CN101030705A - 混合型有源滤波器的电流跟踪控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种混合型有源滤波器的电流跟踪控制方法，包括以下步骤：检测并采样逆变器输出的补偿谐波电流；计算补偿谐波电流和逆变器期望补偿电流的差值；将差值与设定的环宽值比较，若差值大于预先设定的环宽值，则由传统的滞环控制起作用，即按瞬时值比较方式确定开关信号；如果差值小于或等于预先设定的环宽值，则由递推积分PI控制算法来控制逆变器的工作。本发明方法具有良好的动态性能和控制精度，而且逆变器产生的开关谐波较易滤除，不会有很大的开关谐波流入电网。

Description

混合型有源滤波器的电流跟踪控制方法

技术领域

本发明涉及一种混合型有源滤波器的电流跟踪控制方法。

背景技术

随着电力电子设备的大量应用，各种非线性负载引起的电流波形畸变形成了对电网的污染。为了解决电网谐波污染问题，以电流谐波抽取和注入为原理的有源滤波器获得了广泛应用。

有源滤波器能否按其工作原理实现预期的谐波抑制效果，除系统电路设计合理外，在很大程度上还依赖于电流跟踪控制方法的优劣。电流跟踪控制的目的是保证有源滤波器能输出期望的电流，评价电流跟踪控制方法优劣的标准就取决于系统的实时性和控制精度，同时还需考虑PWM波形中所含的开关谐波是否易于滤除。目前，在有源滤波器中应用得较多的电流控制方法主要有线性电流控制方法和滞环控制方法两大类。

最基本的线性电流控制方法是将电流的参考值i_C ^*(t)和实际值i_C(t)之间的偏差Δi_C(t)通过一个比例积分PI调节器校正后与三角波进行调制，产生脉宽调制信号，其原理图如1所示。PI调节器可以认为是传统控制理论中所指的控制器，其目的就是为了实现无差调节，即实现电流跟踪的稳态误差为0。由于传统的PI控制只能实现对直流(或变化缓慢)给定信号的无差调节，而有源滤波器控制中的给定参考信号是由多个不同频率的谐波叠加而成的周期量，直接应用传统PI控制将会导致稳态误差的不能消除。这种方法的开关模式的求取是通过PI控制器产生的控制量与三角波比较来获得，所以其开关谐波频率固定，易于滤除，但这种控制方法的电流响应速度较慢。

基本的滞环控制是一种瞬时值比较控制，其控制原理如图2所示。基本原理是以补偿电流信号的参考值i_C ^*(t)为基准，设计一个滞环带，当实际的补偿电流i_C(t)欲离开这一滞环带时，逆变器开关动作，使实际补偿电流保持在滞环带内，围绕其参考值上下波动。系统的开关频率，响应速度和电流跟踪精度均受滞环带的影响。当滞环带窄时，响应速度快，精度高，但开关频率也较高，电流开关毛刺较大，导致开关易损坏。

发明内容

为解决现有有源滤波器中线性电流控制方法电流响应速度慢和滞环控制方法中电流开关毛刺较大的缺陷，本发明提供一种混合型有源滤波器的电流跟踪控制方法。这种电流跟踪控制方法具有良好的动态性能和控制精度，而且逆变器产生的开关谐波较易滤除，不会有很大的开关谐波流入电网。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案包括以下步骤：

检测逆变器输出的补偿谐波电流i_c(K)；

计算补偿谐波电流i_c(K)和逆变器期望补偿电流i_c ^*(K)的差值e(K)；

将差值e(K)与设定的环宽值H比较，若差值e(K)大于预先设定的环宽值，则逆变器的开关控制信号为：

$s\left(K\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& e\left(K\right)>H\\ 0& e\left(K\right)<-H\end{array}\right.$

