CN1710771A - 谐振阻抗型混合有源电力滤波器及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种谐振阻抗型混合有源电力滤波器及控制方法，所述谐振阻抗型混合有源电力滤波器包括有源电力滤波器(APF)、无源电力滤波器(PF)，有源电力滤波器(APF)的输出接隔离变压器的原边，隔离变压器的副边与串联谐振电路并联后再与无源滤波器(PF)串联，然后通过无源滤波器并入电网。本发明利用广义积分迭代控制算法来降低有源电力滤波器的稳态误差，并将该控制算法的输出结果作为滑模变结构控制中的等效控制，实现两种方法的有机结合，形成三重变结构控制结构，使有源电力滤波器兼具较快的响应速度和较小的稳态误差，克服了单独使用滑模变结构控制和广义积分迭代控制的不足。

Description

谐振阻抗型混合有源电力滤波器及控制方法

技术领域

本发明涉及一种混合型有源电力滤波器，特别涉及一种谐振阻抗型混合有源电力滤波器。

背景技术

电能是现代社会生产和人民生活中主要的和必不可少的重要能源，随着电力电子技术的发展，供电系统中增加了大量的非线性负载，它是一种非线性时变拓扑负荷，不可避免地会产生非正弦波形，向电网注入谐波，已成为电网中的“公害”。谐波抑制装置主要有无源电力滤波器或有源电力滤波器。

单独使用的无源滤波器虽然成本低廉、结构简单，但是滤波效果受电网阻抗和自身参数变化影响较大，而且易与电网阻抗发生谐振。单独使用的有源电力滤波器虽然有很好的滤波性能，但是造价较高，特别是在变电站这样的高压大功率场合，难以应用。

在现有的有源电力滤波器APF与无源滤波器PF相结合的混合有源电力滤波器中，这些混合形式虽然降低了有源部分的容量，但是并联型APF+并联PF形式仍要承受基波电压，且系统中存在多条谐波通道，APF会将谐波注入电网支路；串联型APF+并联PF形式的连接变压器流过负载基波电流，且有源部分绝缘和维护困难；并联谐振注入型APF不具备无功补偿能力；串联谐振注入型APF若要同时获得较好的谐波补偿性能和较小的有源部分容量比较困难，而且支路上端的电容将很大；将APF与PF串联后再并联接入电网的形式称为SCAP(Series Connected APF and PF)，这种形式的绝缘和维护比较方便，非常适合于高压系统应用，但是一般为了减小有源部分承受的基波电压及其流过的基波电流，PF的基波阻抗很大，因此该系统不适合应用于要求无功补偿的场合。

发明内容

本发明的目的是提供一种谐振阻抗型混合有源电力滤波器。这种谐振阻抗型混合有源电力滤波器结构简单，并能较好治理大功率电网中的谐波，同时能够补偿大容量的无功功率。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：，包括有源电力滤波器APF、无源电力滤波器PF，其特征是：所述有源电力滤波器APF的输出接隔离变压器的原边，隔离变压器的副边与串联谐振电路并联后再与无源滤波器PF串联，然后通过无源滤波器并入电网。

上述的谐振阻抗型混合有源电力滤波器中，所述隔离变压器的原副边的匝数比为1∶2。

上述的谐振阻抗型混合有源电力滤波器中，所述有源电力滤波器(APF)的输出经LRC输出滤波器滤除后接至隔离变压器的原边。

上述的谐振阻抗型混合有源电力滤波器中，所述串联谐振电路的谐振频率为电网基波频率。

上述的谐振阻抗型混合有源电力滤波器中，所述无源滤波器PF由多组单调谐滤波器和一组二阶高通滤波器并联组成。

一种谐振阻抗型混合有源电力滤波器的控制方法，包括以下步骤：

检测电压源型有源电力滤波器的输出电流i_C(t)；

计算逆变器输出电流参考信号i_C ^*(t)与采样有源电力滤波器的输出电流信号i_C(t)的差值Δi_C(t)；

根据系统的实际要求设计边带e，通过边带的设置，决定等效控制的投入条件，使得系统在电流跟踪误差较大时离散滑模控制占主导，误差减小速度较快，在误差减小到一定范围内时广义积分迭代控制占主导，实现稳态无差；

