CN1765074A - 正交频分多路复用接收装置和正交频分多路复用接收方法 - Google Patents

Abstract

干扰功率计算部分(208)根据计算表达式(干扰功率＝未受干扰的部分的平均功率+受到干扰的部分的平均功率)计算每个符号的干扰功率值，并且将计算出的干扰功率值通知给turbo译码部分(209)。turbo译码部分(209)基于从干扰功率计算部分(208)通知的干扰功率值，根据计算表达式(σ²＝热噪声+干扰功率)计算用于计算turbo译码的LLR的σ²，由此，基于从干扰功率计算部分(208)通知的每个符号的干扰功率值来修改每个符号的σ²。

Description

正交频分多路复用接收装置和正交频分多路复用接收方法

技术领域

本说明涉及一种使用OFDM信号的OFDM接收装置及其方法，具体涉及一种用于基于跳频方案的OFDM系统的OFDM接收装置。

背景技术

在移动通信系统中，使用跳频的OFDM(正交频分多路复用)方案正处于研究之中。使用跳频的OFDM系统在多个小区之间使用不同的跳频图(hopping pattern)来通信，从而使得小区之间的干扰变得平均。

使用包括跳频OFDM方案在内的多载波方案的移动通信系统采用以使用软判决值的MAP(最大后验)译码为前提的编码方案(例如turbo码或LDPC(低密度奇偶校验)，来编码传输信息。

此外，turbo码译码处理假设传输路径是处于AWGN(加性高斯白噪声)环境中，并且从下面所示的表达式(1)中推导出LLR(对数似然比)(参见例如Wataru Matsumoto，Hideki Ochiai：“Application of OFDM ModulationScheme”，Triceps，WS No.216(2001-10)，pp.80)。

$\mathrm{LLR}\left(D_{\mathrm{rx}}\left(k\right)\right)=\ln \left(\frac{P_O\left(D_{\mathrm{rx}}\left(k\right)\right)}{P_1\left(D_{\mathrm{rx}}\left(k\right)\right)}\right)$

$=\ln \left(P_o\left(D_{\mathrm{rx}}\left(k\right)\right)\right)-\ln \left(P_1\left(D_{\mathrm{rx}}\left(k\right)\right)\right)$

$=\ln \left(\mathrm{Cexp}(-\frac{1}{{2\mathrm{\σ}}^2}{(D_{\mathrm{rx}}\left(k\right)-\mathrm{\α}\left(k\right))}^2)\right)-\ln \left(\mathrm{Cexp}(-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}{(D_{\mathrm{rx}}\left(k\right)+\mathrm{\α}\left(k\right))}^2)\right)$

$=\frac{2\mathrm{\α}\left(k\right)D_{\mathrm{rx}}\left(k\right)}{{\mathrm{\σ}}^2}----\left(1\right)$

因此，表达式(1)假设在噪声的方差在一个码单位内是不变的。

此外，在CDMA(码分多址)环境中，通过解扩来白化(whiten)来自其他小区的干扰，从而认为干扰在一个码字内基本上是不变的。由此，表示由于噪声导致的符号方差的σ²变为σ²＝热噪声+干扰，并且在一个码字内可以认为是相同的。

然而，在CDMA环境中，通过解扩来白化来自其他小区的干扰，并且认为干扰在一个码字内基本上是不变的，从而可以认为表示由于噪声导致的符号方差的σ²在一个码字内是相同的，但是在使用跳频的FH-OFDM环境中，干扰随机产生，并且如果认为σ²在1个码字内是不变的，则存在这样的问题：在这种环境下无法获得足够的MAP译码特性。

在计算LLR值时，如果假设热噪声+干扰是不变的，则σ²可以保持不变，从而使用图1所示的计算模型的计算没有问题。

然而，当在FH-OFDM环境中干扰功率在符号之间是变化的时，干扰功率对于某些符号增加，因而，尽管当噪声功率大时使用图2所示的计算模型计算LLR是正确的，但使用图1中的计算模型计算LLR，因此存在着计算出错误的LLR的问题，从而不可能充分利用turbo编码的效果。