若差值e(K)小于或等于预先设定的环宽值，则逆变器的开关控制信号为：

s(K)＝p(v(k))

p(v(k))为v(k)对应的开关状态。

本发明的技术效果在于：本发明将补偿电流差值与环宽进行比较，在电流跟踪误差超过一定环宽时，系统在较简单的滞环控制方法下工作，由于该控制方法是基于瞬时值信息的，因此可以保证电流跟踪误差快速减小，系统响应速度快，使得系统具有良好的动态性能。当电流跟踪误差在给定环宽之内时，引入基于递推积分PI控制方法的控制量作为滞环控制器的等效控制，由于递推积分PI控制方法是基于系统周期特征信息的，因此能够实现系统控制的无稳态周期误差，从而使系统具有良好的稳态性能和较高的精度。本发明既克服了滞环控制的有差调节、电流开关毛刺较大等不足，也避免了递推积分PI控制稳态到达时间长的缺点，实现了这两种控制方法的有机结合。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的说明。

附图说明

图1是基本的线性电流控制框图。

图2是基本滞环控制的原理图。

图3是定时滞环控制的原理图。

图4是本发明中注入式混合有源滤波器的结构图。

图5是系统的传递函数框图。

图6是谐波域下新型注入式混合有源滤波器的单相等效电路。

图7是参考信号的示意图。

图8是基于递推积分PI算法的闭环控制系统框图。

图9是滞环控制原理图和单独使用方式并联型有源滤波器的单相等效图。

图10是本发明采用复合型滞环控制方法的控制框图。

具体实施方式

图4是注入式混合有源滤波器的结构图。图中的新型注入式混合有源滤波器主要由有源滤波器、输出滤波器、耦合变压器和无源滤波器等组成。有源滤波器为智能功率模块构成的电压型逆变器，解决谐波动态补偿问题；在逆变器的直流端接有大电容C，交流端接有输出滤波器L₀、C₀以滤除开关器件通断所产生的高频毛刺；耦合变压器实现有源滤波器和无源滤波器的电气隔离，并根据两者的电压、电流等级来选择合适的变比；并联在电网上的无源滤波器由注入支路和3、5次单调谐滤波器组构成，其中，注入支路由基波串联谐振电路和注入电容共同构成一组2次单调谐滤波器。

根据图4中注入式混合有源滤波器的拓扑结构和控制原理可以得到系统的电流闭环控制框图，如图5所示。图中G_C为控制器，e^-sT1为计算处理引起的时延，K_inve^-sT2为逆变器的传递函数，G_F为控制电流i_c对逆变器输出电压u_inv的传函，i_c ^*(s)为由瞬时无功理论计算得到的期望补偿电流。

图6为谐波域下注入式混合有源滤波器的单相等效电路，图中u_inv为受控电压源，用来等效逆变电路。由于电流闭环控制主要分析逆变器输出电流i_c跟踪参考信号i_c ^*的性能，而且谐波源i_Lh和电网谐波u_Sh对被控电流i_c的影响非常小，所以在分析i_c时可以只考虑逆变电路输出电压u_inv的作用。那么根据图6可以求得

$G_F=\frac{I_C\left(s\right)}{U_{\mathrm{inv}}\left(s\right)}=\frac{Z_{\mathrm{Co}}}{Z_{\mathrm{Lo}}{Z}_{\mathrm{Co}}+Z_{\mathrm{Lo}}{Z}_P+Z_{\mathrm{Co}}{Z}_P}...\left(1\right)$

式(1)中，

$\left\{\begin{array}{c}{Z}_{\mathrm{Co}}=\frac{1}{\mathrm{sCo}}\\ Z_{\mathrm{Lo}}=s{L}_o\\ Z_P=\frac{Z_1{Z}_S{Z}_5{Z}_3+Z_G{Z}_S{Z}_5{Z}_1+(Z_S+Z_5)Z_G{Z}_3{Z}_1}{Z_S{Z}_5{Z}_3+Z_G{Z}_S{Z}_5+(Z_S+Z_5)Z_G{Z}_3+Z_S{Z}_5{Z}_1+(Z_S+Z_5)Z_3{Z}_1}\end{array}.\left(2\right)\right.$

式(2)中，

$\left\{\begin{array}{c}{Z}_1=\frac{1}{s{C}_1}+s{L}_1+R_1\\ Z_3=\frac{1}{s{C}_3}+s{L}_3+R_3\\ Z_5=\frac{1}{s{C}_5}+s{L}_5+R_5\\ Z_G=\frac{1}{s{C}_G}\\ Z_S=s{L}_S\end{array}\right....\left(3\right)$

