以正交扩频码进行正交扩频的扩频模块、用于将各信道经扩频模块扩频后的信号以及导频信号进行合并的合并模块、用于对来自合并模块的信号进行加扰的加扰模块、以及用于将经加扰模块加扰后的信号划分到各个时频块中进行发送的发送模块。

具体地说，复制模块将各信道中需发送的信号复制为两路后，将其中一路信号输出到交织模块，由该交织模块对该路信号进行交织后，输出到信道编码模块进行信道纠错编码。复制模块将所复制的另一路信号直接输出到信道编码模块进行信道纠错编码。扩频模块分别将各信道的两路经信道模块编码后的信号与导频信号以正交扩频码进行正交扩频后输出到合并模块，由合并模块将扩频后的各信道信号和导频信号合并后输出到加扰模块，加扰模块对合并后输出的信号进行加扰后输出到发送模块，由发送模块将加扰后的信号划分到各个时频块中进行发送。

其中，时频块是由连续的子载波和连续的符号组成的时间和频率的二维块，使得在一个时频块内的各个子载波和各个符号能够在频率衰落性与时间衰落性方面保持相对的稳定，从而能够有效抵抗OFDM系统固有的频率选择性衰落与时间选择性衰落。并且，交织的双RM编码方式能够进一步地提高信道编码的纠错能力，从而增强了OFDM通信系统的抗干扰能力。

在接收装置中包含用于在预设的时频块中接收信号的接收模块、用于对接收模块接收到的信号进行解扰的解扰模块、用于对经解扰模块解扰后的信号以相应的扩频码进行解扩的解扩模块、用于对解扩的信号进行相干解调的解调模块，用于对经解扩模块输出的信号进行信道纠错解码的解码模块。

其中，解码模块根据发送端的编码方式，在发送信号可能的编码序列中，找出收到的编码信号的最大似然序列，并将该序列作为译码输出，得到发送端在各信道中所发送的信号。最大似然序列为发送信号可能的编码序列中与解扩后输出的信号的欧式距离最小的序列，欧式距离定义为：

$d_{\mathrm{ED}}^2(R,C_k)=\underset{m=1}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{|r_m-c_{k,m}|}^2$

其中，t为收到的编码信号的长度，R为收到的编码信号，R＝(r₁，r₂，…r_t，)，C_k为一个发送信号可能的编码序列，C_k＝(c_k，1，r_k，2，…r_{k， t}，)，1≤k≤2ⁿ，n为发送信号的长度。

本发明第四实施方式的信号接收装置如图8所示，包含接收模块，用于在预设的时频块中接收信号，其中，时频块是由连续的子载波和连续的符号组成的时间和频率的二维块；用于对该接收模块接收到的信号进行解扰并输出的解扰模块；用于对经该解扰模块解扰后的信号以相应的扩频码进行解扩后，输出各信道的信号以及导频信号的解扩模块；用于根据该解扩模块输出的导频信号进行信道估计，并输出相应的信道参数的信道估计模块；用于根据该信道估计模块输出的信道参数对该解扩模块输出的各信道的信号进行解调后输出，得到各信道的编码信号的解调模块；以及用于对经解调模块输出的各信道的信号进行信道纠错解码的解码模块。

具体地说，在接收模块中进一步包含用于将收到的时域信号转换为频域信号的FFT模块，以及对转换后的频域信号进行时频块的反映射的反映射模块。比如说，发送装置在将各信道的10比特信号复制为两路，并分别进行编码、扩频、合并加扰后，每一路最终得到512个比特，并分别将这512个比特映射到32个时频块中，即共通过64个时频块发送1024个比特。那么，接收装置则在通过FFT模块将收到的时域信号转换为频域信号后，对这64个时频块进行反映射，恢复出在发送装置中的映射到时频块前的共1024个比特信号。再由解扰模块对反映射后的1024个比特信号进行解扰后输出到解扩模块。