此外，当接收装置添加干扰消除电路以消除来自其他小区的干扰时，为每个符号分配诸如MMSE(最小均方误差)之类的加权因子，从而如果认为σ²在1个码字内是不变的，则消除了干扰，但噪声功率在符号之间是变化的，因而存在着MAP译码特性恶化的问题，从而不可能充分利用turbo编码的效果。

发明内容

本发明意在解决这些问题，并且本发明的一个目的是提供一种OFDM接收装置和OFDM接收方法，其能够在每个符号中反映的干扰功率的影响下正确地计算LLR，从而在跳频OFDM环境中充分利用turbo编码的效果。

根据本发明一个实施例的OFDM接收装置是一种用于接收从多个小区发送的跳频OFDM信号的OFDM接收装置，其包括：提取部分，用于从所述跳频OFDM信号的各个子载波中提取导频信号；干扰功率计算部分，用于从由所述提取部分提取的导频信号中计算干扰部分功率和非干扰部分功率，并且基于所述干扰部分功率和非干扰部分功率计算每个符号的干扰功率；和译码部分，用于基于所述干扰功率计算部分计算出的每个符号的干扰功率，译码所述各个子载波的符号。

根据本发明另一个实施例的OFDM接收装置是一种用于使用多根天线执行从多个小区发送的跳频OFDM信号的分集接收的OFDM接收装置，该接收装置包括：提取部分，用于从由所述各根天线接收到的各个跳频OFDM信号的子载波中提取导频信号；干扰功率计算部分，用于对由所述提取部分提取的每个导频信号计算干扰部分功率和非干扰部分功率，并且基于所述干扰部分功率和非干扰部分功率计算每个符号的干扰功率；功率比计算部分，用于计算由所述提取部分提取的每个导频信号的信号对干扰功率比；合并比计算部分，用于基于由所述功率比计算部分计算出的每个所述符号的信号对干扰功率比，计算所述各根天线的接收到的信号的合并比；和译码部分，用于基于由所述干扰功率计算部分计算出的每个所述符号的干扰功率以及由所述合并比计算部分计算出的各个接收到的信号的合并比，译码每个所述子载波的符号。

根据本发明再一个实施例的OFDM接收方法是一种用于接收从多个小区发送的跳频OFDM信号的OFDM接收方法，该方法包括：提取步骤，用于提取所述跳频OFDM信号的各个子载波中的导频信号；干扰功率计算步骤，用于从所述提取的导频信号中计算干扰部分功率和非干扰部分功率，并且基于所述干扰部分功率和非干扰部分功率计算每个符号的干扰功率；和译码步骤，用于基于所述计算出的每个符号的干扰功率，译码每个所述子载波的符号。

根据本发明再一个实施例的OFDM接收方法是一种用于使用多根天线执行从多个小区发送的跳频OFDM信号的分集接收的OFDM接收，该方法包括：提取步骤，用于从由所述各根天线接收到的各个跳频OFDM信号的子载波中提取导频信号；干扰功率计算步骤，用于对所述提取的导频信号计算干扰部分功率和非干扰部分功率，并且基于所述干扰部分功率和非干扰部分功率计算每个符号的干扰功率；功率比计算步骤，用于计算每个所述提取的导频信号的信号对干扰功率比；合并比计算步骤，用于基于所述计算出的每个所述符号的信号对干扰功率比，计算所述各根天线的接收到的信号的合并比；和译码步骤，用于基于所述计算出的每个所述符号的干扰功率以及所述计算出的各个接收到的信号的合并比，译码每个所述子载波的符号。