在没有进行校正设计之前，控制器一般为比例环节，即G_C＝K_P。根据图5可以求得电流跟踪闭环传递函数为

$G\left(s\right)=\frac{i_c\left(s\right)}{i_c^{*}\left(s\right)}=\frac{{\mathrm{Ke}}^{-\mathrm{sT}3}{G}_F}{1+{\mathrm{Ke}}^{-\mathrm{sT}3}{G}_F}...\left(4\right)$

式中，T₃为T₁与T₂之和，K为K_P与K_inv之积。

为分析方便，对纯滞后环节做如下线性近似

$e^{-\mathrm{\&tau;s}}=\frac{1}{e^{\mathrm{\&tau;s}}}=\frac{1}{1+\mathrm{\&tau;s}+\frac{{\left(\mathrm{\&tau;s}\right)}^2}{2!}+\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;}\&ap;\frac{2}{2+2\mathrm{\&tau;s}+{\left(\mathrm{\&tau;s}\right)}^2}...\left(5\right)$

传统的PI能够对被控量为直流量和变化缓慢的量实现无差控制，但当被控量为正弦量时，如果直接采用传统PI进行控制，就会存在稳态误差。本发明在传统PI算法的基础上，针对逆变器输出的补偿电流是以20ms为公倍周期的各次谐波的合成量这一特点(参考信号的示意图如图7所示)，提出了递推积分PI算法，实现对系统的无差控制。算法分别对每个周期内相应的各采样点e误差进行积分，相当于有N个PI并行工作(假设e每个周期内的采样点数为N)实现对系统PI控制。

传统PI算法的离散形式如式7所示，式中v(K)为K时刻的的输出，e(K)为K时刻的误差采样值，K_P、K_I分别为比例系数和积分系数。这种算法是对误差进行逐点积分，即

$v\left(K\right)=K_P\&CenterDot;e\left(K\right)+\underset{j=0}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{K}_I\&CenterDot;e\left(j\right)...\left(6\right)$

传统PI算法的s域传递函数为

$G_C\left(S\right)=\frac{V\left(s\right)}{E\left(s\right)}=K_P(1+\frac{1}{T_{I}s})...\left(7\right)$

式中，T_I为积分时间常数。

递推积分PI算法如式(8)所示，式中v(K)为K时刻的控制器的输出，e(K)为K时刻的误差采样值，N为一个周期内的采样数，K_P、K_I分别为比例系数和积分系数，C为K/N取整。这种算法相当于对误差逐周期积分。

$v\left(K\right)=K_P\&CenterDot;e\left(K\right)+\underset{i=0}{\overset{C}{\mathrm{\&Sigma;}}}{K}_I\&CenterDot;e(K-\mathrm{iN})...\left(8\right)$

为简化计算，可利用v(K)的增量形式进行计算。在K-N时刻，式(8)可改写为

$v(K-N)=K_P\&CenterDot;e(K-N)+\underset{i=0}{\overset{C-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{K}_I[K-(i+1)N]...\left(9\right)$

将式(8)减去式(9)得

       Δv(K)＝K_P·e(K)-K_P·e(K-N)+K_I·e(K)                (10)

那么得到控制律为

v(K)＝v(K-N)+K_Pe(K)-K_Pe(K-N)+K_Ie(K)                        (11)

将上式写成s域的传递函数为，

$G_C\left(S\right)=\frac{V\left(s\right)}{E\left(s\right)}=K_p+\frac{K_I}{1-e^{-\mathrm{sNT}}}...\left(12\right)$

式中，T为采样时间间隔，假设每个工频周期内的采样点数为N，因此NT等于20ms。从上式可以看出，递推积分PI的传递函数包含了参考信号的周期信息，而传统PI的传递函数中并没有包含这一周期信息。

参考信号是以20ms为公倍周期的有源滤波系统，由于传统PI控制方法对提高系统稳态特性的能力有限，本发明提出了递推积分PI控制方法来实现对系统的无差控制。

基于递推积分PI控制的闭环系统一般性框图如图8所示，设系统的被控对象和逆变器串联的传递函数为G_O(s)。如果在50Hz及其整数倍频率处，系统的输出量i_c(s)的幅值和相位能够完全的等于参考信号i_c ^*(s)，就说明递推积分PI控制方法能实现对系统的无差控制。