如果在发送装置中，每个信道的一路10比特信号经编码后得到32比特信号，再通过采用16比特长的WALSH正交码进行扩频，最终得到合并加扰后的512个比特，那么，接收装置中的解扩模块在进行解扩后，得到各信道的两路32比特信号。比如说，对于信道1而言，解扩模块在解扩后，输出信道1的两路32比特信号：y_1，1，y_1，2，…y_1，32和y’_1，1，y’_1，2，…y’_1，32。信道估计模块根据解扩模块输出的导频信号y_p，1，y_p，2，…y_1，64进行信道估计，得到相应的信道参数。由解调模块根据该信道估计模块输出的信道参数对该解扩模块输出的各信道的信号进行相干解调后输出，得到各信道的编码信号。最后由解码模块对解调模块输出的各信道信号进行信道纠错解码。

如果发送装置中的编码方式与第三实施方式中的编码方式相同，则接收装置中的解码模块的解码方式也与第三实施方式中的解码方式相同，在此不再赘述。

本发明第五实施方式的信号接收方法如图9所示，步骤901至步骤904与步骤510至步骤540完全相同，在此不再赘述。

在步骤905中，接收端解码后的各信道信号再次以与发送端相同的编码方式进行编码。比如说，发送端将各信道的10比特信号复制为两路，对其中一路信号直接进行编码，得到32比特的编码信号，对另一路信号进行交织后再进行编码，得到32比特的编码信号，那么，在接收端中，同样将得到的各信道的解码后的信号复制为两路，对其中一路信号直接进行编码，得到32比特的编码信号，对另一路信号进行交织后再进行编码，得到32比特的编码信号。

接着，进入步骤906，接收端根据编码后的信号与解扩后的信号进行信道估计。具体地说，由于信道估计的原理就是根据已知的发送内容，结合实际收到的信号，估计出道信的参数。而在本实施例中，通过解码后已经得到了基本正确的信号序列，如果再对该信号序列以与发送端相同的编码方式进行编码后，即可将其视为已知的发送内容，因此，通过结合编码后的各信道信号与解扩后得到的各信道信号，也可以估计出信道的参数。

接着，进入步骤907，接收端根据新的信道参数重新对解扩后输出的各信道信号进行相干解调。具体地说，接收端将由导频信号得到的信道估值与在步骤906中得到的信道估值进行合并，如进行简单相加或加权相加，得到新的信道估值，接收端根据该新的信道估值重新对解扩后输出的各信道信号进行相干解调。由于新的信道估值是通过更多的信息得到的，因而具有更好信道估值质量，进而使得接收端具有了更好的接收性能。

接着，进入步骤908，接收端对解调后的各信道信号进行解码，本步骤904相同，在此不再赘述。

本发明第六实施方式的信号接收装置如图10所示，包含接收模块、解扰模块、解扩模块、第一解调模块、第一信道估计模块、第一解码模块、编码模块、第二信道估计模块、第二解调模块、以及第二解码模块。

其中，接收模块、解扰模块以及解扩模块、与第四实施方式中的接收模块、解扰模块以及解扩模块相同，第一解调模块、第一信道估计模块以及第一解码模块、分别与第四实施方式中的解调模块、信道估计模块、以及解码模块相同。

本实施方式中的编码模块用于对第一解码模块输出的各信道的译码信号以发送端相同的方式进行编码后输出，第二信道估计模块用于根据编码模块输出的各信道的译码信号与解扩模块输出的各信道的信号进行信道估计，并输出相应的信道参数，第二解调模块用于根据第一信道估计模块与第二信道估值模块输出的信道参数对解扩模块输出的各信道的信号进行解调后输出，第二解码模块用于对第二解调模块输出的各信道的信号以与第一解码模块相同的方式解码后输出各信道的译码信号。