附图说明

图1图解了传统的LLR值计算模型；

图2图解了当噪声大时常规的LLR值计算模型；

图3是示出根据本发明实施例1的发送装置的配置的方框图；

图4是表示根据本发明实施例1的子载波映射结果的二维映射的示意图；

图5是表示根据本发明实施例1的、交织后的子载波映射情况的二维映射的示意图；

图6是示出根据本发明实施例1的接收装置的配置的方框图；

图7示出了根据本发明实施例1的、在本小区和其他小区中的子载波分配的例子；

图8示出了根据本发明实施例1的、在本小区中的干扰状态的例子；以及

图9是示出根据本发明实施例2的接收装置的配置的方框图。

具体实施方式

现在将在下面参照附图，详细说明本发明的实施例。本发明决不限于这些实施例，而是可以以不背离其本质的范围内的各种模式来实现。

本发明的本质是要在每个符号中反映的干扰功率的影响下正确地计算LLR，从而在跳频OFDM环境中充分利用turbo编码的效果。

(实施例1)

图3是示出根据本发明一个实施例的、基于跳频OFDM方案的发送装置的配置的方框图，而图6是示出根据关于用户1的该实施例的、基于跳频OFDM方案的接收装置的配置的方框图。

发送装置100主要包括turbo编码部分101-1和101-2、调制部分102-1和102-2、子载波映射部分103-1和103-2、多路复用器104、频率交织部分105、串行/并行(S/P)转换部分106、反快速傅立叶变换(IFFT)部分107、保护间隔(GI)插入部分108、无线处理部分109以及天线110。

turbo编码部分101-1、101-2对用户1、用户2的发送数据执行turbo编码，并且将经turbo编码的信号输出到调制部分102-1、102-2。

调制部分102-1、102-2具有不同的编码调制功能，并且采用例如16QAM(正交幅度调制)和64QAM调制方案作为QAM系统，以及BPSK(二进制移相键控)、QPSK(四相移键控)和8PSK作为PSK系统。

调制部分102-1、102-2对从turbo编码部分101-1、101-2输入的经过turbo编码的信号根据不同的调制方案分别执行编码调制，并且将经调制的信号输出到子载波映射部分103-1、103-2。

子载波映射部分103-1、103-2根据多个预先映射的子载波的跳频图，为从调制部分102-1、102-2输入的经调制的信号分配子载波，从而形成子载波信号并将子载波信号输出到多路复用器104。

多路复用器104通过在子载波信号之间插入关于从外部输入的导频序列的信息，将从子载波映射部分103-1、103-2输入的子载波信号多路复用为一串行信号，并且将串行信号输出到频率交织部分105。

频率交织部分105以这样一种方式，即交织串行信号中包含的多个数据序列的阵列方向，来读出从多路复用器104输入的串行信号，并且将信号作为交织信号输出到S/P转换部分106。

S/P转换部分106将从频率交织部分105输入的交织信号转换成多个并行数据序列信号，并且将信号输出到IFFT部分107。

IFFT部分107将从S/P转换部分106输入的多个数据序列信号的各个子载波分量反快速傅立叶变换到时域，并且将时间波形信号输出到GI插入部分108。

GI插入部分108将从IFFT部分107输入的时间波形信号插入保护间隔以便改善抗延迟特性，并且将信号输出到无线处理部分109。

无线处理部分109将从GI插入部分108输入的时间波形信号上变频到RF频段，并且从天线110发送OFDM信号。

该发送装置100对与两个用户1、2对应的发送数据执行处理，对它们各自的发送数据执行编码和调制，将每个经调制的信号映射到子载波(频率分配)，并且也映射导频序列。

图4以二维映射示意图示出了子载波到用户1、2的数据和导频数据的映射的结果。导频序列信号也被调制。

将多个子载波信号多路复用，并且基于多路复用后的信号执行频率交织处理。图5以二维映射示意图示出了在该交织后子载波的映射情况。

图6所示的接收装置200主要包括天线201、无线处理部分202、保护间隔(GI)消除部分203、快速傅立叶变换(FFT)部分204、频率解交织部分205、信道分离部分206、解调部分207、干扰功率计算部分208和turbo译码部分209。