运用广义积分迭代控制算法求取三重滑模变结构控制器中要得到等效控制u_eq ⁰(k)的对应开关状态P(u_eq ⁰(k))；

离散滑模变结构控制器根据输出电流信号的差值Δi_C(t)及等效控制u_eq ⁰(k)的对应开关状态P(U_eq ⁰(k))形成三重离散滑模变结构控制率如下：

$v_a\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& \mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Ca}}\left(k\right)>e\\ 1& \mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Ca}}\left(k\right)<-e\\ P\left(u_{\mathrm{eqa}}^0\left(k\right)\right)& \left|\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Ca}}\left(k\right)\right|\&le;e\end{array}\right.$

$v_b\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& \mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Cb}}\left(k\right)>e\\ 1& \mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Cb}}\left(k\right)<-e\\ P\left(u_{\mathrm{eqb}}^0\left(k\right)\right)& \left|\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Cb}}\left(k\right)\right|\&le;e\end{array}\right.$

$v_c\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& \mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Cc}}\left(k\right)>e\\ 1& \mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Cc}}\left(k\right)<-e\\ P\left(u_{\mathrm{eqc}}^0\left(k\right)\right)& \left|\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Cc}}\left(k\right)\right|\&le;e\end{array}\right.$

v_a(k)、v_b(k)、v_c(k)分别为逆变器a、b、c三相上桥臂开关器件的开关状态，取1表示导通，取0表示关断，P(u_eq ⁰(k))为u_eq ⁰(k)对应的开关状态，u_eq ⁰(k)为在变结构控制理论中系统做滑动模运动的等效控制。

本发明的有益效果是：

(1)由于基波串联谐振电路在基波频率下发生谐振，因此无源滤波器将承担大部分电网电压，有源电力滤波器主要承受谐波电压不承受系统基波电压，也没有基波电流流入，因而有利于减小有源电力滤波器的容量，降低成本。

(2)电压源型逆变器输出的PWM波经LRC输出滤波器后，波形即可满足要求，经变比为1∶2的隔离变压器后输出，这样逆变器的直流侧电压不必很高就能适合于高电压等级条件下的谐波治理。

(3)谐振阻抗型混合有源电力滤波器不仅能够有效地治理谐波，而且可以由其无源部分进行一定容量的无功静态补偿，由于串联谐振电路谐振于基波频率，其基波阻抗近似为0，相当于基波电流的短路通道，所以流过PF的基波电流都将流入基波谐振电路，而不会流入耦合变压器和逆变器；而且，相对于PF而言，基波谐振电路承受的基波压降较小，大部分由PF分担了。因此，谐振阻抗型混合有源电力滤波器中的PF进行无功补偿时其有源部分的容量不会增大。

(4)谐振阻抗型混合有源电力滤波器的无源部分由多组单调谐滤波器和一组二阶高通滤波器并联组成。其中每组单调谐滤波器用来补偿某一特定次数的谐波，二阶高通滤波器为有源部分提供谐波通道，有源和无源混合使用补偿效果明显，且经济成本大大降低。

(5)采用了基于广义积分迭代控制算法的三重离散滑模变结构控制方法。该方法针对APF的传统滑模变结构控制方法的有差调节问题，提出一种广义积分迭代控制算法来降低APF的稳态误差，并将该控制算法的输出结果作为滑模变结构控制中的等效控制，实现两种方法的有机结合，形成三重变结构控制结构。使APF系统兼具较快的响应速度和较小的稳态误差，克服了单独使用滑模变结构控制和广义积分迭代控制的不足。

附图说明

图1是本发明谐振阻抗型混合有源电力滤波器的结构图。

图2是基于广义积分器的等效控制计算结构图。

图3是三重离散滑模变结构控制器图。

图4是本发明的控制系统框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明专利进一步说明。

如图1所示，谐振阻抗型混合有源电力滤波器中的无源滤波器部分补偿较大容量的无功功率时，PF的基波阻抗较小，有较大的基波无功电流流入PF。此时，由于串联谐振电路谐振于基波频率，其基波阻抗近似为0，相当于基波电流的短路通道，所以流过PF的基波电流都将流入基波谐振电路，而不会流入耦合变压器和逆变器；而且，相对于PF而言，基波谐振电路承受的基波压降较小，大部分由PF分担了。因此，由谐振阻抗型混合有源电力滤波器中的PF进行无功静补不会导致其有源部分容量的增大。也就是说，谐振阻抗型混合有源电力滤波器运行特点是：只由无源部分补偿无功功率，有源部分和无源部分共同抑制谐波。