本实施方式的关键在于采用了两级接收。接收模块、解扰模块、解扩模块、第一解调模块、第一解码模块、和第一信道估计模块构成了第一级接收；编码模块、第二信道估计模块、第二解调模块、和第二解码模块构成了第二级接收。因为RM编码是纠错码，所以一般来说第一级解码已经得到了正确率较高的结果，对第一级解码结果在编码模块进行与发送端相同方式的RM编码，得到编码信号，这个编码信号因为正确率较高，可以近似看作一种“导频”，用这个编码信号结合实际收到的信号也可以进行信道估计。将由编码信号得到的信道估计与由导频得到的信道估计相加(可以是简单相加或加权相加)，可以提高信道估计的准确度。因为信道估计的准确度提高了，所以第二级解码的结果会比第一级解码的结果更为准确。

虽然通过参照本发明的某些优选实施方式，已经对本发明进行了图示和描述，但本领域的普通技术人员应该明白，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。

Claims (18)

1.一种信号发送方法，其特征在于，包含以下步骤：

发送端将需发送的信号复制为至少两路，对每路信号分别进行信道纠错编码，其中，至少一路信号在进行信道纠错编码前，先进行交织，再对该经交织后的信号进行信道纠错编码，所述发送端将经信道纠错编码后的各路信号发送给接收端。

2.根据权利要求1所述的信号发送方法，其特征在于，所述信道纠错编码采用“REED-MULLER”码。

3.根据权利要求1所述的信号发送方法，其特征在于，所述交织方式由以下公式产生，交织后的第k位比特对应于交织前的第I(k)位比特：

I(k)＝(pk+c)mod n+1，其中，n为所述需发送的信号长度，信号比特序列从1开始编号，p与n互素，c为整数。

4.根据权利要求3所述的信号发送方法，其特征在于，当n为10时，p为3。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的信号发送方法，其特征在于，还包含以下步骤：

所述发送端将各信道的经所述信道编码后的信号与导频信号以正交扩频码进行正交扩频后合并，并在将合并后的信号进行加扰后，划分到各个时频块中进行发送，所述时频块是由连续的子载波和连续的符号组成的时间和频率的二维块。

6.根据权利要求5所述的信号发送方法，其特征在于，还包含以下步骤：

所述发送端将经加扰后的信号划分成子块，每个子块对应的大小与使用的最短扩频码的长度相同，每个子块分别通过一个所述时频块发送。

7.一种信号接收方法，其特征在于，包含以下步骤：

接收端根据发送端的编码方式，在发送信号可能的编码序列中，找出收到的编码信号的最大似然序列，将该序列作为译码结果输出。

8.根据权利要求7所述的信号接收方法，其特征在于，所述最大似然序列为所述发送信号可能的编码序列中与所述收到的编码信号的欧式距离最小的序列，所述欧式距离定义为：

$d_{\mathrm{ED}}^2(R,C_k)=\underset{m=1}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{|r_m-c_{k,m}|}^2$

其中，t为所述收到的编码信号的长度，R为收到的编码信号，R＝(r₁，r₂，...r_t，)，C_k为一个所述发送信号可能的编码序列，C_k＝(c_k，1，r_k，2，...r_k，t，)，1≤k≤2ⁿ，n为发送信号的长度。

9.根据权利要求7或8所述的信号接收方法，其特征在于，所述接收端通过以下步骤得到所述接收到的编码信号：

所述接收端在预设的时频块中接收信号，在将接收到的信号解扰后以相应的扩频码对所接收的信号进行解扩并用导频进行相干解调，得到所述收到的编码信号；

其中，所述时频块是由连续的子载波和连续的符号组成的时间和频率的二维块。

10.根据权利要求9所述的信号接收方法，其特征在于，还包含以下步骤：

所述接收端在对所述编码信号解码后，将输出的译码再次以发送端相同的方式进行编码，根据编码后的信号和所述解扩后得到的信号进行信道估计，并根据信道估计得到的信道参数和由导频信号得到的信道参数对所述解扩后得到的信号进行相干解调，得到编码信号，并对该编码信号进行解码。