无线处理部分202从天线201接收OFDM信号，并且将OFDM信号输出到GI消除部分203。

GI消除部分203消除从无线处理部分202输入的OFDM信号中的保护间隔，并且将信号输出到FFT部分204。

FFT部分204对从GI消除部分203输入的、消除了保护间隔后的OFDM进行快速傅立叶变化(FFT)，并且将OFDM信号从时域转换到频域。从该FFT部分204通过多个子载波发送的数据序列信号被提取出来并且输出到频率解交织部分205。

频率解交织部分205以与发送装置100的交织方向相反的阵列方向，读出从FFT部分204输入的多个数据序列信号，恢复包括以原始串行排列的数据序列的串行信号，并且将串行信号输出到信道分离部分206。

信道分离部分206将从频率解交织部分205输入的、包括多个子载波信号的串行信号分为各个子载波信号，并且将用户1的子载波信号输出到解调部分207和干扰功率计算部分208。

解调部分207解调从信道分离部分206输出的各个子载波信号，并且将子载波信号输出到turbo译码部分209。

为了确定干扰信号对从信道分离部分206输入的各个子载波信号的影响，干扰功率计算部分208根据发送装置100所应用的调制方案(QAM方案或PSK方案)，计算每个符号的干扰功率，并且将计算出的干扰功率值输出到turbo译码部分209。

turbo译码部分209基于从干扰功率计算部分208输入的每个符号的干扰功率值，计算从解调部分207输入的各个子载波信号的符号的LLR值。

在本实施例中，turbo译码部分209在计算LLR以执行turbo译码处理时，对于每个符号都改变σ²的值，从而干扰功率计算部分对于每个符号都需要向turbo译码部分209报告干扰功率。

下面将说明接收装置200中的干扰功率计算部分208的干扰功率计算方法。

例如，假设所有信号是按照QPSK方案调制的，并且执行通信。那么，可以通过测量对应于受到干扰的导频部分的功率和对应于未受干扰的导频部分的功率来计算干扰功率。

为了说明简便起见，假设在小区间同步系统中只有两个小区的情形，其中在各个小区中存在用户，图7示出了在本小区(用户1)和其他小区(用户2或导频)中子载波分配的例子。

在图7中，假设频率方向存在于相干频带内，并且来自本小区的信号功率和来自其他小区的信号功率在该频带内都不改变。

此外，图8示出干扰情况的例子，示出本小区中的用户1和导频是否受到干扰。在图8中，0表示没有干扰，而1表示存在来自相邻小区的干扰。

在这种情形下，可以使用下面的计算方法，计算受到干扰的导频的功率部分和受到干扰的数据部分的功率部分的平均接收功率：

受到干扰的部分的平均功率＝信号功率+干扰功率+噪声功率。

另一方面，未受干扰的导频部分的功率部分和未受干扰的数据部分的功率部分可以使用下面的计算方法计算：

未受干扰的部分的平均功率＝信号功率+噪声功率

通过计算受到干扰的功率部分的平均功率接收功率和未受干扰的部分的平均功率，可以使用下面的计算方法计算干扰功率：

干扰功率＝未受干扰的部分的平均功率+受到干扰的部分的平均功率

因此，干扰功率计算部分208使用上述计算表达式计算出各个符号的干扰功率值，并且计算出的干扰功率值通知给turbo译码部分209。

turbo译码部分209基于从干扰功率计算部分208通知的干扰功率值，使用下面的计算方法计算用于计算turbo译码的LLR的σ²：

σ²＝热噪声+干扰功率

因此，turbo译码部分209可以基于从干扰功率计算部分208通知的每个符号的干扰功率值，如该计算表达式所示，改变每个符号的σ²。

因此，根据本实施例的接收装置200，可以在每个符号中反映的干扰功率的影响下正确地计算LLR，从而在跳频OFDM环境中充分利用turbo编码的效果。

(实施例2)

在实施例1中，通过基于对每个符号计算的干扰功率值来对每个符号改变σ²从而计算LLR，而在本实施例中，通过使用加权因子改变对每个符号的σ²，从而计算LLR，加权因子是根据符号之间变化的干扰功率计算出的。