如图2所示，广义积分迭代控制是基于广义积分器原理的一种离散迭代控制算法，它的引入将使得控制系统中包含谐波周期特征信息，并实现系统的无差调节。广义积分迭代控制算法充分利用了以前的控制量信息，使得控制量的计算大大简化，易于实现，可缩短控制周期，加快控制系统的响应速度。通过该算法求取三重滑模变结构控制器中要得到等效控制u_eq ⁰(k)的对应开关状态P(u_eq ⁰(k))。

在谐振阻抗型混合有源电力滤波器谐振阻抗型混合有源电力滤波器的控制中，e″(t)为逆变器输出电流参考信号i_C ^*(t)与采样信号i_C(t)的差值Δi_C(t)，则Δi_C(t)的广义积分u_l(t)满足以下频域方

$U_I\left(s\right)=\mathrm{\&Delta;}{I}_C\left(s\right)\underset{m=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{G}_m\left(s\right)=\mathrm{\&Delta;}{I}_C\left(s\right)\underset{m=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{2s}{s^2+{\left(m{\mathrm{\&omega;}}_S\right)}^2}$ (1)

实际上，对于有源电力滤波器而言，只需要考虑有限的几次谐波，则

$U_I\left(s\right)=\mathrm{\&Delta;}{I}_C\left(s\right)\underset{m\&Subset;H}{\mathrm{\&Sigma;}}\frac{2s}{s^2+{\left(m{\mathrm{\&omega;}}_S\right)}^2}$ (2)

式中，H为谐振阻抗型混合有源电力滤波器需要滤除的谐波次数的集合，在本发明中，有

H＝{1，2，3，5，11，13，17}               (3)

其中，基波之所以要考虑在内，是因为要保证逆变器输出电流i_C(t)中不含基波电流分量，即消除其中的基波分量，以降低谐振阻抗型混合有源电力滤波器有源部分容量。

因此，类似于常规PI控制，得到如图2所示的基于广义积分器的等效控制计算框，谐振阻抗型混合有源电力滤波器的三重滑模变结构控制的等效控制为

$U_{\mathrm{eq}}^0\left(s\right)=\mathrm{\&Delta;}{I}_C\left(s\right)(K_P+\underset{m\&Subset;H}{\mathrm{\&Sigma;}}\frac{2K_{\mathrm{lm}}s}{s^2+{\left(m{\mathrm{\&omega;}}_S\right)}^2})$ (4)

式中，K_P为比例系数，K_lm为对m次谐波的积分系数。

为了获得等效控制的离散控制率，提出一种基于广义积分器的新型广义积分迭代控制算法，充分利用以前的控制量信息，大大减小了控制算法的计算量。

对m次谐波的广义积分控制量为

$U_{\mathrm{lm}}\left(s\right)=\mathrm{\&Delta;}{I}_C\left(s\right)\frac{2K_{\mathrm{lm}}s}{s^2+{\left(m{\mathrm{\&omega;}}_S\right)}^2}$ (5)

整理得

s²U_lm(s)+(mω_S)²U_lm(s)＝2K_lmsΔI_C(s)           (6)

则其时域方程为

$\frac{d^2{u}_{\mathrm{lm}}\left(t\right)}{d^{2}t}+{\left(m{\mathrm{\&omega;}}_S\right)}^2{u}_{\mathrm{lm}}\left(t\right)=2K_{\mathrm{lm}}\frac{\mathrm{d\&Delta;}{i}_C\left(t\right)}{\mathrm{dt}}$ (7)

上式的差分方程形式为

[u_lm(k)-u_lm(k-1)]-[u_lm(k-1)-u_lm(k-2)]+(mω_S)²u_lm(k)＝2K_lm[Δi_C(k)-Δi_C(k-1)]