11.一种信号发送装置，其特征在于，包含：

复制模块，用于将需发送的信号复制为至少两路；

至少一个交织模块，用于对信号进行交织；

至少两个信道编码模块，分别用于对信号进行信道纠错编码；

以及发送模块，用于发送信号；

所述复制模块将需发送的信号复制为至少两路后，将至少一路信号输出到所述交织模块，由该交织模块对信号进行交织后，输出到所述信道编码模块进行信道纠错编码，所述复制模块将所复制的其他路信号直接输出到所述信道编码模块进行信道纠错编码，所述发送模块将各个所述信道编码模块编码后的各路信号发送给接收端。

12.根据权利要求9所述的信号发送装置，其特征在于，所述装置还包含：

扩频模块，用于将各信道的经所述信道编码模块编码后的信号与导频信号以正交扩频码进行正交扩频后输出；

合并模块，用于将经所述扩频模块扩频后输出的各信道信号和导频信号合并后输出；

加扰模块，用于对经所述合并模块合并后输出的信号进行加扰后输出到所述发送模块；

所述发送模块还用于将所述加扰模块输出的信号划分到各个时频块中进行发送，所述时频块是由连续的子载波和连续的符号组成的时间和频率的二维块。

13.一种信号接收装置，其特征在于，包含：

解码模块，用于根据发送端的编码方式，在发送信号可能的编码序列中，找出收到的编码信号的最大似然序列，并将该序列作为译码输出。

14.根据权利要求12所述的信号接收装置，其特征在于，所述最大似然序列为所述发送信号可能的编码序列中与所述收到的编码信号的欧式距离最小的序列，所述欧式距离定义为：

$d_{\mathrm{ED}}^2(R,C_k)=\underset{m=1}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{|r_m-c_{k,m}|}^2$

其中，t为所述收到的编码信号的长度，R为收到的编码信号，R＝(r₁，r₂，...r_t，)，C_k为一个所述发送信号可能的编码序列，C_k＝(c_k，1，r_k，2，...r_k，t，)，1≤k≤2ⁿ，n为发送信号的长度。

15.根据权利要求13或14所述的信号接收装置，其特征在于，所述装置还包含：

接收模块，用于在预设的时频块中接收信号，其中，所述时频块是由连续的子载波和连续的符号组成的时间和频率的二维块；

解扰模块，用于对所述接收模块接收到的信号解扰后输出；

解扩模块，用于对经所述解扰模块解扰后的信号以相应的扩频码进行解扩，得到所述收到的编码信号。

16.根据权利要求15所述的信号接收装置，其特征在于，所述装置还包含：

第一信道估计模块，用于根据所述解扩模块输出的导频信号进行信道估计，并输出相应的信道参数；

第一解调模块，用于根据所述第一信道估计模块输出的信道参数对所述解扩模块输出的各信道的信号进行解调后输出，得到各信道的所述编码信号。

17.根据权利要求16所述的信号接收装置，其特征在于，所述装置还包含：

编码模块，用于对所述解码模块输出的各信道的译码信号以与发送端相同的方式进行编码后输出；

第二信道估计模块，用于根据所述编码模块输出的各信道的编码信号与所述解扩模块输出的各信道的信号进行信道估计，并输出相应的信道参数；

第二解调模块，用于根据所述第一信道估计模块与第二信道估值模块输出的信道参数对所述解扩模块输出的各信道的信号进行解调后输出；

第二解码模块，用于对所述第二解调模块输出的各信道的信号解码后输出。

18.根据权利要求16或17所述的信号接收装置，其特征在于，所述接收模块包含：

离散傅立叶变换模块，用于将收到的时域信号转换为频域信号；

反映射模块，用于对转换后的频域信号进行时频块的反映射；

所述解扰模块用于对经所述反映射模块反映射后的信号进行解扰。

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