本实施例将说明OFDM信号从图3所示的发送装置100发送的OFDM被图9所示的、使用两根天线执行分集接收的接收装置300接收的情况。

接收装置300主要包括天线301和302、无线处理部分303和304、保护间隔(GI)消除部分305和306、快速傅立叶变换(FFT)部分307和308、频率解交织部分309和310、信道分离部分311和312、干扰功率计算部分313和314、SINR计算部分315和316、MRC合并部分317、解调部分318以及turbo译码部分319。

在接收装置300中，天线301和302、无线处理部分303和304、保护间隔(GI)消除部分305和306、快速傅立叶变换(FFT)部分307和308、频率解交织部分309和310以及信道分离部分311和312的配置，对应于图4所示的接收装置200的天线201、无线处理部分202、保护间隔(GI)消除部分203、快速傅立叶变换(FFT)部分204、频率解交织部分205、信道分离部分206的相同配置的两条线，因此将省略对这些配置的说明。

为了确定干扰信号对从信道分离部分311和312输入的子载波信号的影响，干扰功率计算部分313和314根据发送装置100所应用的调制方案(QAM方案或PSK方案)，使用与上述功率计算部分208的方法相同的计算方法来计算每个符号的干扰功率，并且将计算出的干扰功率值输出到MRC合并部分317。

SINR(信号对干扰功率比)计算部分315、316对于从信道分离部分311、312输入的子载波信号计算SINR，并且将计算出的SINR值输出到turbo译码部分319。

首先，在天线301和天线302接收的信号中包含的干扰功率的幅度被认为是不同的，从而SINR计算部分315、316使用下面的计算表达式计算信号功率(S)：

信号功率(S)＝未受干扰的平均功率-热噪声

接下来，SINR计算部分315、316根下面的计算表达式，使用计算出的信号功率(S)计算SINR：

SINR＝信号功率/(干扰功率+热噪声)

SINR计算部分315、316将计算出的SINR输出到turbo译码部分319。

MRC(最大比合并)合并部分317计算加权因子W_1、W_2，当合并由各根天线301和302接收的、由信道分离部分311和312分离并输入的各个子载波信号时，其根据下面的计算方法，使用从SINR计算部分315和316输入的天线301和302的各个SINR值来确定各个合并比。

在下面的计算中，假设从SINR计算部分315和316计算出的天线301和302的各个SINR值为SINR_1和SINR_2(实数值)，从而计算出W_1和W_2：

W_1＝SINR_1/(SINR_1+SINR_2)             (实数)

W_2＝SINR_2/(SINR_1+SINR_2)             (实数)

实际上，存在着具有干扰的小区和没有干扰的小区，并且W的幅度根据干扰的存在/不存在而变化(在相干时间和相干频带内假设干扰和信号的幅度是相同的)。

MRC合并部分317使用计算出的W_1和W_2合并从信道分离部分311和312输入的各个子载波，并且将合并后的子载波信号输出到解调部分318。

解调部分318解调从MRC合并部分317输入的合并后的子载波信号，并且将解调后的信号输出到turbo译码部分319。

turbo译码部分319基于从干扰功率计算部分313和314输入的每个符号的干扰功率值，计算从解调部分318输入的合并后的子载波信号的符号的LLR值。

turbo译码部分319基于从干扰功率计算部分313和314输入的各个干扰功率值，使用下面的计算方法计算σ²，用于计算turbo译码的LLR。

这里，假设在天线301和302的干扰功率的幅度是I_1和I_2，热噪声相同，并且该热噪声功率为N，则如下对每个符号计算用来计算LLR的σ²。

σ²＝W_1(I_1+N)+W_2(I_2+N)

因此，turbo译码部分319可以基于从干扰功率计算部分313和314通知的每个符号的干扰功率值，如上述计算表达式所示，改变对每个符号的σ²，并且当计算σ²时反映分集接收的加权因子。