(8)

整理得

$u_{\mathrm{lm}}\left(k\right)=\frac{2K_{\mathrm{lm}}[\mathrm{\&Delta;}{i}_C\left(k\right)-\mathrm{\&Delta;}{i}_C(k-1)]+2u_{\mathrm{lm}}(k-1)-u_{\mathrm{lm}}(k-2)}{1+{\left(m{\mathrm{\&omega;}}_S\right)}^2}$

可见，只要保留上两个控制周期的广义积分控制量u_lm(k-1)和u_lm(k-2)以及上一个控制周期的电流误差Δi_C(k-1)，可以很方便地获得新的广义积分控制量u_lm(k)。

则基于广义积分迭代控制算法的离散等效控制率为

$u_{\mathrm{eq}}^0\left(k\right)=K_P{\mathrm{\&Delta;i}}_C\left(k\right)+\underset{m\&Subset;H}{\mathrm{\&Sigma;}}{u}_{\mathrm{lm}}\left(k\right)$ (10)

上式为等效控制的整体公式，在实际控制中，a、b、c三相的等效控制分别计算，式中的电流误差为各相的电流误差。

在三重滑模变结构控制器中要得到等效控制u_eq ⁰(k)的对应开关状态P(u_eq ⁰(k))，由三角波调制法获得。如图2所示，当u_eq ⁰(k)大于第k时刻三角波幅值时，P(u_eq ⁰(k))取0；当u_eq ⁰(k)小于第k时刻三角波幅值时，P(u_eq ⁰(k))取1。

图3是三重离散滑模变结构控制器图。针对APF的传统滑模变结构控制方法的有差调节问题，通过引入广义积分迭代控制算法对系统滑动模运动的控制量进行补充定义，形成新的离散滑模变结构控制率如下：(v_a(k)、v_b(k)、v_c(k)分别为逆变器a、b、c三相上桥臂开关器件的开关状态，取1表示导通，取0表示关断)。

$v_a\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& \mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Ca}}\left(k\right)>e\\ 1& \mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Ca}}\left(k\right)<-e\\ P\left(u_{\mathrm{eqa}}^0\left(k\right)\right)& \left|\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Ca}}\left(k\right)\right|\&le;e\end{array}\right.$ (11)

$v_b\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& \mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Cb}}\left(k\right)>e\\ 1& \mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Cb}}\left(k\right)<-e\\ P\left(u_{\mathrm{eqb}}^0\left(k\right)\right)& \left|\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Cb}}\left(k\right)\right|\&le;e\end{array}\right.$ (12)

$v_c\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& \mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Cc}}\left(k\right)>e\\ 1& \mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Cc}}\left(k\right)<-e\\ P\left(u_{\mathrm{eqc}}^0\left(k\right)\right)& \left|\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{Cc}}\left(k\right)\right|\&le;e\end{array}\right.$ (13)

式中，边带e＞Δ，按照实际系统的要求(谐波指标、电网谐波含量、电流跟踪速度、控制周期大小等)确定。这可以降低对控制周期的要求，降低控制器实现的难度和逆变器的开关频率(从而降低开关损耗)。

u_eq ⁰(k)在上述控制率中的定义相当于在变结构控制理论中系统做滑动模运动的等效控制，P(u_eq ⁰(k))为u_eq ⁰(k)对应的开关状态，由广义积分迭代控制算法得出。

在上述离散滑模变结构控制中加入了广义积分迭代控制算法后，相当于控制器的结构除了在切换边带两侧变化以外又增加了第三种变化，因此将这种控制器称为三重离散滑模变结构控制器。

图4为谐振阻抗型混合有源电力滤波器的控制系统框图。其中的G_RITHAF是i_C(k)与u_C(k)间的传递函数，其它参数同上。针对谐振阻抗型混合有源电力滤波器谐振阻抗型混合有源电力滤波器的控制，运用基于广义积分迭代控制的三重离散滑模变结构控制方法由电流的误差信号得到逆变器的控制信号，再通过传递函数将电压信号转换成电流信号。该控制方法通过边带的设置，决定等效控制的投入条件，这类似于传统PI控制理论中的积分分离策略，使得系统在电流跟踪误差较大时离散滑模控制占主导，误差减小速度较快，在误差减小到一定范围内时广义积分迭代控制占主导，实现稳态无差。这种策略既可克服滑模变结构控制有差调节、电流开关毛刺较大等不足，也可避免广义积分器控制稳态到达时间长的缺点，实现了这两种控制方法的有机结合，使APF系统兼具较快的响应速度和较小的稳态误差。