利用式(12)可以求得系统闭环传递函数为

$G\left(s\right)=\frac{i_c^{*}\left(s\right)}{i_c\left(s\right)}=\frac{[K_P(1-e^{-\mathrm{sNT}})+K_I]G_O\left(s\right)}{1-e^{-\mathrm{sNT}}+[K_P(1-e^{-\mathrm{sNT}})+K_I]G_O\left(s\right)}...\left(13\right)$

其频率特性方程为

$G\left(s\right)=\frac{i_c^{*}\left(s\right)}{i_c\left(s\right)}=\frac{[K_P(1-\cos \mathrm{wNT}+j\sin \mathrm{wNT})+K_I]G_O\left(s\right)}{1-\cos \mathrm{wNT}+j\sin \mathrm{wNT}+[K_P(1-\cos \mathrm{wNT}+j\sin \mathrm{wNT})+K_I]G_O\left(s\right)}...\left(14\right)$

那么可以得到

              G(jn·2π·f)＝1                               (15)

式中f为电网工频，n为0，1，2…的整数。上式说明闭环系统的在电网工频及其整数倍频率处的幅值等于1、相位移等于0。也就是说，递推积分PI控制方法可以保证系统输出电流对参考电流的跟踪误差将随着时间的推移而趋近于0。

在将递推积分PI控制方法应用于系统中发现，递推积分PI控制方法能够保证系统稳态时有较好的滤波效果，但是到达稳态的时间较长，即系统的动态性能不够理想，所以有必要对递推积分PI控制方法进行改进，使得既具有较好的稳态性能，同时能有较理想的跟踪速度。滞环控制具有很好的响应速度，但存在稳态误差不可消除和开关谐波不易滤除的缺点。因此，本发明将递推积分PI控制和滞环控制有机结合起来，充分发挥它们的各自的优点，大大改善了有源滤波器的滤波效果。

为能清楚介绍复合型滞环控制方法，首先有必要对基本的滞环控制方法进行介绍。滞环控制是一种响应速度快和结构简单电流跟踪控制方法。在功率变换器控制系统中，滞环控制单元一般同时兼有两种职能，一则作为闭环电流调节器，二则起着PWM调制器的作用，将电流参考信号转换为相应的开关指令信号。滞环控制原理图如图9(a)所示，图中H为环宽。图9(b)为单独使用方式并联型有源滤波器采用滞环控制的单相等效电路，图中V_dc为逆变电路直流侧的电压。

滞环控制根据误差e与环宽H比较的值来控制上下桥臂的功率开关器件的导通和关断，从而控制逆变电路输出电压，达到调节滤波支路电流的目的，其控制律为

$s\left(K\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& e\left(K\right)>H\\ 0& e\left(K\right)<-H\end{array}\right....\left(16\right)$

由单独使用方式并联型有源滤波器的单相等效电路可知瞬时值电路方程为

$L=\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}=v-u...\left(17\right)$

式中，

$v=\left\{\begin{array}{cc}\frac{v_{\mathrm{dc}}}{2}& s=1\\ -\frac{v_{\mathrm{dc}}}{2}& s=0\end{array}\right.$

为保证受控电流i_c能够根据控制律变化，逆变电路的直流侧电压应满足下式

                      v_dc＞2|u_max|                         (18)

从滞环控制的控制律可以看出，总是要存在滞环环宽误差，控制器才会工作，也就是说，系统的稳态误差不可消除。而且，滞环的环宽是固定的，由此导致主电路中功率开关器件的开关频率是变化的，开关谐波难以被滤除。尤其是当i_c值变化的范围较大的时，一方面，在i_c值小的时候，固定的环宽可能使补偿电流的跟随误差过大；另一方面，在i_c值大的时候，固定的环宽又可能使器件的开关频率过高，甚至可能超出器件允许的最高工作频率而导致器件损坏。为解决这一问题，本发明在滞环控制中引入递推积分PI控制方法，提出了复合型滞环控制方法，如图10所示。