这样，根据本实施例的接收装置300，可以在以分集接收的每个符号中反映的干扰功率的影响下正确地计算LLR，从而在跳频OFDM环境中充分利用turbo编码的效果。

本实施例作为例子说明了MRC，但当为干扰消除等执行加权计算时，上述转换对于计算σ²是必要的。

本申请基于在2003年3月28日提交的日本专利申请No.2003-091748，其全部内容援引于此以供参考。

工业适用性

本发明可以在每个符号中反映的干扰功率的影响下正确地计算LLR，从而在跳频OFDM环境中充分利用turbo编码的效果。

Claims (6)

1.一种OFDM接收装置，用于接收从多个小区发送的跳频OFDM信号，该接收装置包括：

提取部分，用于从所述跳频OFDM信号的各个子载波中提取导频信号；

干扰功率计算部分，用于从由所述提取部分提取的导频信号中计算干扰部分功率和非干扰部分功率，并且基于所述干扰部分功率和非干扰部分功率计算每个符号的干扰功率；和

译码部分，用于基于由所述干扰功率计算部分计算出的每个符号的干扰功率，译码所述各个子载波的符号。

2.如权利要求1所述的OFDM接收装置，其中，所述译码部分基于每个所述符号的干扰功率计算用于所述译码的方差值，并且使用所述方差值译码所述各个子载波的符号。

3.一种OFDM接收装置，用于通过使用多根天线对从多个小区发送的跳频OFDM信号执行分集接收，该接收装置包括：

提取部分，用于从由所述各根天线接收到的各个跳频OFDM信号的子载波中提取导频信号；

干扰功率计算部分，用于对由所述提取部分提取的每个导频信号计算干扰部分功率和非干扰部分功率，并且基于所述干扰部分功率和非干扰部分功率计算每个符号的干扰功率；

功率比计算部分，用于计算由所述提取部分提取的每个导频信号的信号对干扰功率比；

合并比计算部分，用于基于由所述功率比计算部分计算出的每个所述符号的信号对干扰功率比，计算所述各根天线的接收到的信号的合并比；和

译码部分，用于基于由所述干扰功率计算部分计算出的每个所述符号的干扰功率以及由所述合并比计算部分计算出的各个接收到的信号的合并比，译码每个所述子载波的符号。

4.如权利要求3所述的OFDM接收装置，其中，所述合并比计算部分基于每个所述符号的信号对干扰功率比，计算加权值来确定所述各根天线的接收到的信号的合并比，

所述译码部分基于加权值计算用于所述译码的方差值，并且使用所述方差值译码所述各个子载波的符号，其中加权值用于确定每个所述符号的干扰功率和由所述合并比计算部分计算出的各个接收到的信号之间的合并比。

5.一种OFDM接收方法，用于接收从多个小区发送的跳频OFDM信号，该方法包括：

提取步骤，用于提取所述跳频OFDM信号的各个子载波中的导频信号；

干扰功率计算步骤，用于从所述提取的导频信号中计算干扰部分功率和非干扰部分功率，并且基于所述干扰部分功率和非干扰部分功率计算每个符号的干扰功率；和

译码步骤，用于基于所述计算出的每个符号的干扰功率，译码每个所述子载波的符号。

6.一种OFDM接收方法，用于经多根天线对从多个小区发送的跳频OFDM信号执行分集接收，该方法包括：

提取步骤，用于从由所述各根天线接收到的各个跳频OFDM信号的子载波中提取导频信号；

干扰功率计算步骤，用于对所述提取的导频信号计算干扰部分功率和非干扰部分功率，并且基于所述干扰部分功率和非干扰部分功率计算每个符号的干扰功率；

功率比计算步骤，用于计算每个所述提取的导频信号的信号对干扰功率比；

合并比计算步骤，用于基于所述计算出的每个所述符号的信号对干扰功率比，计算所述各根天线的接收到的信号的合并比；和

译码步骤，用于基于所述计算出的每个所述符号的干扰功率以及所述计算出的各个接收到的信号的合并比，译码每个所述子载波的符号。

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