Claims (6)

1、一种谐振阻抗型混合有源电力滤波器，包括有源电力滤波器(APF)、无源电力滤波器(PF)，其特征是：所述有源电力滤波器(APF)的输出接隔离变压器的原边，隔离变压器的副边与串联谐振电路并联后再与无源滤波器(PF)串联，然后通过无源滤波器并入电网。

2、根据权利要求1所述的谐振阻抗型混合有源电力滤波器，其特征是：所述隔离变压器的原副边的匝数比为1∶2。

3、根据权利要求1所述的谐振阻抗型混合有源电力滤波器，其特征是：所述有源电力滤波器(APF)的输出经LRC输出滤波器滤除后接至隔离变压器的原边。

4、根据权利要求1所述的谐振阻抗型混合有源电力滤波器，其特征是：所述串联谐振电路的谐振频率为电网基波频率。

5、根据权利要求1所述的谐振阻抗型混合有源电力滤波器，其特征是：无源滤波器PF由多组单调谐滤波器和一组二阶高通滤波器并联组成。

6、一种谐振阻抗型混合有源电力滤波器的控制方法，包括以下步骤：

检测电压源型有源电力滤波器的输出电流i_C(t)；

计算逆变器输出电流参考信号i_C ^*(t)与采样有源电力滤波器的输出电流信号i_C(t)的差值Δi_C(t)；

根据系统的实际要求设计边带e，通过边带的设置，决定等效控制的投入条件，使得系统在电流跟踪误差较大时离散滑模控制占主导，误差减小速度较快，在误差减小到一定范围内时广义积分迭代控制占主导，实现稳态无差；

运用广义积分迭代控制算法求取三重滑模变结构控制器中要得到等效控制u_eq ⁰(k)的对应开关状态P(u_eq ⁰(k))；

离散滑模变结构控制器根据输出电流信号的差值Δi_C(t)及等效控制u_eq ⁰(k)的对应开关状态P(u_eq ⁰(k))形成三重离散滑模变结构控制率，即有源电力滤波器的逆变器控制脉冲如下：

$v_a\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& {\mathrm{\&Delta;i}}_{\mathrm{Ca}}\left(k\right)>e\\ 1& {\mathrm{\&Delta;i}}_{\mathrm{Ca}}\left(k\right)<-e\\ P\left(u_{\mathrm{epa}}^0\left(k\right)\right)& \left|{\mathrm{\&Delta;i}}_{\mathrm{Ca}}\left(k\right)\right|\&le;e\end{array}\right.$

$v_b\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& {\mathrm{\&Delta;i}}_{\mathrm{Cb}}\left(k\right)>e\\ 1& {\mathrm{\&Delta;i}}_{\mathrm{Cb}}\left(k\right)<-e\\ P\left(u_{\mathrm{eqb}}^0\left(k\right)\right)& \left|{\mathrm{\&Delta;i}}_{\mathrm{Cb}}\left(k\right)\right|\&le;e\end{array}\right.$

$v_c\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& {\mathrm{\&Delta;i}}_{\mathrm{Cc}}\left(k\right)>e\\ 1& {\mathrm{\&Delta;i}}_{\mathrm{Cc}}\left(k\right)<-e\\ P\left(u_{\mathrm{eqc}}^0\left(k\right)\right)& \left|{\mathrm{\&Delta;i}}_{\mathrm{Cc}}\left(k\right)\right|\&le;e\end{array}\right.$

v_a(k)、v_b(k)、v_c(k)分别为逆变器a、b、c三相上桥臂开关器件的开关状态，取1表示导通，取0表示关断，P(u_eq ⁰(k))为u_eq ⁰(k)对应的开关状态，u_eq ⁰(k)为在变结构控制理论中系统做滑动模运动的等效控制。

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