复合型滞环控制方法的思想是将递推积分PI控制引入到滞环控制中，作为一种等效控制，改变滞环控制的控制律，使控制器不仅仅只在跟踪误差大于环宽时才工作，当跟踪误差小于环宽时递推积分PI算法进行控制。该控制方法通过环宽的设置，决定了等效控制的投入条件，这类似于传统PI控制理论中的积分分离策略，使得系统在电流跟踪误差较大时滞环控制占主导，误差减小速度较快，在误差减小到一定范围内时递推积分PI控制占主导，实现稳态无差。这种策略既克服了滞环控制有差调节、开关谐波难以滤除等不足，也避免了递推积分PI控制稳态到达时间长的缺点，实现了这两种控制方法的有机结合。其具体实现过程如下：首先运用瞬时无功理论计算出期望的补偿电流采样值i_c ^*(K)，和检测得到的逆变器实际输出的补偿电流采样值i_c(K)，然后将上述两者的差值 $e\left(K\right)=i_c^{*}\left(K\right)-i_c\left(K\right)$ 送入复合型滞环控制器中进行判断，如果差值e(K)大于预先设定的环宽值，则由传统的滞环控制起作用，即按瞬时值比较方式确定开关信号S(K)；如果差值e(K)小于或等于预先设定的环宽值，则由递推积分PI控制起作用，即按式(11)利用N个PI并行工作得到等效的控制信号，最后将得到的逆变器开关信号S(K)送入逆变器中触发相应的开关器件。

通过对滞环控制进行补偿定义，构成新的复合犁滞环控制律为

$s_a\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& e_a\left(k\right)>H\\ 1& e_a\left(k\right)<-H\\ p\left(v_a\left(k\right)\right)& \left|e_a\left(k\right)\right|\&le;H\end{array}\right....\left(19\right)$

$s_b\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& e_b\left(k\right)>H\\ 1& e_b\left(k\right)<-H\\ p\left(v_b\left(k\right)\right)& \left|e_b\left(k\right)\right|\&le;H\end{array}\right....\left(20\right)$

$s_c\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& e_c\left(k\right)>H\\ 1& e_c\left(k\right)<-H\\ p\left(v_c\left(k\right)\right)& \left|e_c\left(k\right)\right|\&le;H\end{array}\right....\left(21\right)$

式中，p(v(k))为v(k)对应的开关状态，v(k)由式(11)所给出的递推积分PI算法的控制率予以确定。

从以上控制律可知，环宽H越大，系统的响应越慢(极限情况环宽H等于i_C ^*的最大值时，复合型控制相当于递推积分PI控制)；环宽H越小，功率器件的开关频率越大，有可能超出功率器件的极限值(极限情况环宽H等于零时，复合型控制相当于环宽为零的滞环控制)。所以环宽H应满足下式，

$i_{C\max }^{*}>H\&GreaterEqual;\frac{v_{\mathrm{dc}}{C}_G}{8f_{\max }}...\left(22\right)$

式中，v_dc为逆变器直流侧电压值，f_max为功率器件的最大开关频率，C_G为注入支路输出电容的容值，i_Cmax ^*为i_C ^*的最大值。

综上所述，复合型滞环控制的特点在于：

电流跟踪误差超过设定的环宽时，系统将在较简单的滞环控制率下工作，是基于瞬时值信息的，电流跟踪误差快速减小，使系统具有良好的动态性能。

当电流跟踪误差在设定的环宽范围之内时，引入基于递推积分PI控制方法的等效控制，是基于系统周期特征信息的，实现系统控制的无稳态周期误差，从而使系统具有良好的稳态性能。

环宽两侧的变开关频率调节与环宽内的固定开关频率的组合方式，逆变器开关谐波比较容易抑制，将显著降低电网电流中的高频开关谐波。

Claims (1)

1、一种混合型有源滤波器的电流跟踪控制方法，包括以下步骤：

检测并采样逆变器输出的补偿谐波电流i_c(K)；

计算补偿谐波电流i_c(K)和逆变器期望补偿电流i_c ^*(K)的差值e(K)；

将差值e(K)与设定的环宽值H比较，若差值e(K)大于预先设定的环宽值，则逆变器的开关控制信号为：

$s\left(K\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& e\left(K\right)>H\\ 0& e\left(K\right)<-H\end{array}\right.$

若差值e(K)小于或等于预先设定的环宽值，则逆变器的开关控制信号为：

s(K)＝p(v(k))

p(v(k))为v(k)对应的开关状态。

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